專利名稱：絕緣型開關電源裝置的制作方法
技術領域：
該發(fā)明涉及具備從初級側向次級側傳送功率的主變壓器和對從直流輸入電源流
經上述主變壓器的1次線圈的電流進行斷續(xù)的功率開關，輸出期望的直流電壓或者直流電 流的絕緣型開關電源裝置。
背景技術：
以往，由零電壓開關(ZVS)降低開關損耗，為了提高電路的效率，例如如專利文獻 1中所公開那樣，采用具備電壓鉗位電路的絕緣型開關電源裝置。 具備這種電壓鉗位電路的絕緣型開關電源裝置，在輸出電壓比輸入電壓低的情況 下較多地使用。圖1中表示由現(xiàn)有技術構成該絕緣型開關電源裝置的例子。此外，圖2中 表示該各部分的波形圖。 圖1中，在主變壓器T1的初級側，鉗位電容器C1和鉗位開關Q2的串聯(lián)電路與主變 壓器Tl的1次線圈nl串聯(lián)連接，構成電壓鉗位電路2。鉗位開關Q2為P溝道M0SFET，并聯(lián)地 安裝有寄生二極管。開關控制電路1為對有源/鉗位/變換器(active 'clamp 'converter) 進行驅動的P麗控制IC。該開關控制電路1具有功率開關驅動端子outA、鉗位開關驅動端 子outB、反饋信號輸入端子COMP、接地端子GND。 二極管Dll以及電容器C10所構成的電平 移位電路與鉗位開關驅動端子outB連接。光耦合器PC1的受光晶體管與反饋信號輸入端 子C0MP連接。 在主變壓器Tl的次級側具備同步整流元件Q3、 Q4、扼流線圈Ll、輸出平滑電容器 C3、電阻R2、R3、R4、光耦合器PC1的發(fā)光二極管、分路調節(jié)器(shunt regulator) SRG1 。
在直流輸入電源+Vin與-Vin之間施加的直流電壓，由輸入平滑電容器C2平滑 后，由功率開關Ql被進行開關而變換為交流，從主變壓器Tl的1次線圈nl向2次線圈n2 傳輸，通過由整流側同步整流元件Q3以及換向(commutation)側同步整流元件Q4構成的 整流電路整流后，由扼流線圈Ll、輸出平滑電容器C3被平滑而變換為直流。由此構成有源 /鉗位/前向(forward)變換器。 從開關控制電路1的端子outA、端子outB輸出的驅動信號，在端子outA的輸出成 為H電平的期間，端子outB的輸出也成為H電平，并且端子outB輸出的H電平期間的一方 在前后變寬。端子outA的輸出被直接施加在作為N溝道M0SFET的功率開關Ql的柵極一 源級間(以下表示為"G-S間")，端子outB輸出經由由電容器C10以及二極管D11形成的 電平移位電路，被施加在作為P溝道M0SFET的鉗位開關Q2的源極一柵極間(以下表示為 "S-G間")。其結果，功率開關Q1和鉗位開關Q2夾持雙方均截止的空載時間(dead time) 期間(圖2的tl t3、t4 t0)而由相輔的定時(timing)被驅動。即被P麗控制為功率 開關Q1的脈沖寬度變寬時，鉗位開關Q2的脈沖寬度變窄，功率開關Q1的脈沖寬度變窄時， 鉗位開關Q2的脈沖寬度變寬。 在次級側的電路中，輸出電壓由電阻R3、R4被分壓，其電壓被輸入到分路調節(jié)器 SRG1的參考端子。輸出電壓的分壓電壓超過基準值時，分路調節(jié)器SRG1的陰極電流經由電阻R2以及光耦合器PC1的發(fā)光二極管而增加，初級側的電路中的光耦合器PC1的受光晶 體管的電流增加。光耦合器PC1的受光晶體管導通時，開關控制電路1的反饋信號輸入端 子C0MP的電位降低，功率開關Q1的占空比D降低。設前向變換器的輸出電壓為Vout，輸入 電壓為Vin，主變壓器Tl的匝數比為(n2/nl)時，具有Vout = (n2/nl) D Vin的關系， 因此由于功率開關Q1的占空比D的減小而輸出電壓降低。反過來，輸出電壓的分壓電壓小 于基準值時，經由光耦合器PC1的受光晶體管的分路調節(jié)器SRG1的陰極電流減少而光耦合 器PC1的受光晶體管中流動的電流減少，開關控制電路l的COMP端子的電位增加，功率開 關Q1的占空比D增加。由于D的增加而輸出電壓增大。由此進行P麗控制以使輸出電壓 變得固定。 在圖2中，在時刻t0端子outA的輸出從L電平變?yōu)镠電平時，功率開關Ql接通， 在功率開關Q1中流動與扼流線圈L1的電流大致成比例的電流。在時刻tl功率開關Ql斷 開，功率開關Q1的漏極一源級間(以下表示為"D-S間")電壓超過輸入電壓時，在變壓器T1 的勵磁電感和與功率開關Ql的D-S間并聯(lián)存在的寄生電容之間產生LC諧振(時刻tl t2)。在時刻t2，功率開關Ql的D-S間電壓超過鉗位電容器C1的兩端電壓時，鉗位開關Q2 的寄生二極管導通，變壓器T1的勵磁電感與鉗位電容器C1電容之間的LC諧振產生。鉗位 電容器C1的電容比功率開關Q1的D-S間的并聯(lián)寄生電容大，因此功率開關Q1的D-S間電 壓的變化變緩，成為大致由固定值被鉗位的波形。 在鉗位開關Q2的寄生二極管的導通期間中的時刻t3接通鉗位開關Q2時，由于變 壓器T1的勵磁電感與鉗位電容器C1的電容之間的LC諧振的進展而勵磁電流的流動的方 向反向。在勵磁電流從鉗位電容器Cl向變壓器Tl的1次線圈nl流動的期間中的時刻t4 斷開鉗位開關Q2時，鉗位電容器C1的電容從進行上述LC諧振的電路切斷，諧振電容再次 成為功率開關Ql的D-S間的并聯(lián)寄生電容。因此諧振電容變小而功率開關Ql的D-S間電 壓急劇降低。之后，在下一個周期的t0再次接通功率開關Ql。 通過上述的鉗位動作來防止功率開關Ql兩端的浪涌電壓，因此在功率開關Ql能 夠使用低耐壓的晶體管，并且由LC諧振動作對鉗位電容器Cl所吸收的變壓器Tl的電磁能 量進行再生，因此得到高效率的特性。 在圖1的例子中，開關控制電路1的GND與作為鉗位開關Q2的參考端子的源級端 子之間的電位差為10V程度的直流電壓，能夠只通過由電容器C10、二極管D11形成的電平 移位電路來構成鉗位開關的驅動電路。 接下來，圖3中表示其他類型的現(xiàn)有技術的絕緣型開關電源裝置的例子。此外，圖 4表示其各部分的波形圖。與圖1中所示的絕緣型開關電源裝置相比較，電壓鉗位電路2的 連接位置不同，采用驅動變壓器T4。此外，鉗位開關不是P溝道，而是N溝道的MOSFET。除 此之外的結構與圖l相同，動作也幾乎相同。從開關控制電路l的端子outA、端子outB端 子輸出的驅動信號，以夾持兩方均為L電平的空載時間期間(圖4的時刻tl t3， t4 t0)而以相輔的定時處于H電平，隨著此，功率開關Q1與鉗位開關Q2夾持空載時間期間而 以相輔的定時被驅動。圖3的電壓鉗位電路2的動作與圖1的電壓鉗位電路2的動作相同。 開關控制電路1的相對接地端子GND的鉗位開關Q2的源級端子的電位，由功率開關Ql的 開關動作而交流地變動，因此介由驅動變壓器T4傳輸鉗位開關驅動端子outB的輸出電壓， 經由二極管D11、電容器C10的電平移位電路而在鉗位開關Q2的G-S間施加驅動信號。
專利文獻1日本特開2003-33016號公報 在為輸入電壓大的變換器的情況下，為了由來自開關控制電路1的輸出信號對鉗 位開關Q2進行直接驅動，如圖1所例示那樣，需要作為鉗位開關Q2與鉗位電容器Cl之間 的串聯(lián)電路即電壓鉗位電路2相對功率開關Ql被并聯(lián)地連接。因此，對于鉗位開關Q2必 然采用P溝道型FET。 然而，P溝道型FET的導通電阻變大，其導通電阻與輸入電容的積成為N溝道 M0SFET的導通電阻與輸入電容的積的約3倍左右時，特性變差，P溝道型FET與N溝道型相 比，存在開關損耗變大的缺點。因此，采用P溝道型FET作為鉗位開關Q2的絕緣型開關電 源裝置，在比較的大功率用途中不適當。 另一方面，為了采用N溝道型FET作為鉗位開關，如圖3所例示那樣，由于成為鉗 位開關Q2與鉗位電容器Cl之間的串聯(lián)電路即電壓鉗位電路2相對主變壓器Tl的1次線 圈nl被并聯(lián)連接的結構，因此不能由開關控制電路1的輸出信號直接驅動鉗位開關Q2，需 要設置驅動變壓器T4。 但是，為了以低損耗傳輸開關頻率的方形波，驅動變壓器T4需要比較大的勵磁電 感(例如100 ii H以上)。因此，驅動變壓器T4需要較多匝數的該1次線圈、2次線圈，成為 大型且成本高的部件。 此外，為了抑制功率開關Q1的浪涌電壓，在主變壓器T1的次級側設置電壓鉗位電 路，想要從初級側的電路經由驅動變壓器驅動其電壓鉗位電路時，驅動變壓器需要安全標 準上必要的耐電壓(例如DC1500V)，因此更加導致大型化 高成本化的問題。

發(fā)明內容
在此，本發(fā)明的目的在于，提供一種盡管在鉗位開關中采用N溝道型M0SFET，也不 需要驅動變壓器那樣的電感值大的變壓器，通過采用可傳遞至少脈沖的邊緣信號的脈沖變 壓器，來傳遞接通/斷開的定時，從而驅動鉗位開關，實現(xiàn)零電壓開關的絕緣型開關電源裝置。 為了解決上述課題，本發(fā)明的絕緣型開關電源裝置如下那樣構成。
(1)具備具有1次線圈及2次線圈，從初級側向次級側傳輸功率的主變壓器 (Tl);與上述主變壓器的l次線圈串聯(lián)連接，對從直流(包括脈動電流)輸入電源向上述主 變壓器的1次線圈流動的電流進行斷續(xù)的至少一個功率開關(Ql);對在上述主變壓器的2 次線圈中產生的電壓進行整流的整流電路(Q3， Q4);對由上述整流電路被整流的電壓進行 平滑的平滑電路(C3);電壓鉗位電路(2)，其具有由鉗位開關驅動信號被接通/斷開控制的 鉗位開關(Q2)，并對在施加到上述主變壓器的電壓反轉時產生的浪涌電壓進行吸收，將施 加到上述主變壓器的電壓鉗位到規(guī)定的上限值；具有輸出上述功率開關的驅動用信號的第 1輸出端子(端子outA)、及輸出鉗位開關驅動用信號的第2輸出端子(端子outB)的開關 控制電路(1) ;1次線圈與上述第2輸出端子(端子outB)連接，2次線圈與對上述鉗位開 關進行驅動的鉗位開關驅動電路相連接，傳遞脈沖波的邊緣信號的第l脈沖變壓器(T2); 和將從上述第1脈沖變壓器輸出的上述鉗位開關驅動用信號的邊緣作為觸發(fā)，產生上述鉗 位開關驅動信號的鉗位開關驅動電路。 (2)上述電壓鉗位電路(2)及上述鉗位開關驅動電路被設置在上述主變壓器(Tl)的初級側。
(3)上述電壓鉗位電路及上述鉗位開關驅動電路被設置在上述主變壓器的次級 (4)上述功率開關與上述電壓鉗位電路相對上述直流電源被串聯(lián)連接，上述主變 壓器的1次線圈的一端與上述功率開關的一端和上述電壓鉗位電路的連接點相連接，上述 主變壓器的另一端與上述功率開關的另一端相連接，由上述主變壓器、上述功率開關及上 述鉗位開關構成半橋電路。 (5)上述主變壓器及上述第1脈沖變壓器由復合變壓器構成，該復合變壓器具備 芯，其具備中芯柱和經由該中芯柱對置的至少一對外芯柱而構成閉合磁路；第1組線圈，其 以在該芯的上述中芯柱纏繞的至少兩個線圈為一組；第2組線圈，其隔開能線圈布線程度 的間隙來將上述1對外芯柱中至少一方的外芯柱分離到兩個外芯柱部，并至少包括在該分 離了的兩個外芯柱部的每一個上按纏繞方向互相成為反方向的方式纏繞的兩個線圈
(6)上述整流電路成為具備第1及第2半導體開關元件的同步整流電路。
(7)具備對上述同步整流電路的第1及第2半導體開關元件的接通/斷開動作 進行控制的同步整流元件驅動電路(4);具有1次線圈和2次線圈，傳遞脈沖波的邊緣信號 的第2脈沖變壓器及第3脈沖變壓器(T3)，上述第2脈沖變壓器的1次線圈與上述開關控 制電路的上述第2輸出端子(outA)相連接，上述第2脈沖變壓器的2次線圈與上述同步整 流元件驅動電路(4)相連接，以控制上述同步整流電路的整流側同步整流元件(Q3)或者換 向側同步整流元件(Q4)的一方的開關，上述第3脈沖變壓器(T3)的1次線圈與上述開關 控制電路的上述第l輸出端子(outB)相連接，上述第3脈沖變壓器的2次線圈與上述同步 整流元件驅動電路(4)相連接，以控制上述同步整流電路的整流側開關或者換向側開關的 另一方的開關。 (8)上述電壓鉗位電路及上述鉗位開關驅動電路被設置在上述主變壓器的次級 側，上述第1脈沖變壓器的1次線圈與上述第2脈沖變壓器的1次線圈由相同的繞組被共 用，上述第1脈沖變壓器和上述第2脈沖變壓器由具備一個閉合磁路的脈沖變壓器構成。
(9)上述主變壓器及上述第1 第3脈沖變壓器由復合變壓器構成，該復合變壓器 具備芯，其具備中芯柱和經由該中芯柱對置的至少1對外芯柱而構成閉合磁路；第1組線 圈，其以在該芯的上述中芯柱纏繞的至少兩個線圈為一組；和第2組線圈，其隔開可線圈布 線的程度的間隙來將上述1對外芯柱中至少一個外芯柱分離到兩個外芯柱部，并至少包括 在該分離的兩個外芯柱部的每一個上按照纏繞方向互相成為反方向的方式纏繞的兩個線 圈。 通過該發(fā)明，能夠實現(xiàn)不將變壓器大型化，電路效率提高、功率電容大的絕緣型開 關電源裝置。此外，由于能使用耐壓低的部件，因此能實現(xiàn)小型化，低成本化。進而，通過 由一個復合型變壓器構成主變壓器和脈沖變壓器，來避免成本增加。


圖1為現(xiàn)有技術的絕緣型開關電源裝置的電路圖。
圖2為圖1所示的絕緣型開關電源裝置的各部分的波形圖。 圖3為現(xiàn)有技術的其他的絕緣型開關電源裝置的電路圖。
圖4為圖3所示的絕緣型開關電源裝置的各部分的波形圖。 圖5為第1實施方式相關的絕緣型開關電源裝置101的電路圖。 圖6為圖5所示的絕緣型開關電源裝置101的各部分的波形圖。 圖7為表示在絕緣型開關電源裝置101中采用的復合變壓器的結構的圖。 圖8為第2實施方式相關的絕緣型開關電源裝置102的電路圖。 圖9為圖8所示的絕緣型開關電源裝置102的各部分的波形圖。 圖10為第3實施方式相關的絕緣型開關電源裝置103的電路圖。 圖11為圖10中所示的絕緣型開關電源裝置103的各部分的波形圖。 圖12為第4實施方式相關的絕緣型開關電源裝置104的電路圖。 圖13為圖12所示的絕緣型開關電源裝置104的各部分的波形圖。0095
101 104-絕緣型開關電源裝置 1-開關控制電路 2-電壓鉗位電路 3-高側驅動器 4-同步整流元件驅動電路 43E-E型芯 431-平板芯 44,45-印刷基板 5-第1邊緣信號發(fā)生電路 6-第2邊緣信號發(fā)生電路 Cl-鉗位電容器 C2-輸入平滑電容器 C3-輸出平滑電容器 COMP-反饋信號輸入端子 GND-接地端子 HSin-高側驅動用信號輸入端子 HSout-高側開關驅動端子 Ll-扼流線圈 LSin-低側驅動用信號輸入端子 LSout-低側開關驅動端子 outA-功率開關驅動端子 outB-鉗位開關驅動端子 PC1-光耦合器 Ql，Q7-功率開關 Q2-鉗位開關 Q3-整流側同步整流元件 Q4-換向側同步整流元件 SIGinl-脈沖信號輸入端子
SRl， SR2-同步整流元件驅動端子 SRG1-并聯(lián)穩(wěn)壓器 Tl-主變壓器 T2_脈沖變壓器 T23-第1 第2兼用脈沖變壓器 T3_脈沖變壓器 T4_驅動變壓器
具體實施例方式《第l實施方式》 圖5為第1實施方式相關的絕緣型開關電源裝置101的電路圖。圖6為其各部分 的波形圖，圖7為表示用于上述絕緣型開關電源裝置101中的復合變壓器的結構的圖。
圖5中，鉗位電容器C1與鉗位開關Q2的串聯(lián)電路與主變壓器T1的1次線圈nl 相串聯(lián)連接，構成電壓鉗位電路2。鉗位開關Q2為N溝道M0SFET，并聯(lián)地設置寄生二極管。 開關控制電路1為對有源*鉗位，變換器進行驅動的P麗控制IC。該開關控制電路1具備 功率開關驅動端子outA、鉗位開關驅動端子outB、反饋信號輸入端子C0MP、接地端子GND。 與電壓鉗位電路2相連接，對鉗位開關Q2提供控制信號的電路為鉗位開關驅動電路。
脈沖變壓器T2具備1次線圈n1、2次線圈n2。開關元件Q5為N溝道M0SFET，開 關元件Q6為NPN晶體管。 在主變壓器Tl的次級側具備同步整流元件Q3、 Q4、扼流線圈Ll、輸出平滑電容器 C3、電阻R2、 R3、 R4、光耦合器PC1的發(fā)光二極管、分路調節(jié)器SRG1。 在直流輸入電源+Vin與-Vin之間施加的直流電壓，由輸入平滑電容器C2平滑 后，由功率開關Ql被開關而被變換為交流，從主變壓器Tl的1次線圈nl向2次線圈n2傳 輸，通過由整流側同步整流元件Q3、換向側同步整流元件Q4構成的整流電路被整流后，通 過由扼流線圈Ll、輸出平滑電容器C3被平滑后而變換為直流。由此構成有源*鉗位*前向 變換器。 從開關控制電路1的端子outA、端子outB輸出的驅動信號，夾持兩方均處于L電 平的空載時間期間而以相輔的定時處于H電平，開關控制電路1進行直接驅動的功率開關 Ql、經由脈沖變壓器T2進行驅動的鉗位開關Q2夾持上述空載時間期間而以相輔的定時被 驅動。 在次級側的電路中，輸出電壓由電阻R3， R4被分壓，被輸入到分路調節(jié)器SRG1的 參考端子。輸出電壓的分壓電壓超過基準值時，經由電阻R2、光耦合器PC1的發(fā)光二極管 而分路調節(jié)器SRG1的陰極電流增加，初級側電路中的光耦合器PC1的受光晶體管的電流增 大。光耦合器PC1的受光晶體管導通時，開關控制電路1的反饋信號輸入端子C0MP的電位 降低，功率開關Q1的占空比D降低。設前向變換器的輸出電壓為Vout，輸入電壓為Vin，主 變壓器T1的匝數比為(n2/nl)時，存在下述關系
Vout = (n2/nl) D Vin， 因此通過功率開關Q1的占空比D的降低而輸出電壓降低。反過來，輸出電壓的分 壓電壓小于基準值時，經由光耦合器PC1的受光晶體管的分路調節(jié)器SRG1的陰極電流減少，在光耦合器PC1的受光晶體管中流動的電流減少，由此開關控制電路1的C0MP端子的 電位增加，其結果，功率開關Q1的占空比D增加。由于該占空比D的增加而輸出電壓上升。 由此，進行P麗控制以使輸出電壓成為固定。 在圖6中，在時刻t0端子outA的輸出從L電平變?yōu)镠電平時，功率開關Ql接通， 功率開關Q1中流動與扼流線圈L1的電流大致成比例的電流。在時刻tl功率開關Ql斷開， 功率開關Q1的D-S間電壓超過輸入電壓時，在主變壓器T1的勵磁電感和與功率開關Q1的 D-S間并聯(lián)存在的寄生電容之間產生LC諧振(時刻tl t2)。在時刻t2，功率開關Ql的 D-S間電壓超過鉗位電容器C1的兩端電壓時，鉗位開關Q2的寄生二極管導通，變壓器T1的 勵磁電感與鉗位電容器C1電容之間的LC諧振產生。由于鉗位電容器C1的電容比功率開 關Q1的D-S間的并聯(lián)寄生電容大，因此功率開關Q1的D-S間電壓的變化變緩慢，成為幾乎 由固定值被鉗位的波形。 由在主變壓器T1的3次線圈n3中產生的電壓，二極管Dl導通時，電流通過電阻 Rl在開關元件Q6的基極中流動，Q6接通而鉗位開關Q2的基極被充電，鉗位開關Q2接通。
之后，開關控制電路1的端子outB輸出的電壓從L電平反轉為H電平，但對電容 器C4進行充電的電流不通過脈沖變壓器T2的1次線圈nl，而通過二極管D3進行流動，因 此在該定時中在T2的2次線圈n2中不產生脈沖電壓(邊緣信號)。 之后，勵磁電流流動的方向通過主變壓器T1的勵磁電感與鉗位電容器C l的電容 之間的LC諧振的進展而進行反轉。在勵磁電流從鉗位電容器CI向主變壓器Tl的1次線 圈nl流動的期間的t3中，開關控制電路1的端子outB輸出的電壓從H電平反轉為L電平 時，電容器C4的蓄積電荷的放電電流經由脈沖變壓器T2的1次線圈nl而在端子outB端 子中流動，因此在T2的2次線圈n2中產生脈沖電壓(邊緣信號)。二極管D4由該脈沖電 壓導通，開關元件Q5接通。二極管D4、電阻R5、開關元件Q5的輸入電容作為脈沖寬度延長 電路起作用。 即使T2的2次線圈n2的脈沖電壓消失，Q5的G_S間電壓按照電阻R5與開關元 件Q5的輸入電容的時間常數而降低，因此如圖6(d)那樣，脈沖信號的脈沖寬度被延長，能 夠將開關元件Q5的導通期間延長為足夠的長度。開關元件Q5接通時，開關元件Q6的基極 電壓降低而開關元件Q6斷開，鉗位開關Q2也斷開。斷開鉗位開關Q2時，鉗位電容器C1的 電容從進行上述LC諧振的電路被斷開，諧振電容再次成為功率開關Ql的D-S間的并聯(lián)寄 生電容。因此，諧振電容變小，功率開關Q1的D-S間電壓急劇地降低。之后，功率開關Q1 在下一個周期的時刻tO再次被接通。因此一個循環(huán)結束。反復進行上述循環(huán)。
通過上述的鉗位動作來防止施加在功率開關Ql的兩端的浪涌電壓，因此對功率 開關Q1能使用低耐壓的晶體管，并且鉗位電容器C1所吸收的變壓器T1的電磁能量由LC 諧振動作而被再生，因此能夠實現(xiàn)高效率的變換器動作。此外，由于鉗位開關Q2進行零電 壓開關，因此對高效率化、低噪聲化有效。 通過第1實施方式，盡管采用N溝道型FET，也不需要如驅動變壓器那樣的勵磁 電感值大的變壓器，通過可傳遞至少脈沖的邊緣信號的脈沖變壓器來傳遞接通/斷開的定 時，從而能夠驅動鉗位電路，能夠實現(xiàn)零電壓開關。 接下來，基于圖7對作為圖5所示的主變壓器Tl及脈沖變壓器T2起作用的復合 變壓器進行說明。該復合變壓器的結構，與在日本特愿2006-270976中申請的結構相同。
圖7為表示將功率傳輸用的變壓器與邊緣信號傳輸用的兩個脈沖變壓器復合化， 作為一個變壓器構成的復合變壓器的構造的圖。 由第1實施方式所采用的脈沖變壓器由于傳輸脈沖狀的邊緣信號，而不是開關頻 率的信號，因此也可為例如數P H的低電感，如果為閉合磁路型芯，則能構成為纏繞1匝或2 匝。該復合變壓器具備功率傳輸用的變壓器以及兩個脈沖變壓器，具有一對芯和分別獨立 的線圈。 圖7的(A) (B)為表示在變壓器基板中設置的線圈圖案的平面圖，(C) (D)為復合 變壓器的規(guī)定位置的截面圖。 圖7中，通過由對具備5個芯柱部38， 39， 40， 41， 42的E型芯43E和平板芯431進 行組合了的E-I芯來夾持印刷基板44， 45而使它們嵌合，構成閉合磁路。圖7中，芯柱部38 為第1外芯柱，芯柱部39為第2外芯柱，芯柱部40為第3外芯柱，芯柱部41為第4外芯柱， 芯柱部42為中芯柱，印刷基板44，45的第1、第2、第3、第4的外孔分別與中央的中孔貫通。
印刷基板為4層的層疊基板，通過夾持半固化片(pr印reg)來對構成1、2層的兩 面的印刷基板44和構成3、4層的兩面的印刷基板45進行層疊，從而構成4層的層疊基板。 a m為設置在印刷基板44， 45的通孔，構成各變壓器的輸入輸出端子。此外，印刷基板44， 45形成為主變壓器8的1次線圈8A、2次線圈8B、3次線圈8C的導通圖案在芯的中芯柱42 的周圍纏繞為渦狀。具體地說，在印刷基板44的輸入輸出端子e-f間纏繞3匝1次線圈 8A，夾持印刷基板45的中間抽頭(t即)h而在輸入輸出端子g-i間分別纏繞2次線圈8B、3 次線圈8C各1匝。 第1脈沖變壓器9的1次線圈9A以及2次線圈9B在第1外芯柱38和第2外芯 柱39串聯(lián)連接相反方向且纏繞相同數目的線圈。具體而言，在印刷基板44的輸入輸出端 子a-b間纏繞1匝1次線圈9A，在印刷基板45的輸入輸出端子c-d間纏繞1匝2次線圈 9B。 第2脈沖變壓器10的1次線圈10A以及2次線圈10B在第3外芯柱40和第4外 芯柱41串聯(lián)連接相反方向且纏繞相同數目的線圈。具體而言，在印刷基板44的輸入輸出 端子l-m間纏繞1匝1次線圈IOA，在印刷基板45的輸入輸出端子j-k間纏繞1匝2次線 圈IOB。 通過這種結構，幾乎不損壞主變壓器的特性，而能復合化，從小型化、低成本化的 角度有利。 另外，在圖5所示的絕緣型開關電源裝置101中，作為脈沖變壓器只需要一個脈沖 變壓器T2，因此使用上述兩個脈沖變壓器中的任一方。 通過第1實施方式，通過采用脈沖變壓器T2，能夠構成開關控制電路1的接地和鉗 位開關Q2的基準端子(源級)電位不同的電壓鉗位電路2。對斷開定時進行指示的脈沖 變壓器T2，也可為比圖3所示的現(xiàn)有技術的驅動變壓器T4小的勵磁電感(數i!H左右)。 如果特別采用圖7所示的復合變壓器，則脈沖變壓器T2的1次線圈n1、2次線圈n2可由 1T(一匝)、或者2T(兩匝)構成，因此纏繞線空間達到最小限，能小型化。此外，與分別構 成功率傳輸用的主變壓器Tl和脈沖變壓器T2的情況相比，能夠更廉價地構成。 [O109]《第2實施方式》 圖8為第2實施方式相關的絕緣型開關電源裝置102的電路圖。圖9為該各部分
11的波形圖。主變壓器T1的初級側的結構與第1實施方式中圖5所示的結構相同。主變壓 器T1的次級側具備整流二極管D5、輸出平滑電容器C3、電阻R2，R3，R4、光耦合器PC1的發(fā) 光二極管、分路調節(jié)器SRG1。 第2實施方式相關的絕緣型開關電源裝置102構成有源 鉗位 回描(flyback) 變換器。鉗位開關驅動電路和輸出電壓反饋的動作與第1實施方式的情況大致相同，因此 在此對功率變換的動作進行說明。 首先，在直流輸入電源+Vin與-Vin之間施加的直流電壓，由輸入平滑電容器C2 平滑后，由功率開關Q1被開關，而被變換為交流。功率開關Q1的接通期間在主變壓器T1的 勵磁電感中蓄積的電磁能量，在功率開關Ql的斷開期間經由整流二極管D5被輸出到2次 電路。由D5整流后的電壓，由輸出平滑電容器C3被平滑而變換為直流。
在圖9中，在時刻t0端子outA的輸出從L電平變?yōu)镠電平時，功率開關Ql接通。 設輸入電壓為Vin，主變壓器Tl的勵磁電感為Lm時，功率開關Ql的漏極電流按照(Vin/Lm) 的斜率直線地增加。在時刻tl功率開關Ql被斷開時，變壓器Tl的勵磁電感和與功率開關 Ql的D-S間并聯(lián)存在的寄生電容之間產生LC諧振(時刻tl t2)。在時刻t2，功率開關 Ql的D-S間電壓超過鉗位電容器C1的兩端電壓時，鉗位開關Q2的寄生二極管導通，變壓器 Tl的勵磁電感與鉗位電容器C1電容之間的LC諧振產生。設輸出電壓為Vout，鉗位電容器 Cl的兩端電壓為Vcl，主變壓器Tl的匝數比為(n2/nl)時，Vout N (n2/nl) Vcl的關系 成立，因此與鉗位開關Q2的寄生二極管導通同時，整流二極管D5也導通，向次級側電路供 給功率。在功率開關Q1的D-S間電壓由固定值被鉗位的期間中，主變壓器T1的勵磁電流 分流到鉗位開關Q2和整流二極管D5，但勵磁電流的總計值如圖9 (h)虛線所示那樣直線地 減少。在時刻t3，開關控制電路1的端子outB的輸出電壓從H電平反轉到L電平時，電容 器C4的蓄積電荷的放電電流經由脈沖變壓器T2的1次線圈nl而流動到端子outB，因此在 脈沖變壓器T2產生脈沖電壓，鉗位開關Q2斷開。鉗位開關Q2與整流二極管D5的兩方斷 開時，LC諧振電路的諧振電容再次成為功率開關Ql的D-S間的并聯(lián)寄生電容，通過諧振電 容變小而D-S間電壓急劇地降低。通過上述LC諧振電路的諧振而開關Ql的D-S間電壓降 低到零伏特之后，在下一個周期的tO，功率開關Ql再次被接通。反復進行上述循環(huán)。
通過上述的鉗位動作防止功率開關Q1的兩端的浪涌電壓，因此能使用低耐壓的 晶體管。此外，功率開關Q1、鉗位開關Q2均進行零電壓開關，因此對高效率化 低噪聲化 有效。第2實施方式所示的主變壓器Tl及脈沖變壓器T2也能由圖7所示的復合變壓器構 成?！兜?實施方式》 圖10為第3實施方式相關的絕緣型開關電源裝置103的電路圖。圖11為其各部 分的波形圖。該第3實施方式相關的絕緣型開關電源裝置103構成非對稱控制半橋變換器。 該"非對稱控制"為夾持功率開關Ql與鉗位開關Q2這兩方處于斷開的空載時間而以相輔 的定時被驅動的控制方法，功率開關Q1的脈沖寬度變寬時，鉗位開關Q2的脈沖寬度變窄， 功率開關Ql的脈沖寬度變窄時，如鉗位開關Q2的脈沖寬度變寬那樣進行P麗控制。如圖 11所示，動作波形與第2實施方式所示的有源 鉗位 回描變換器的情況類似。
圖10中，主變壓器Tl的次級側的結構與第2實施方式中圖8所示的結構相同。設 置在主變壓器T1的初級側的鉗位電容器C1也作為輸入平滑電容器起作用。鉗位電容器C1與鉗位開關Q2的串聯(lián)電路與主變壓器T1的1次線圈nl串聯(lián)連接，構成電壓鉗位電路。主 變壓器T1的l次線圈nl與電容器C5連接，通過該主變壓器T1的l次線圈nl、電容器C5 和功率開關Ql構成閉合回路。 —般也存在不將非對稱控制半橋變換器分類為電壓鉗位電路的情況，但是通過LC 諧振的諧振電容在中途被切換來對功率開關Q1的兩端的電壓進行鉗位的動作，與第1 第 2實施方式中的電壓鉗位電路相同，因此該第3實施方式相關的絕緣型開關電源裝置103也 為本發(fā)明的一實施方式。 開關控制電路1為能對有源 鉗位 變換器進行驅動的P麗控制IC，具備功率開 關驅動端子outA、鉗位開關驅動端子outB、反饋信號輸入端子C0MP、接地端子GND。
鉗位開關Q2為N溝道M0SFET，并聯(lián)地設置寄生二極管。鉗位開關驅動電路的結構 與輸出電壓反饋的動作與第1 *第2實施方式大致相同，因此在此對功率變換的動作進行說 明。 首先，在直流輸入電源+Vin與-Vin之間施加的直流電壓由鉗位電容器Cl被平滑 后，由以相輔的定時進行動作的功率開關Ql及鉗位開關Q2被開關而變換為交流。設鉗位 電容器C1的兩端電壓(=輸入電壓)為Vcl時，充電到電容器C5的電壓Vc5比零伏特大， 小于Vcl，且根據功率開關Ql的占空比來進行變化。通過在功率開關Q1的接通期間蓄積于 主變壓器T1的勵磁電感中的電磁能量和(Vcl-Vc5)的電位差，而整流二極管D5在功率開 關Q1的斷開期間導通。由D5被整流的電壓，由輸出平滑電容器C3被平滑，變換為直流。
在圖11中，在時刻tO端子outA輸出從L電平變?yōu)镠電平時，功率開關Ql接通。 設電容器C5的兩端電壓為Vc5，主變壓器Tl的勵磁電感為Lm時，功率開關Ql的漏極電流 按照(Vc5/Lm)的斜率而直線地增加。在時刻tl功率開關Ql被斷開時，在變壓器Tl的勵磁 電感和與功率開關Ql的D-S間并聯(lián)地存在的寄生電容之間產生LC諧振(時刻tl t2)。 時刻t2中，功率開關Ql的D-S間電壓超過鉗位電容器C1的兩端電壓時，鉗位開關Q2的寄 生二極管導通，變壓器T1的勵磁電感與鉗位電容器C1的電容之間的LC諧振產生。設輸出 電壓為Vout，主變壓器Tl的匝數比為(n2/nl)時，Vout N (n2/nl) (Vcl-Vc5)的關系成 立，因此與鉗位開關Q2的寄生二極管導通同時，整流二極管D5也導通，功率被供給到次級 側電路。在功率開關Q1的D-S間電壓由固定值被鉗位的期間，主變壓器T1的勵磁電流分 流到鉗位開關Q2與整流二極管D5，但主變壓器T1的勵磁電流的合計值如圖ll(h)中虛線 所示那樣直線地減少。時刻t3中，開關控制電路1的端子outB的輸出電壓從H電平反轉 到L電平時，電容器C4的蓄積電荷的放電電流經由脈沖變壓器T2的1次線圈nl流動到端 子outB，因此在脈沖變壓器T2的2次線圈n2產生脈沖電壓，鉗位開關Q2斷開。鉗位開關 Q2與整流二極管D5這兩方斷開時，LC諧振電路的諧振電容再次成為功率開關Q1的D-S間 的并聯(lián)寄生電容，通過諧振電容變小而D-S間電壓急劇地降低。由上述LC諧振電路的諧振 而功率開關Q1的D-S間電壓降低到零伏特之后，在下一個周期的時刻tO功率開關Ql再次 接通。反復進行上述循環(huán)。 通過上述鉗位動作而對功率開關Ql不施加超過輸入電壓Vcl的浪涌電壓。同樣， 對鉗位開關Q2施加超過輸入電壓Vcl的浪涌電壓時，功率開關Q1的寄生二極管導通而被 鉗位為Vcl。由此，對功率開關Q1、鉗位開關Q2能分別使用低耐壓的晶體管。此外，功率開 關Ql、鉗位開關Q2均進行零電壓開關，因此對高效率化 低噪聲化有效。第3實施方式所
13示的主變壓器Tl及脈沖變壓器T2也能由圖7所示的復合變壓器構成。
《第4實施方式》 圖12為第4實施方式相關的絕緣型開關電源裝置104的電路圖。圖13為其各部 分的波形圖。該第4實施方式相關的絕緣型開關電源裝置104構成對稱控制半橋變換器。 該"對稱控制"為夾持第1功率開關Ql和第2功率開關Q7這兩方處于斷開的斷開期間而 由大致相等的脈沖寬度被驅動的控制方法，進行P麗控制以使功率開關Ql的脈沖寬度變寬 時，Q7的脈沖寬度也變寬，功率開關Q1的脈沖寬度變窄時，Q7的脈沖寬度也變窄。該第4 實施方式相關的絕緣型開關電源裝置104的電壓鉗位電路，通過起因于主變壓器T1的漏電 感而將在同步整流元件Q3， Q4的兩端產生的峰值電壓鉗位于固定值以下，具有保護Q3， Q4 的效果，通過對鉗位電容器C1暫時吸收的能量進行再生，實現(xiàn)低損耗的電路動作。
在圖12中，在主變壓器T1的初級側，具備輸入平滑電容器C2、開關控制電路1、高 側驅動器3、低側的功率開關Q1、高側的功率開關Q7、電容器C5， C6、由二極管D7， D8， D9， D10構成的二極管橋、電容器C7， C8。 由低側的功率開關Q1、高側的功率開關Q7、電容器C5， C6、主變壓器T1的1次線 圈nl及高側驅動器3構成對稱控制半橋變換器。 主變壓器T1具備1次線圈nl、2次線圈n2、3次線圈n3、4次線圈n4。通常，主變 壓器Tl的2次線圈n2和3次線圈n3被設定為相等的匝數。 在主變壓器Tl的次級側具備同步整流元件Q3， Q4、同步整流元件驅動電路4、扼 流線圈L1、輸出平滑電容器C3、電阻R2， R3， R4、光耦合器PC1的發(fā)光二極管、分路調節(jié)器 SRG1。此外，在主變壓器T1的次級側具備包括輸入平滑電容器C2、鉗位開關Q2、二極管D6 的電壓鉗位電路2。即電壓鉗位電路2相對主變壓器Tl的2次線圈n2與3次線圈n3的 串聯(lián)電路被并聯(lián)地連接。此外，在主變壓器T1的次級側具備電阻R1、電容器C9、開關元件 Q5。鉗位開關Q2為N溝道M0SFET，並列地設置寄生二極管。 在圖12中，開關控制電路1為能夠驅動橋變換器的P麗控制IC。該開關控制電路 1具備功率開關驅動端子outA、鉗位開關驅動端子outB、反饋信號輸入端子C0MP、接地端子 GND。 高側驅動器3具備低側驅動用信號輸入端子LSin、高側驅動用信號輸入端子
HSin、低側開關驅動端子LSout、高側開關驅動端子HSout、接地端子GND。 高側驅動器3對開關控制電路1的功率開關驅動端子outA的輸出電壓進行放大，
輸出高側的功率開關Q7的源級端子相對初級側電路的接地電位交流地變動的高側開關驅
動信號。 第1 第2兼用脈沖變壓器T23具備1次線圈n1、2次線圈n2、3次線圈n3。第3 脈沖變壓器T3具備1次線圈n1、2次線圈n2。主變壓器Tl的4次線圈n4、開關元件Q5、電 容器C9、電阻Rl構成鉗位開關驅動電路。 第3脈沖變壓器T3、電容器C8、及肖特基勢壘二極管(schottky-barrierdiodes) D9、D10構成產生對開關控制電路1的端子outB的輸出進行了微分的脈沖信號的第1邊緣 信號產生電路5。第1 第2兼用脈沖變壓器T23、電容器C7、及肖特基勢壘二極管D7， D8 構成產生對開關控制電路1的端子outA的輸出進行了微分的脈沖信號的第2邊緣信號產 生電路6。如圖所示，對第1邊緣信號產生電路5及第2邊緣信號產生電路6施加控制電源電壓VCC。 同步整流元件驅動電路4具備脈沖信號輸入端子SIGinl SIGin4、第1同步整流 元件驅動端子SR1、第2同步整流元件驅動端子SR2。 第3脈沖變壓器T3將第1斷開邊緣信號及第1接通邊緣信號向次級側傳輸。第 1 第2兼用脈沖變壓器T23將第2斷開邊緣信號及第2接通邊緣信號向次級側傳輸。通 過由第3脈沖變壓器T3傳輸的第1斷開邊緣信號(后述的圖13中的t3)而整流側同步整 流元件Q3斷開，由第3脈沖變壓器T3傳輸的第1接通邊緣信號(圖13中的t5)而換向側 同步整流元件Q4接通。此外，由通過第1 第2兼用脈沖變壓器T23被傳輸的第2斷開邊 緣信號(圖13中的t7)斷開換向側同步整流元件Q4，由第1 *第2兼用脈沖變壓器T23被 傳輸的第2接通邊緣信號(圖13中的tl)而整流側同步整流元件Q3接通。
通過上述的電路結構，由兩個脈沖變壓器傳輸邊緣信號，對對稱控制半橋變換器 的同步整流元件進行驅動。 功率變換的動作如以下那樣。首先，在直流輸入電源+Vin與-Vin之間施加的直 流電壓由輸入平滑電容器C2被平滑后，通過第1功率開關Ql及第2功率開關Q7交替地進 行開關而被變換為交流，從主變壓器Tl的1次線圈nl向2次線圈n2及3次線圈n3傳輸， 由同步整流元件Q3、Q4被整流后，由扼流線圈Ll、輸出平滑電容器C3被平滑后而變換為直 流。 第1功率開關Ql和第2功率開關Q7的導通期間的脈沖寬度大致相等，因此電容 器C5、C6的連接點與接地之間的電壓成為輸入電源電壓的約1/2。設輸入電源電壓為Vin， 功率開關Q1、Q7的導通占空比為D，主變壓器Tl的匝數比為(n2/nl)，輸出電壓為Vout時，
由Vout N {n2/(2 nl)} D Vin表示。 如圖13(a) ， (b)所示，開關控制電路l從端子outA、端子outB交替地輸出信號 時，圖13(c) ， (d)所示的脈沖信號由脈沖變壓器T23，T3形成，從1次電路傳輸到2次電路。 輸入脈沖信號的同步整流元件驅動電路4形成對端子outA的信號幾乎反轉了的Q4驅動信 號、對端子outB的信號幾乎反轉了的Q3驅動信號。同步整流元件驅動電路4接收上述端 子outA、端子outB的信號從H電平反轉為L電平時的脈沖信號之后到對同步整流元件Q3， Q4的柵極進行充電為止存在延遲時間，考慮該情況，形成功率開關Q1， Q7與同步整流元件 Q3，Q4均斷開的空載時間。 此外，在上述端子outA、端子outB的信號從L電平反轉到H電平時，利用高側驅 動器3的輸入輸出間傳輸延遲(時刻t0 tl、 t4 t5)而形成空載時間?；谏鲜龆俗?outA、端子outB的信號，由從高側驅動器3的HSout、LSout輸出的驅動信號而功率開關Ql， Q7交替地接通時，如圖13(f)所示，與扼流線圈Ll中流動的電流成比例的電流在主變壓器 Tl的1次線圈nl中流動。在功率開關Ql的接通期間2次線圈n2導通，在功率開關Q7的 接通期間3次線圈n3導通。在功率開關Ql， Q7均斷開的期間，輸出電流分流到2次線圈n2 和3次線圈n3。 在時刻t3， t7中，功率開關Q7， Ql斷開時，3次線圈n3、2次線圈n2的電流被斷 續(xù)，但電流由主變壓器T1的漏電感而繼續(xù)流動。因此，在沒有電壓鉗位電路的情況下，在圖 13(k)， (1)的波形內產生虛線所示的峰值電壓，但在電壓鉗位電路存在的情況下，鉗位開關 Q2的寄生二極管或者二極管D6導通，同步整流元件Q3， Q4的D-S間電壓被鉗位到鉗位電容器C1的兩端電壓。 在鉗位開關Q2的G-S間，主變壓器Tl的4次線圈n4的輸出電壓經由電容器C9 及電阻Rl被施加，因此功率開關Q7接通時，鉗位開關Q2也接通。在該鉗位開關Q2的接通 期間，蓄積在鉗位電容器C1中的剰余的靜電能量(電荷)經由鉗位開關Q2、主變壓器T1的 2次線圈n2被再生到變換器的輸出。 在時刻t2，開關元件Q5，在其G-S間施加脈沖信號而進行接通時，鉗位開關Q2放 電其柵極蓄積電荷而斷開。功率開關Ql經由高側驅動器的延遲時間而在時刻t5進行接通。 鉗位開關Q2的斷開定時延遲時，鉗位電容器C1的蓄積電荷所引起的短路電流流動而產生 大的損耗，但根據圖12所示的電路，由上述動作避免短路電流。 由此，通過電壓鉗位電路2的作用，在同步整流元件Q3， Q4能使用低耐壓的 MOSFET，并且通過對所吸收的電磁能量進行再生來實現(xiàn)高效率的電路動作。此外，也有由一 個電壓鉗位電路2兼用于同步整流元件Q3， Q4的浪涌電壓的吸收的特征。
如圖12所示的主變壓器Tl、第1 第2兼用脈沖變壓器T23、及第3脈沖變壓器 T3采用與圖7所示的構造幾乎相同的構造的復合變壓器。即圖12所示的主變壓器T1的相 當于2次線圈n2、3次線圈n3、4次線圈n4的印刷線圈，與相當于1次線圈nl的印刷線圈 形成在不同的層。此外，通過兩個外芯柱部和印刷線圈構成第1 *第2兼用脈沖變壓器T23 及第3脈沖變壓器T3。第1 *第2兼用脈沖變壓器T23的2次線圈n2和3次線圈n3也可 形成在不同的層。 在圖12的例子中，由初級側的控制電路驅動次級側的電壓鉗位電路2，但將第 1 *第2兼用脈沖變壓器T23及第3脈沖變壓器T3的初級側的線圈和次級側的線圈分開到 印刷基板的不同的層，如果夾持半固化片而進行分離，則能夠容易確保安全標準上必要的 絕緣耐壓。 在圖12所示的例子中，采用了第1 第2兼用脈沖變壓器T23，但也可采用具有1 次線圈和2次線圈的第1脈沖變壓器和第2脈沖變壓器。 另外，本發(fā)明并不限定于上述各實施方式，也能有各種應用。例如進行功率變換動 作的部分的電路結構在各實施方式所示的結構以外也能采用各種拓撲學。此外，在各實施 方式中，將主變壓器T1的電壓變化作為觸發(fā)，對鉗位開關的柵極進行充電，使鉗位開關接 通，但也可將由脈沖變壓器傳輸的脈沖信號作為觸發(fā)，來接通鉗位開關。
權利要求
一種絕緣型開關電源裝置，具有主變壓器，其具有1次線圈以及2次線圈，從初級側向次級側傳送功率；至少一個功率開關，其與上述主變壓器的1次線圈串聯(lián)連接，對從直流輸入電源向上述主變壓器的1次線圈流動的電流進行斷續(xù)；整流電路，其對上述主變壓器的2次線圈中產生的電壓進行整流；平滑電路，其對由上述整流電路整流的電壓進行平滑；和電壓鉗位電路，其具有由鉗位開關驅動信號被接通/斷開控制的鉗位開關，且吸收在施加于上述主變壓器的電壓反轉時所產生的浪涌電壓，將施加于上述主變壓器的電壓鉗位到規(guī)定的上限值；開關控制電路，其具有輸出上述功率開關的驅動用信號的第1輸出端子以及輸出鉗位開關驅動用信號的第2輸出端子；第1脈沖變壓器，其中的1次線圈與上述第2輸出端子相連接，2次線圈與對上述鉗位開關進行驅動的鉗位開關驅動電路相連接，傳遞脈沖波的邊緣信號；和鉗位開關驅動電路，其將從上述第1脈沖變壓器輸出的上述鉗位開關驅動用信號的邊緣作為觸發(fā)，產生上述鉗位開關驅動信號。
2. 根據權利要求1所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，上述電壓鉗位電路以及上述鉗位開關驅動電路設置在上述主變壓器的初級側。
3. 根據權利要求1所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，上述電壓鉗位電路以及上述鉗位開關驅動電路設置在上述主變壓器的次級側。
4. 根據權利要求1 3中任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于， 上述功率開關與上述鉗位開關相對上述直流輸入電源串聯(lián)連接，上述主變壓器的1次線圈與鉗位電容器的串聯(lián)電路連接在上述功率開關的一端和上述電壓鉗位電路的連接點， 由上述主變壓器、上述功率開關、上述鉗位電容器以及上述鉗位開關構成半橋電路。
5. 根據權利要求4所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于， 上述主變壓器以及上述第1脈沖變壓器由復合變壓器構成，該復合變壓器具有芯，其具備中芯柱和經由該中芯柱對置的至少一對外芯柱而構成 閉合磁路；第1組線圈，其以在該芯的上述中芯柱纏繞的至少兩個線圈為一組；第2組線 圈，其隔開能線圈布線程度的間隙來將上述1對外芯柱中至少一方的外芯柱分離到兩個外 芯柱部，并至少包括在該分離了的兩個外芯柱部的每一個上按纏繞方向互相成為反方向的 方式纏繞的兩個線圈。
6. 根據權利要求5所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于， 上述整流電路為具備第1及第2半導體開關元件的同步整流電路。
7. 根據權利要求6所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于， 具有同步整流元件驅動電路，其對上述同步整流電路的第1及第2半導體開關元件的接通 /斷開動作進行控制；禾口第2脈沖變壓器及第3脈沖變壓器，其具有1次線圈和2次線圈，傳遞脈沖波的邊緣信號，上述第2脈沖變壓器的1次線圈與上述開關控制電路的上述第2輸出端子連接，上述第2脈沖變壓器的2次線圈與上述同步整流元件驅動電路連接，以控制上述同步 整流電路的整流側同步整流元件或者換向側同步整流元件的一方的開關，上述第3脈沖變壓器的1次線圈與上述開關控制電路的上述第1輸出端子相連接， 上述第3脈沖變壓器的2次線圈與上述同步整流元件驅動電路連接，以控制上述同步 整流電路的整流側開關或者換向側開關的另一個開關。
8. 根據權利要求7所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于， 上述電壓鉗位電路及上述鉗位開關驅動電路設置在上述主變壓器的次級側， 上述第1脈沖變壓器的1次線圈和上述第2脈沖變壓器的1次線圈被相同的繞組共用，上述第1脈沖變壓器和上述第2脈沖變壓器由具備一個閉合磁路的脈沖變壓器構成。
9. 根據權利要求8所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，上述主變壓器及上述第1 第3脈沖變壓器由復合變壓器構成，該復合變壓器包括 芯，其具備中芯柱和經由該中芯柱對置的至少1對外芯柱而構成閉合磁路；第1組線圈，其 以在該芯的上述中芯柱纏繞的至少兩個線圈為一組；和第2組線圈，其隔開可線圈布線的 程度的間隙來將上述1對外芯柱中至少一個外芯柱分離到兩個外芯柱部，并至少包括在該 分離的兩個外芯柱部的每一個上按照纏繞方向互相成為反方向的方式纏繞的兩個線圈。
全文摘要
本發(fā)明提供一種絕緣型開關電源裝置，在主變壓器(T1)的初級側具備輸入平滑電容器(C2)、開關控制電路(1)、高側驅動器(3)、低側功率開關(Q1)、高側功率開關(Q7)、電容器(C5，C6)、邊緣信號產生電路(5，6)，構成對稱控制半橋變換器。在主變壓器(T1)的次級側具備包括鉗位電容器(C2)、鉗位開關(Q2)、二極管(D6)的電壓鉗位電路(2)。雖然在鉗位開關采用N溝道型MOSFET，但采用能傳遞至少脈沖的邊緣信號的勵磁電感值小的脈沖變壓器來對鉗位開關進行驅動。
文檔編號H02M3/335GK101789698SQ20101010502
公開日2010年7月28日 申請日期2010年1月27日 優(yōu)先權日2009年1月27日
發(fā)明者松本匡彥, 諸見里英人 申請人:株式會社村田制作所