專利名稱：電機控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的實施方式涉及由配置在變換器電路的直流部的電流檢測元件來檢測相電流的電機控制裝置。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有在為了控制電機而檢測U、V、W各相的電流的情況下、使用在變換器電路的直流部插入的一個分流電阻來進行電流檢測的技術(shù)。在該方式中，為了檢測全部三相的電流，在PWM(脈寬調(diào)制，Pulse Width Modulation)載波的一個周期內(nèi)，需要產(chǎn)生三相的PWM信號模式以能檢測兩相以上的電流。 例如，如圖18所示(使載波為鋸齒狀波)，在U、V相的占空比相等的情況下，在U+( “ + ”表示變換器電路的上支路側(cè)開關(guān)元件)、V+導(dǎo)通(on)、W+截止(off)時可檢測W相的電流，但是，不能檢測其他相電流。因此，如圖19所示，可考慮通過使某一相(該情況下為W相)的 PWM信號的相位移動而能總是檢測兩相以上的電流。但是，在為了電流檢測而使各相的PWM信號依次移動(shift)時，如圖20A和圖 20B所示，在從將某一相的PWM信號移動的模式向?qū)⒘硪幌嗟腜WM信號移動的模式轉(zhuǎn)變的定時，電機電流呈階梯狀地變化。圖20B表示將圖20A的一部分放大，但是，在U相電流的變化按照每個載波周期交替地反復(fù)增加、減少的情況下，在上述轉(zhuǎn)變定時，連續(xù)兩次減小，其結(jié)果，產(chǎn)生圖20A所示的階梯狀的變化。由于此時的電流變化引起轉(zhuǎn)矩的變動，因此出現(xiàn)在電機的驅(qū)動時產(chǎn)生的噪音的等級增大的問題。

發(fā)明內(nèi)容
于是，本發(fā)明提供一種電機控制裝置，通過單個電流檢測元件可不增大噪音地檢測向電機供給的各相的電流。根據(jù)實施方式的電機控制裝置，變換器電路由三相橋接的多個開關(guān)元件構(gòu)成，經(jīng)由將直流變換為三相交流來驅(qū)動電機，電流檢測元件與上述變換器電路的直流側(cè)連接，產(chǎn)生與電流值對應(yīng)的信號。PWM信號生成單元根據(jù)上述電機的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，生成三相的PWM信號模式來追蹤上述轉(zhuǎn)子位置。電流檢測單元根據(jù)在上述電流檢測元件產(chǎn)生的信號和上述PWM信號模式來檢測上述電機的相電流，上述PWM信號生成單元生成上述三相的 PWM信號模式，以使上述電流檢測單元能在上述PWM信號的載波周期內(nèi)、在固定的兩個定時處檢測兩相的電流。根據(jù)上述構(gòu)成，可通過單個電流檢測元件不增大噪音地檢測向電機供給的各相的電流。


圖1是第一實施方式，是表示電機控制裝置的構(gòu)成的功能方框圖。圖2是表示PWM信號生成部的內(nèi)部構(gòu)成的功能方框圖。圖3A 圖3C是表示各相的PWM載波和占空比指令的關(guān)系的圖，圖3D是表示各相 PWM信號的脈沖的生成狀態(tài)的定時流程圖。圖4A和圖4B是以表示V相載波最大的相位為基準的情況下的與圖3D相當?shù)膱D。圖5A 圖5E是表示在圖3D所示的PWM信號的脈沖中產(chǎn)生了時滯的情況下的定時流程圖。圖6是表示與電機施加電壓為OV附近的情況對應(yīng)的各相的設(shè)定占空比的圖。圖7A是表示使各相的PWM信號脈沖的中心與載波的零電平對齊的情況下的圖，圖 7B是與圖3D相當?shù)膱D。圖8是向電機施加的施加電壓大的情況下的與圖6相當?shù)膱D。圖9A和圖9B是圖8中電氣角為300度的情況下的與圖7B相當?shù)膱D。圖IOA和圖IOB是圖8中電氣角為180度的情況下的與圖9相當?shù)膱D。圖11是表示電機電流變動的狀態(tài)的圖。圖12A和圖12B是用于說明第二實施方式的圖，是進行兩相調(diào)制的情況下的與圖 7相當?shù)膱D。圖13A和圖1 是電機施加電壓小的情況下的與圖10相當?shù)膱D。圖14A 圖14D是用于說明第三實施方式的圖，是與圖3相當?shù)膱D。圖15是用于說明第四實施方式的圖，是與圖2相當?shù)膱D。圖16A和圖16B是與圖3相當?shù)膱D。圖17A和圖17B是表示脈沖生成部進行的占空比變換的邏輯的圖。圖18A 圖18C是表示現(xiàn)有技術(shù)的與圖7相當?shù)膱D。圖19A 圖19C是表示與圖7相當?shù)膱D。圖20A 圖20D是表示實測U相電流的波形的圖。
具體實施例方式下面參照圖1至圖11來說明第一實施方式。圖1是表示電機控制裝置的構(gòu)成的功能方框圖。直流電源部1由直流電源的符號表示，但是，在從商用交流電源生成直流電源的情況下，包括整流電路和/或平滑電容器等。直流電源部1經(jīng)由正側(cè)母線2a、負側(cè)母線 2b而與變換器電路(直流交流變換器)3連接，但是，在負側(cè)母線2b側(cè)插入有作為電流檢測元件的分流電阻4。變換器電路3將例如N通道型的功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W-) 進行三相橋接而構(gòu)成，各相的輸出端子與例如由無刷DC電機構(gòu)成的電機6的各相線圈分別連接。分流電阻4的端子電壓(與電流值對應(yīng)的信號)由電流檢測部7檢測，電流檢測部(電流檢測單元)7根據(jù)上述端子電壓和向變換器電路3輸出的三相的PWM信號模式，來檢測U、V、W各相的電流Iu、Iv、Iw。在電流檢測部7檢測出的各相電流提供到占空比生成部8且進行A/D變換而讀入時，根據(jù)電機6的控制條件等來進行運算。其結(jié)果，確定用于生成各相的P麗信號的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
只要是例如進行矢量控制的情況，在從設(shè)定控制條件的微型計算機等向占空比生成部8提供電機6的轉(zhuǎn)速指令ω ref時，都根據(jù)與推定的電機6的實際轉(zhuǎn)速的差分來生成矢量電流指令I(lǐng)qref。在根據(jù)電機6的各相電流Iu、Iv, Iw來確定電機6的轉(zhuǎn)子位置θ時， 通過使用該轉(zhuǎn)子位置θ的矢量控制運算來算出轉(zhuǎn)矩電流Iq、勵磁電流Id。對轉(zhuǎn)矩電流指令I(lǐng)qref和轉(zhuǎn)矩電流Iq的差分進行例如PI控制運算，生成電壓指令Vq。對勵磁電流Id側(cè)也同樣地處理而生成電壓指令Vd，電壓指令Vq、Vd使用上述轉(zhuǎn)子位置θ來變換為Vu、Vv、 Vw。而且，根據(jù)這三相電壓Vu、Vv、Vw,來確定各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。將各相占空比U_DUTY、V_DUTY、ff_DUTY提供給P麗信號生成部(P麗信號生成單元)9，并通過與載波的電平進行比較來生成三相PWM信號。此外，也生成將三相PWM信號反轉(zhuǎn)后的下支路側(cè)的信號，根據(jù)需要添加了時滯后，將其向驅(qū)動電路10輸出。驅(qū)動電路10根據(jù)施加的P麗信號，來向構(gòu)成變換器電路3的六個功率M0SFET5 (U+、V+、W+、U-、V-、W-)的各柵極輸出柵極信號(對于上支路側(cè)，以上升了所需電平的量后的電位來輸出)。接著，對PWM信號生成部9生成三相PWM信號的方式進行說明。在變換器電路3 輸出已進行PWM調(diào)制的三相交流時，如上所述，可根據(jù)對上支路側(cè)的FET5 (U+、V+、W+)的通電模式來檢測特定相的電流。以下，對各相上支路側(cè)的柵極信號進行描述，但是，在例如僅 U相為H電平、V相和W相的任一個為L電平的通電模式的期間，在分流電阻4的兩端產(chǎn)生的電壓與U相電流對應(yīng)。此外，在U相和V相兩者是H電平，W相為L電平的區(qū)間內(nèi)，將分流電阻4的兩端電壓的符號反轉(zhuǎn)后的電壓與W相電流對應(yīng)。這樣，只要根據(jù)PWM信號的通電模式來依次檢測兩相大小的電流并儲存，則雖然是時分割的，但也可檢測三相大小的電流。該情況下，由于沒有同時檢測各相電流，因此實際上產(chǎn)生誤差，但是，只要沒有特別嚴格的要求，則實用上沒有問題，通過使用三相大小的電流檢測值來解電路方程式，可算出下一周期的通電模式。此外，在FET5的導(dǎo)通、截止狀態(tài)剛變化后，電流波形不穩(wěn)定，因此為了將在分流電阻4產(chǎn)生的電壓信號在穩(wěn)定的狀態(tài)下讀入，需要最小待機時間(穩(wěn)定時間)τ。圖11中，在 PWM信號所形成的通電模式切換時，用示波器觀測U相電流變動的波形(CH4)，因此判斷電流波形像振鈴那樣較大地變動。在該待機時間τ是例如3 μ sec時，為了讀入一個相的電流而需要使特定的通電狀態(tài)(PWM信號模式)持續(xù)3ysec以上。換言之，在相同的通電狀態(tài)下的持續(xù)時間比3 μ sec短的情況下，沒有正常地進行電流的讀入，不能將在此時需要更新的相的電流值進行更新。即，只要能使全部的PWM信號模式所形成的通電狀態(tài)持續(xù)最小待機時間τ以上，就可以在任何情況下檢測相電流。于是，在本實施方式中，使各相的PWM信號脈沖的輸出相位以與以往不同的方式移動。只要各相的脈沖間的占空比差是一定的，則即使使脈沖的上升位置、下降位置移動相同的時間的量，經(jīng)變換器電路3向電機6施加的電壓也不會變化。即，后述的圖7Α和圖7Β 的PWM信號模式對電機6而言是相同的施加電壓(由于相間電壓相等)。圖2表示PWM信號生成部9的內(nèi)部構(gòu)成，圖3Α至圖3C是表示在PWM信號生成部 9的內(nèi)部、上支路側(cè)的三相PffM信號(U+、V+、W+)的脈沖被生成的狀態(tài)的時序圖。通過占空比生成部8輸入的各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY，在由占空比增減部11輸出相加值的情況下，經(jīng)加法器12U、12V、12W將占空比相加(對于其詳情介紹，在第二實施例中描述)。 而且，加法器12U、12V、12W的輸出信號向脈沖生成部13輸入，與U、V、W相的載波的電平進行比較，結(jié)果，生成各相的PWM信號U士、V士、W士。S卩，在本實施方式中，按照各相使用不同波形的載波。如圖3A至圖3C所示，U相載波是鋸齒狀波，V相載波是三角波，W相載波是相對于U相為逆相(reversing)的鋸齒狀波。而且，使它們的相位以與U相載波的振幅電平為最大，V、W相載波的振幅電平為最小的相位一致的方式輸出。這些載波可由互相同步地進行計數(shù)動作的三個計數(shù)器生成，U相是降值計數(shù)器，V相是升降計數(shù)器，W相是升序計數(shù)器。但是，升降計數(shù)器進行計數(shù)動作的頻率為其他計數(shù)器的二倍。載波周期設(shè)為例如50 μ sec。而且，在脈沖生成部13中，將各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY和各相載波的電平分別比較，在成為(占空比)> (載波)的期間輸出高電平脈沖。其結(jié)果，如圖3D所示， 在使V相載波的振幅最小相位(三角波的波谷)為基準相位時，U相的PWM信號脈沖U+以從基準相位向延遲方向側(cè)(圖中左側(cè))增減的方式脈沖寬度變化，W相的PWM信號脈沖W+ 以從基準相位向超前方向側(cè)(圖中右側(cè))增減的方式脈沖寬度變化，V相的PWM信號脈沖 V+以從基準相位向超前的兩方向側(cè)增減的方式脈沖寬度變化。從PWM信號生成部9向電流檢測部7提供電流檢測定時信號(例如V相載波)，根據(jù)電流檢測定時信號，確定檢測兩相的電流的定時。例如，使V相載波的振幅最小相位為基準相位。即，在使基準相位為檢測定時A時，使從其經(jīng)過了待機時間τ以上的時刻為檢測定時B。通過如上述那樣設(shè)定檢測定時，可在定時A檢測W相電流(_)Iw，且可在定時B檢測U相電流(_)Iu。此外，電流檢測部7為了確定電流檢測定時而參照的載波不限于V相， 也可以是U、W相。這里，在圖3D中，U相的PWM信號脈沖的振幅如圖示那樣，在基準相位恰好為零。 實際上，存在各種響應(yīng)延遲，因此FET5U+在基準相位的檢測定時A也導(dǎo)通，所以可沒有問題地檢測W相電流Iw。而且，由于三相電流的總和為零，因此可根據(jù)U、W相電流Iw來求出V 相電流Iv。此外，圖4A和圖4B是以表示V相載波為最大的相位(三角波的波峰)為基準的情況，雖然對U、W相載波沒有圖示，但使U相載波為最大的相位、W相載波為最小的相位與上述基準一致，對于V相，只要在V相載波超過占空比V_DUTY的電平的期間輸出PWM信號脈沖即可。此外，U、V、W的各相可替換(將哪一波形的載波分配到任意一相是任意的)。此外，圖5A至圖5E表示在圖3D所示的PWM信號的脈沖中生成了時滯的情況。圖 5B與圖3D所示的波形同樣，對于該波形，將U士、V士、W士一律減小預(yù)定的占空比的量而生成時滯。在如上述那樣生成時滯的情況下，具有在檢測定時A時FET5U+截止的可能性，因此只要將檢測定時A調(diào)整為比載波振幅為零電平的定時向超前相位側(cè)移動即可。此外，時滯的生成模式不限于圖5C至圖5E所示的內(nèi)容，因此電流檢測定時A、B的移動方式也只要根據(jù)其生成模式來移動即可。這里，說明在以該相位關(guān)系來輸出三相的PWM信號脈沖的情況下，通過各相的占空比變化而給電流檢測帶來的影響。圖6表示與電機施加電壓為OV附近的情況下的電機的電氣角(轉(zhuǎn)子位置θ )對應(yīng)的各相的設(shè)定占空比。該情況下，各相的占空比在50%左右平衡，因此，例如如圖7Α所示，在以各相的PWM信號脈沖的中心為載波的零電平而對齊時， 在檢測定時Α、Β完全不能檢測電流。但是，在本實施方式的方式中，各相的PWM信號模式成為如圖7Β所示那樣，因此在檢測定時Α、B，可進行兩相大小的電流檢測。
此外，圖8表示向電機施加的施加電壓大的情況下的各相的設(shè)定占空比。圖中的 (1)是電氣角為300度，U、V相的占空比相等，為89%，W相占空比為11%的情況。此時，在圖9A和圖9B所示的PWM模式中，W相在從三角波的波谷向延遲側(cè)(圖中右側(cè))直到11% 附近為止產(chǎn)生脈沖。但是，相對于τ = 3μ sec，占空比11%的脈沖寬度是6μ sec，因此顯然在檢測定時A、B，可沒有問題地檢測兩相的電流。此外，圖IOA和圖IOB是圖8中(2)的電氣角為180度的情況，相對于(1)，占空比89%的相為U、W相，V相為占空比11%。在該情況下，也可在檢測定時A、B良好地進行檢測。這樣，即使各相的設(shè)定占空比的大小變化，使PWM信號脈沖增減的基準相位也保持固定，即使將電流的檢測定時固定，也可對全部的PWM模式檢測三相的電機電流。因此， 如圖20A至圖20D所示，電流不會階梯狀地變化且不產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩變動和/或噪音，因此電機施加電壓可從低的狀態(tài)到高的狀態(tài)檢測三相的電機電流。但是，邏輯上可檢測的最大電機電壓范圍位于，兩相的占空比擴展到(載波周期)_(τ時間Χ2)的情況、和最小占空比下降到(τ時間)Χ2之間。如上所述，根據(jù)本實施方式，在按照預(yù)定的PWM信號模式來對構(gòu)成變換器電路3的 M0SFET5U士、V士、W士進行導(dǎo)通、截止控制時，將分流電阻4連接到變換器電路3的直流母線2b側(cè)，PWM信號生成部9根據(jù)電機6的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置θ，生成三相的PWM信號模式以追蹤該轉(zhuǎn)子位置Θ。而且，在電流檢測部7根據(jù)產(chǎn)生于分流電阻4的信號和PWM信號模式來檢測電機的相電流的情況下，PWM信號生成部9生成三相的PWM信號模式，以使電流檢測部7可在載波周期內(nèi)、在固定的兩個定時檢測兩相的電流。因此，與以往不同，相電流沒有呈階梯狀地變化，且沒有產(chǎn)生電機6的轉(zhuǎn)矩變化和/或驅(qū)動時的噪音，因此電機施加電壓可從低的狀態(tài)到高的狀態(tài)檢測三相的電流Iu、Iv、Iw。該情況下，PWM信號生成部9對于三相的PWM信號中的一相(第一相)以載波周期的任意的相位為基準而向延遲側(cè)、超前側(cè)的雙向增減占空比，對于另一相(第二相)以載波周期的任意的相位為基準而向延遲側(cè)、超前側(cè)的一個方向增減占空比，對于剩余一相(第三相)以載波周期的任意的相位為基準而向與上述方向相反的方向增減占空比。因此，在電流檢測部7檢測電流的情況下，只要將檢測定時以與第一相和第二相的開關(guān)元件同時導(dǎo)通的第一期間以及第一相和第三相的開關(guān)元件同時導(dǎo)通的第二期間相關(guān)的方式固定，就可在第一期間檢測第三相的電流，且可在第二期間檢測第二相的電流。而且，PWM信號生成部9根據(jù)載波的振幅為最大或最小的相位來設(shè)定各相的基準，因此電流檢測部7所進行的電流檢測的定時也可根據(jù)上述相位來容易地設(shè)定。再有，PWM信號生成部9，對三相的PWM信號中的V相使用三角波來作為載波，對 U相使用表示振幅最大的相位與上述三角波的表示振幅最大或最小的相位一致的鋸齒狀波來作為載波，對W相使用相對于上述鋸齒狀波為逆相的鋸齒狀波來作為載波，根據(jù)各載波振幅的最大值或最小值完全一致的相位來設(shè)定上述各相的基準。因此，通過按照各相使用不同的波形的載波，可變化使各相PWM信號的占空比增減的相位方向。圖12A、圖12B和圖13A、圖1 是用于說明第二實施方式的圖。下面僅說明與第一實施方式不同的部分。在第一實施方式中，雖然描述了必定將三相PWM信號的占空比設(shè)定為零以上的三相調(diào)制的情況，但是，在第二實施方式中，可考慮使一相的占空比必定為零的兩相調(diào)制的情況。該情況下，只要兩相的占空比皆為(τ時間)Χ2以上，就可無問題地
8檢測(參照圖12A、圖12B)。另一方面，如圖13A所示，在電機施加電壓小、占空比為(τ時間)Χ2以下的情況下不能檢測，因此如圖13Β所示那樣向三相占空比一律加上相同的占空比(圖中的陰影部分)，以使三相的占空比最小也為(τ時間)Χ2。該情況下，暫時進行三相調(diào)制。即使向三相加上相同的占空比，各相間的占空比差(電壓差)也不會變化，因此向電機施加的電壓沒有變化。通過進行此類處理，即使在電機施加電壓小的情況下也可沒有問題地檢測電流。此外，這在三相調(diào)制的情況下也相同，只要一律加上占空比以使三相中的最小占空比為(τ時間)Χ2以上即可。但是，在電機施加電壓極高的情況下(例如U相98%，V 相2%，W相2%)相間電壓為不足τ時間的情況下，不能如上述那樣一律地加上占空比， 因此其成為加法修正的極限。以上的處理通過圖2所示的PWM信號生成部9的占空比增減部11來進行。占空比增減部11將各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY與(τ時間)Χ2比較，在任一相的指令值為小于(τ時間)Χ2的值時，向各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY加上一樣的加法值，以使該相的指令值為(τ時間)X2。如上所述，根據(jù)第二實施方式，PWM信號生成部9通過占空比增減部11，在為了生成電流檢測部7可檢測兩相電流的三相PWM信號模式而各相的PWM占空比不足時，向他們分別加上相同的值的占空比，而生成PWM信號。因此，向電機6施加的線間電壓沒有變化， 電流檢測部7可在總是固定的檢測定時檢測兩相的電流。而且，占空比增減部11進行占空比的加法，以使三相中最小的占空比成為保證電流檢測部7穩(wěn)定地進行電流檢測的最小待機時間τ的二倍，因此可使占空比增加所需的最小限度的量。圖14Α至圖14D是用于說明第三實施方式的圖。下面僅說明與第一實施方式不同的部分。第一實施方式的圖3Α至圖13D是U、V、W各相的相位基準與三角波的波谷一致的情況，但是，圖14Α至圖14D表示V相的相位基準保持為三角波的波谷、對于U、W相，以三角波的波峰為相位基準的情況。此時，只要以使U相載波的鋸齒狀波的振幅最大相位和V相載波的逆相鋸齒狀波的振幅最小相位、與三角波的波谷一致的方式進行輸出即可。而且，在使三角波的波峰為檢測定時A，且使從該時刻經(jīng)過τ時間后作為檢測定時B時，在檢測定時Α，僅U(+)導(dǎo)通，因此可用正極性檢測U相電流Iu，在檢測定時B，由于僅W(+)導(dǎo)通，因此可用正極性檢測W相電流Iw。因此，該情況下也可檢測三相電流。如上所述，根據(jù)第三實施方式，可得到與第一實施方式同樣的效果。圖15、圖16A和圖16B、圖17A和圖17B是用于說明第四實施方式的圖。圖15是相當于圖2的圖，表示代替PWM信號生成部9的PWM信號生成部(PWM信號生成單元)21的構(gòu)成。PWM信號生成部21具備代替脈沖生成部13的脈沖生成部22，脈沖生成部22僅使用三角波的載波這一種來與第一實施方式同樣地使各相的PWM信號脈沖移動，從而進行邏輯運算。圖16A和圖16B表示將各相的占空比U_DUTY、V_DUTY、ff_DUTY相對于一個載波如何進行比較來生成各相PWM信號脈沖。在圖16A中，占空比U_DUTY是點劃線，占空比V_ DUTY是實線，占空比W_DUTY是虛線。對于V相，在占空比指令V_DUTY比載波高的期間中輸出PWM信號脈沖。而且，若使載波的振幅增加的期間為第一期間、使振幅減少的期間為第二期間，則對于U相，第一期間在占空比指令U_DUTY比載波低的情況下輸出PWM信號脈沖，第
9二期間在占空比指令U_DUTY比載波高的情況下輸出PWM信號脈沖。此外，對于W相，第一期間在占空比指令W_DUTY比載波高的情況下輸出PWM信號脈沖，第二期間在占空比指比載波低的情況下輸出PWM信號脈沖。其結(jié)果，各相 PWM信號脈沖相對于三角波的載波的輸出模式與第一實施方式相同。圖17A和圖17B表示脈沖生成部22進行的上述信號處理的邏輯。接著，對各相的占空比的設(shè)定進行描述。作為具體例，SU_DUTY、V_DUTY = 80%， W_DUTY = 30%，載波的最大振幅MAX為100%。首先，對于三角波載波，總是在比載波低的區(qū)間輸出H脈沖的V相將加入了占空比增減部11的處理的V_DUTY，以原本的值80%在區(qū)間1、2中都進行與載波的比較(V_DUTY = V_DUTY’)。其結(jié)果，將V相脈沖為80%的期間H 脈沖以載波的波谷為中心來輸出。U相占空比在第一區(qū)間將從載波的MAX值100%的二倍減去U相占空比值80 %的二倍的值160 %之后的值40 %作為U_DUTY’，進行與載波的比較。 因此，以載波的波峰值位置為基準而產(chǎn)生脈沖。接著，在第二區(qū)間，使載波的MAX值100%為 U_DUTY’來進行與載波的比較。因此，該區(qū)間全部為H脈沖。其結(jié)果，U相脈沖輸出80%的期間H脈沖。最后是W相，但是，在第一區(qū)間中，將使加入了占空比增減部11的處理的1_ DUTY30%為二倍后的值60%作為W_DUTY，來與載波比較。而且，在第二區(qū)間，將載波的MAX 值100%作為W_DUTY’來進行與載波的比較。雖然是MAX值，但由于是在比載波電平低時輸出H電平的脈沖的邏輯，因此沒有輸出脈沖。其結(jié)果，W相脈沖在PWM周期中30%的期間從載波的波谷向波峰輸出。以上，對圖16A和圖16B所示的各相PWM信號脈沖的情況進行了說明，但是，因各相的占空比的大小而使設(shè)置值出現(xiàn)不同，因此將進行DUTY — DUTY’的變換的邏輯一般化地表示的圖是圖17A和圖17B。即，對于V相將占空比V_DUTY原樣地設(shè)定。對于U相，在占空比U_DUTY的二倍值比載波振幅的最大值(載波MAX值)小的情況下，將在第一區(qū)間輸出的U_DUTY’設(shè)定為載波MAX值，并且將在第二區(qū)間輸出&U_DUTY’設(shè)定為上述二倍值。此外，在上述二倍值比載波MAX值大的情況下，將第一區(qū)間的U_DUTY’設(shè)定為從載波MAX值的二倍減去上述二倍值后的值，并且將第二區(qū)間的U_DUTY’設(shè)定為載波MAX值。對于W相，在占空比W_DUTY的二倍值比載波MAX值小的情況下，將在第一區(qū)間輸出的W_DUTY’設(shè)定為上述二倍值，并且將在第二區(qū)間輸出的W_DUTY’設(shè)定為載波MAX最大值。此外，在二倍值比載波MAX值大的情況下，將第一區(qū)間&W_DUTY’設(shè)定為載波MAX值， 并且將第二區(qū)間的W_DUTY’設(shè)定為從載波MAX值的二倍減去二倍值后的值。如上所述，根據(jù)第四實施方式，PWM信號生成部21使用三角波作為載波，使上述三角波的振幅增加的區(qū)間成為第一區(qū)間，使振幅減小的區(qū)間成為第二區(qū)間，此時，對于三相的 PWM信號中的V相，將用于比較三角波振幅和PWM指令的大小關(guān)系而輸出PWM信號的比較條件，通過第一和第二區(qū)間成為一定，對于U、W相，第一區(qū)間中的比較條件互不相同，且第二區(qū)間中的比較條件通過使第一區(qū)間中的各相的比較條件反轉(zhuǎn)而生成三相PWM信號脈沖。而且，對于V相將占空比V_DUTY原樣地設(shè)定，對于U、W相，將占空比U_DUTY、ff_ DUTY的二倍值與載波MAX值比較，根據(jù)其結(jié)果以按照圖17A和圖17B所示的邏輯來變換的方式設(shè)定第一區(qū)間、第二區(qū)間設(shè)定的占空比U_DUTY’、W_DUTY’。因此，如第一實施方式那樣， 即使不使用三種載波也可得到與第一實施方式相同的效果。此外，將U、V、W的各相分配為哪個比較條件理所當然是任意的。雖然說明了本發(fā)明的幾個實施方式，但是，這些實施方式僅作為實例而舉出，并不意在限定發(fā)明范圍。這些新穎的實施方式能以其他各種方式實施，在不脫離發(fā)明主旨的范圍內(nèi)可進行各種省略、替換、改變。這些實施方式及其變形皆包含在發(fā)明的范圍和主旨中， 且包含在權(quán)利要求所記載的發(fā)明及其等價的范圍中。電流檢測部7在載波周期內(nèi)檢測兩相的電流的定時不必以表示載波的電平為最小或最大的相位作為基準，只要在可檢測兩相的電流的范圍內(nèi)、根據(jù)載波的任意相位來設(shè)定即可。此外，檢測電流的定時不需要與PWM載波的周期一致，也可以例如載波周期的二倍或四倍的周期進行檢測。因此，向電流檢測部7輸入的電流檢測定時信號不需要載波其本身，也可以是例如與載波同步地具有預(yù)定周期的脈沖信號。也可將分流電阻4配置在正側(cè)母線2a。此外，電流檢測元件不限于分流電阻4，也可設(shè)置例如CT(Current iTransformer，電流互感器)等。開關(guān)元件不限于N通道型的M0SFET，也可使用P通道型的M0SFET、IGBT、功率晶體管等。
權(quán)利要求
1.一種電機控制裝置，其特征在于， 具備變換器電路，由三相橋接的多個開關(guān)元件構(gòu)成，經(jīng)由將直流變換為三相交流來驅(qū)動電機；電流檢測元件，與上述變換器電路的直流側(cè)連接，并產(chǎn)生與電流值對應(yīng)的信號； PWM信號生成單元，根據(jù)上述電機的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，并生成三相的PWM信號模式以追蹤上述轉(zhuǎn)子位置；和電流檢測單元，根據(jù)在上述電流檢測元件產(chǎn)生的信號和上述PWM信號模式來檢測上述電機的相電流，上述PWM信號生成單元生成上述三相的PWM信號模式，以使上述電流檢測單元能在上述PWM信號的載波周期內(nèi)、在固定的兩個定時處檢測兩相的電流值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元對三相的PWM信號中的一相，以上述載波周期的任意相位作為基準，使占空比向延遲側(cè)、超前側(cè)的雙向增減，上述PWM信號生成單元對于另一相，以載波周期的任意的相位作為基準，使占空比向延遲側(cè)、超前側(cè)的一個方向增減，上述PWM信號生成單元對于剩余的一相，以載波周期的任意的相位作為基準，使占空比向與上述方向相反的方向增減。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元根據(jù)載波的振幅為最大或最小的相位來設(shè)定上述各相的基準。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元使用三角波作為載波，并以如下的方式來進行占空比變換 當以上述三角波的振幅增加的區(qū)間為第一區(qū)間、以振幅減小的區(qū)間為第二區(qū)間時， 對于三相的PWM信號中的一相，使用于比較三角波振幅和PWM指令的大小關(guān)系而輸出 PWM信號的比較條件在第一區(qū)間和第二區(qū)間中成為一定，對于其他兩相，上述第一區(qū)間中的比較條件互不相同，且上述第二區(qū)間中的上述比較條件為使上述第一區(qū)間中的各相的比較條件反轉(zhuǎn)，對于上述其他兩相，將設(shè)定的各自的占空比的二倍值和上述載波振幅的最大值進行比較，上述其他兩相中的一個，在上述占空比的二倍值比上述最大值小的情況下，將在上述第一和第二區(qū)間中的任一個區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述最大值，并且將在另一區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述占空比的二倍值，在上述占空比的二倍值比上述最大值大的情況下，將在上述一個區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為從上述最大值的二倍減去上述占空比的二倍值后的值，并且將在上述另一區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述最大值， 上述其他兩相中的另一個，在上述占空比的二倍值比上述最大值小的情況下，將在上述第一區(qū)間和第二區(qū)間中的任一個區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述占空比的二倍值，并且將在另一區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述最大值，在上述占空比的二倍值比上述最大值大的情況下，將在上述一個區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為上述最大值，并且將在上述另一區(qū)間輸出的PWM信號的占空比設(shè)定為從上述最大值的二倍減去上述占空比的二倍值后的值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元對三相的PWM信號中的一相使用三角波作為載波，上述PWM信號生成單元對另一相使用鋸齒狀波作為載波，上述鋸齒狀波的表示振幅最大的相位與上述三角波的表示振幅最大或最小的相位一致，上述PWM信號生成單元對剩余的一相使用相對于上述鋸齒狀波為逆相的鋸齒狀波作為載波，上述PWM信號生成單元根據(jù)各載波振幅的最大值或最小值全部一致的相位來設(shè)定上述各相的基準。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元，在上述各相的PWM占空比不足以生成上述電流檢測單元能檢測兩相電流的三相的PWM信號模式時，分別在上述各相的PWM占空比上加上相同的值的占空比以生成PWM信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的電機控制裝置，其特征在于，上述PWM信號生成單元進行上述占空比的加法運算，以使三相中最小的占空比成為保證上述電流檢測單元穩(wěn)定地進行電流檢測的穩(wěn)定時間的二倍以上。
全文摘要
根據(jù)本發(fā)明一個實施方式的電機控制裝置，具備變換器電路，由三相橋接的多個開關(guān)元件構(gòu)成，經(jīng)由將直流變換為三相交流來驅(qū)動電機；電流檢測元件，與上述變換器電路的直流側(cè)連接，并產(chǎn)生與電流值對應(yīng)的信號；PWM信號生成單元，根據(jù)上述電機的相電流來確定轉(zhuǎn)子位置，并生成三相的PWM信號模式以追蹤上述轉(zhuǎn)子位置；電流檢測單元，根據(jù)在上述電流檢測元件產(chǎn)生的信號和上述PWM信號模式來檢測上述電機的相電流，上述PWM信號生成單元生成上述三相的PWM信號模式，以使上述電流檢測單元能在上述PWM信號的載波周期內(nèi)、在固定的兩個定時處檢測兩相的電流值。
文檔編號H02P27/08GK102420565SQ20111029618
公開日2012年4月18日 申請日期2011年9月27日 優(yōu)先權(quán)日2010年9月27日
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