本發(fā)明涉及分頻器，具體來說但并不排除用于數(shù)字無線電發(fā)射器和接收器中的調(diào)諧應用的鎖相回路的頻率合成器中的那些。

背景技術：

在無線電通信中，有必要能夠合成不同頻率的周期性信號以采用不同預定義信道調(diào)節(jié)發(fā)射器和接收器。通常出于此目的，采用鎖相回路(pll)。頻率變化通過pll的反饋回路中的可變計數(shù)分頻器實現(xiàn)。

具有可變模數(shù)預縮放器(vmp)的可編程分頻器是已知用于pll的反饋回路中的。然而申請人理解到在一些情況下由于已知的布置通常將給出非常不均勻的占空比，所以已知的布置遭受缺陷。雖然這在使用邊緣觸發(fā)相位檢測器的典型pll本身中未必成問題，但是申請人理解到通過對其進行尋址，所得時鐘信號能夠用于其它目的而無需必須提供其它專用時鐘。

技術實現(xiàn)要素：

當從第一方面查看時本發(fā)明提供可變分頻器布置，所述可變分頻器布置經(jīng)布置以通過可變數(shù)量d除以傳入信號的頻率以提供所得信號，所述布置包括：

第一計數(shù)器，其具有第一時鐘輸入和第一輸出，如果第一控制輸入在第一狀態(tài)中那么第一輸出經(jīng)歷所述第一時鐘的p個循環(huán)的單個循環(huán)，或者如果所述第一控制輸入在第二狀態(tài)中，那么第一輸出經(jīng)歷所述第一時鐘的p+1個循環(huán)的單個循環(huán)；

第二計數(shù)器，其與所述第一計數(shù)器串聯(lián)并且具有第二時鐘輸入和第二輸出，第二輸出經(jīng)歷所述第二時鐘的每n個循環(huán)的單個循環(huán)，其中n是通過第二控制輸入預先確定的整數(shù)；以及

控制器，其經(jīng)布置以確定所述第一控制輸入和第二控制輸入，使得所述第一控制輸入在所述第二狀態(tài)中達數(shù)量a的第一時鐘循環(huán)，使得d＝n*p+a，并且其中所述控制器經(jīng)布置以選擇n和a使得所得信號具有累積的高位和低位時間，這與在所述第二時鐘輸入的循環(huán)的一半內(nèi)相同。

因此根據(jù)本發(fā)明所屬領域的技術人員將看到分頻器在兩個階段中實施，就時鐘速度和功率而言這是高效的，并且對于d和p的給定值，n和a的值可以選自一系列奇數(shù)和偶數(shù)整數(shù)以提供更均勻的占空比。這是有利的因為它允許所得時鐘用于電路的需要穩(wěn)定的頻率時鐘的其它部分，這意味著占空比必須接近50％。可變分頻器的直截了當?shù)膶嵤┓桨覆⒉荒軐崿F(xiàn)這一點。

在實施例的集合中，分頻器進一步包括將所述所得信號轉(zhuǎn)化為具有雙倍頻率的時鐘信號的布置。頻率加倍是有利的，因為它提供到第二計數(shù)器輸出的較高頻率時鐘同步，并且這已被證實適用于并入有分頻器布置的電路的其它部分。

在實施例的集合中，所述控制器經(jīng)布置以使用查找表基于d的值確定n和a的值。這允許所述值針對任何給定情形得到優(yōu)化并且因此實現(xiàn)接近50％的占空比。在一些實施例中，可以實現(xiàn)小于50％達0.5％的占空比偏差。這與其中占空比變化典型的為5％的現(xiàn)有技術實施方案形成對比。

申請人進一步理解到延伸長度脈沖的放置能夠是顯著的并且因此在實施例的集合中查找表還規(guī)定在循環(huán)的哪一部分處放置一個或多個延伸長度脈沖。在實施例的集合中，舉例來說，針對至少一些劃分值延伸長度脈沖放置在輸出時鐘的最短半循環(huán)上。這可以在n是奇數(shù)并且a足夠高以均衡從中產(chǎn)生的占空比誤差時完成。如果a并不是足夠高以均衡占空比誤差，那么n能夠減小1(由此使其為偶數(shù))并且a增加了p。當n是偶數(shù)時，延伸長度脈沖可以同等地放置在輸出時鐘的第一和第二半循環(huán)中。

申請人理解到就其自身的權力而言此方法是新穎的且發(fā)明性的，并且當從第二方面查看這一點時本發(fā)明提供可變分頻器布置，所述可變分頻器布置經(jīng)布置以通過可變數(shù)量d除以傳入信號的頻率以提供所得信號，所述布置包括：

第一計數(shù)器，其具有第一時鐘輸入和第一輸出，如果第一控制輸入在第一狀態(tài)中那么第一輸出經(jīng)歷所述第一時鐘的p個循環(huán)的單個循環(huán)，或者如果所述第一控制輸入在第二狀態(tài)中，那么第一輸出經(jīng)歷所述第一時鐘的p+1個循環(huán)的單個循環(huán)；

第二計數(shù)器，其與所述第一計數(shù)器串聯(lián)并且具有第二時鐘輸入和第二輸出，第二輸出經(jīng)歷所述第二時鐘的每n個循環(huán)的單個循環(huán)，其中n是通過第二控制輸入預先確定的整數(shù)；以及

控制器，其經(jīng)布置以確定所述第一控制輸入和第二控制輸入，使得所述第一控制輸入在所述第二狀態(tài)中達數(shù)量a的第一時鐘循環(huán)，使得d＝n*p+a，并且其中所述控制器經(jīng)布置以確定在第二計數(shù)器的所述循環(huán)的何處第一控制輸入在所述第二狀態(tài)中使得所得信號具有累積的高位和低位時間，這與在所述第二時鐘輸入的循環(huán)的一半內(nèi)相同。

本發(fā)明延伸到包括根據(jù)本發(fā)明的任一方面的分頻器的鎖相回路。在實施例的集合中，鎖相回路用于數(shù)字無線電發(fā)射器或接收器中。

附圖說明

現(xiàn)在將僅借助于實例參考附圖來描述本發(fā)明的實施例，在附圖中：

圖1是本發(fā)明可以應用于其中的鎖相回路的示意圖；

圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施例的分頻器的更詳細的圖示；

圖3a是示出常規(guī)配置中的分頻器的可能的操作的時序圖；

圖3b是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的分頻器的可能的操作的時序圖；

圖4是說明來自過分簡化參數(shù)和修改參數(shù)的根據(jù)本發(fā)明的實施例的映射的查找表；

圖5a是針對圖4的過分簡化參數(shù)的占空比針對信道數(shù)目(與總計數(shù)相關)的曲線圖；

圖5b是針對圖4的修改參數(shù)的占空比對信道數(shù)目(與總計數(shù)相關)的曲線圖；以及

圖6a和圖6b是對應于圖4的表中的第一行的時序圖的兩個相應的半邊。

具體實施方式

在圖1中示出了能夠應用本發(fā)明的常規(guī)分數(shù)n鎖相回路(pll)。如同任何pll，這是基于壓控振蕩器(vco)102的，所述壓控振蕩器通過低通濾波器106受相位檢測器104控制。相位檢測器104造成vco102的頻率的較小調(diào)整以便使得反饋信號的相位(并且因此頻率)與參考時鐘ck_ref對齊。應注意，vco102在輸出頻率ck_out處運行。

可變模數(shù)預縮放器(vmp)電路108用于以p或p+1除以頻率，這取決于它從其它分頻器模塊110中接收的控制信號，在饋入相位檢測器104之前所述控制信號以其它整數(shù)n除以頻率。因此，vco102的頻率被控制到fref*n*(np+m(p+1))，其中fref是參考晶體頻率并且n和m是在給定時間周期內(nèi)相應的計數(shù)p和p+1出現(xiàn)的相對比例。

分頻器模塊110受σ-δ調(diào)制器(sdm)112控制以確定p和p+1計數(shù)的上述相對比例，因此確定精確頻率。在此電路中必然存在來自sdm112的對應于32mhz的步階的量子化噪音(參考頻率，fref)。

精確劃分的平均頻率信號被將饋送到相位檢測器104中，所述相位檢測器產(chǎn)生輸出信號以根據(jù)來自分頻器110的信號與參考時鐘輸入信號ck_ref之間的任何失配控制vco102。由于經(jīng)劃分時鐘被用作到邊緣觸發(fā)相位檢測器的輸入，所以它的占空比不是臨界的。然而，通常它將顯著地不同于50％。

圖2更詳細地示出了根據(jù)本發(fā)明使用的分頻器布置。整體頻分在兩個模塊之間拆分。第一個是預縮放器108，其具有可變模數(shù)，使得取決于控制信號c_p它能夠除以p或p+1。預縮放器108可以是異步或紋波計數(shù)器，但是這不是必要的。第二模塊是計數(shù)器110，其可以是同步計數(shù)器，所述同步計數(shù)器在經(jīng)劃分時鐘上操作并且由通過其控制輸入c_n所確定的量n劃分。所得頻分因此能夠表示為n*p+a，其中a表示在一個輸出循環(huán)期間vmp108除以p+1多少次。divn模塊110還將控制輸入c_p提供到vmp108。

vmp108的輸入時鐘ck_i通過vco102的輸出提供(參見圖1)。vmp108產(chǎn)生傳遞到divn模塊110的中間時鐘c_int。來自divn模塊的輸出是傳遞到相位檢測器104(圖1)的時鐘信號ck_o1并且第二時鐘輸出ck_o2在ck_o1的雙倍頻率處并且用于集成電路上的另一目的。要求外部輸出時鐘ck_o2具有非常穩(wěn)定的頻率。這相當于ck_o1具有始終非常接近50％的占空比的要求。示出類型的拆分分頻器的標準實施方案并不能實現(xiàn)這一點。然而通過n、p和a的值的適當?shù)倪x擇，這能夠如圖3a和圖3b中所展示的實現(xiàn)。

圖3a示出了圖2中所示的類型的拆分分頻器的假想常規(guī)實施方案以給出20的總劃分計數(shù)。頂部曲線ck_i是通過vco102提供的最初輸入頻率。在此實例中，p的值取4并且因此預縮放器108被設置成以4除以ck_i，這產(chǎn)生第二曲線，在ck_i的頻率的1/4處的ck_int。為了獲得20的整體計數(shù)，分頻器110被設置成除以5(即，n＝5以使得n*p＝20)。為了獲得20的計數(shù)，不必添加任何額外計數(shù)使得a＝0。換句話說，在此實例中靜態(tài)計數(shù)用于預縮放器108中。這意味著在示出的周期期間維持控制信號c_p(第三曲線)較低。

以5劃分divn模塊110通過將計數(shù)器設置到c_n-1＝4并且隨后倒計數(shù)到0實施。所得時鐘信號c_o1在第五曲線中示出。這示出了時鐘輸出信號ck_o1在ck_int信號的兩個循環(huán)中較高，并且在三個循環(huán)中較低，divn模塊110通過所述兩個循環(huán)計時。當然在通過奇數(shù)劃分時每個半循環(huán)的長度不可避免的不相等，但是出于邊緣觸發(fā)相位檢測器104的目的這無關緊要。

最終曲線是雙倍頻率輸出時鐘ck_o2。這通過限定其中輸出應當上升或下降的內(nèi)部狀態(tài)實現(xiàn)。在此實例中ck_o2輸出被設置成每當ck_o1輸出具有轉(zhuǎn)換(低到高或高到低)時變高，隨后在ck_int的一個循環(huán)之后再次變低。如從圖3a的第五曲線中可見，這引起實際上具有ck_o1的平均頻率的兩倍的信號，然而其瞬態(tài)頻率在一個循環(huán)與下一個循環(huán)之間非常不同：在ck_o2處的第一循環(huán)對應于在ck_i處的八個循環(huán)，而第二循環(huán)對應于ck_i的12個循環(huán)。這將使得其不適合于在需要非常穩(wěn)定頻率的裝置中的其它地方的另一應用中使用。

圖3b示出了根據(jù)本發(fā)明通過將預縮放器108設置為計數(shù)到5并且將divn模塊110設置為計數(shù)到4如何能夠?qū)崿F(xiàn)以20劃分相同者。如前所述頂部曲線圖ck_i是通過vco102提供的最初輸入頻率。為了使得預縮放器108用5除以ck_i，在示出的周期期間控制信號c_p(圖3b的第三曲線)維持較高以使得它計數(shù)到p+1＝5。這意味著存在4(＝n)個額外ck_i循環(huán)并且因此a＝n＝4。這產(chǎn)生圖3b的第二曲線，ck_int，其中針對每個ck_int循環(huán)中的ck_i的額外循環(huán)信號保持較低，并且因此平均頻率在ck_i的頻率的1/5處。

為了獲得相同的20的整體計數(shù)，此時divn分頻器模塊110被設置成除以4。通過divn模塊110的除以4通過針對預縮放器計數(shù)ck_int的每4個周期從高到低(或反之亦然)切換其控制信號c_n(第四曲線)實施。所得時鐘信號c_o1在第五曲線中示出。這示出了時鐘輸出信號ck_o1在ck_int信號的兩個循環(huán)中較高，并且在兩個循環(huán)中較低，divn模塊110通過所述前兩個循環(huán)計時。每個半循環(huán)的長度現(xiàn)在相等。

雙倍頻率輸出時鐘ck_o2以相同方式導出：每當ck_o1輸出具有轉(zhuǎn)換時變高，隨后在ck_int的一個循環(huán)之后再次變低。如從圖3b的第五曲線中可見，這引起具有ck_o1的平均頻率的兩倍的ck_o2信號，但是現(xiàn)在時鐘周期在一個循環(huán)到下一個循環(huán)恰好相同。這將使得它適用于需要非常穩(wěn)定頻率的其它應用。

雖然上文給出的實例是相對簡單的一個實例，但是根據(jù)本發(fā)明調(diào)整的原理，清楚地示出針對p的給定值的n和a的相對值以給出顯著地更加均勻的占空比。從圖4的表中能夠看到也采用c_p脈沖的計數(shù)依賴性放置的更加真實的實例。

圖4示出了針對p＝8的值如何能夠?qū)崿F(xiàn)在137到168的范圍內(nèi)的總計數(shù)(并且因此劃分)。這些將允許配置32個不同計數(shù)。如先前所解釋，n是通過divn模塊110施加的計數(shù)。a是在輸出時鐘ck_o1的每個循環(huán)期間所采用的延伸長度(‘p+1’)循環(huán)的數(shù)量。

圖4中的兩個左手側(cè)列，相應地標記為“n”和“a”示出遵循總計數(shù)＝n*p+a的簡單的常規(guī)實施方案第三列中的必需的總計數(shù)將是如何組成的。這遵循選擇n的最高可能值并且逐漸增大a直至它達到p(在此情況下8)并且隨后遞增n且重新開始的簡單循環(huán)模式。在此示例性實施方案中a選自范圍[1，8]。然而同等地可以采用其中a設置成在[0，7]的范圍內(nèi)的實施方案。應注意，如果使用此邏輯實施方案，那么所得信號的占空比顯著地波動，如圖5a中所示。

另一方面第四列和第五列示出根據(jù)本發(fā)明修改的這些值n'和a'。將看到一般而言n'等于或低于n，并且因此a'高于或等于a(當n'＝n-1；a'＝a+p時)。雖然對于許多總計數(shù)值n'和a'是相應地與n和a相同的，但是整體上這些列表示通過偏離“自動”方案并且針對每個總計數(shù)提供具體值，并且通過規(guī)定c_p脈沖的放置為將在下文中說明的，能夠使占空比非常接近右手側(cè)列和圖5b中所示的50％。實際上與初始方案相比，占空比變化已經(jīng)從近似5％pp減少到近似0.4％pp。

如同通過預縮放器108和divn模塊110施加的對計數(shù)的調(diào)整一樣，申請人進一步理解通過延伸長度脈沖的審慎安置能夠?qū)崿F(xiàn)更均勻的占空比，即，通過適當?shù)剡x擇何時施加c_p信號脈沖。這在標題為“狀態(tài)c_p開始”的圖4的第六列中給出。

另外參考圖6a和圖6b，考慮第一行的實例(137的總計數(shù))，由于divn計數(shù)器110從n-1倒計數(shù)到0，所以在15處計數(shù)開始，在該點處c_p信號較低并且因此對于divn輸出(ck_int)的一個循環(huán)vmp計數(shù)8(＝p)。當計數(shù)在14和13處時這將重復。當在這之后divn計數(shù)器變?yōu)橄乱粋€值時，如由圖4的第六列所指示的12，c_p信號針對divn輸出(ck_int)的接下來9個循環(huán)變得較高，這是由于a'＝9。因此對于這些9個循環(huán)，vmp計數(shù)9(＝p+1)。對于ck_int的剩余的4個循環(huán)，c_p信號較低使得vmp計數(shù)同樣是8(＝p)?？傆嫈?shù)因此如下：

總計數(shù)＝3*8+9*9+4*8＝137

將理解在此實例中c_p脈沖跨越ck_o1循環(huán)的第一半和第二半。連同n和a的選擇一起這給出69個脈沖高(圖4的倒數(shù)第二列)并且因此69/137＝50.4％的占空比。

在使用總計數(shù)＝141行的另一實例中(未在時序圖中說明)，n'＝17并且a'＝5。divn計數(shù)器110從16(＝n'-1)倒計數(shù)，在該點處c_p信號較低并且因此對于divn計數(shù)器的每個循環(huán)vmp計數(shù)8(＝p)。在此情況下c_p在divn輸出(ck_int)的10個循環(huán)保持較低。當divn計數(shù)器如由圖4的第六列所指示變?yōu)?時，使得c_p信號對于divn輸出(ck_int)的接下來5個循環(huán)變得更高，這是由于a＝5。因此對于這些5個循環(huán)，vmp計數(shù)9(＝p+1)。對于ck_int的剩余的2個循環(huán)，c_p信號較低使得vmp計數(shù)同樣是8(＝p)?？傆嫈?shù)因此如下：

總計數(shù)＝10*8+5*9+2*8＝141

將理解在此實例中c_p脈沖朝向ck_o1循環(huán)的第二半略微偏斜。這給出71個脈沖高并且因此實現(xiàn)71/141＝50.4％的占空比。

最后使用總計數(shù)＝146行(也未示出)，n'＝18且a'＝2。divn計數(shù)器110從17(＝n'-1)倒計數(shù)，在該點處c_p信號較低并且因此對于divn計數(shù)器的每個循環(huán)vmp計數(shù)8(＝p)。在此情況下c_p在divn輸出(ck_int)的8個循環(huán)保持較低。當divn計數(shù)器如由圖4的第六列所指示變?yōu)?時，使得c_p信號對于divn輸出(ck_int)的接下來2個循環(huán)變得更高，這是由于a＝2。因此對于這些2個循環(huán)，vmp計數(shù)9(＝p+1)。對于ck_int的剩余的10個循環(huán)，c_p信號較低使得vmp計數(shù)同樣是8(＝p)?？傆嫈?shù)因此如下：

總計數(shù)＝8*8+2*9+8*8＝146

在此實例中，c_p脈沖恰好跨越ck_o1循環(huán)的第一半和第二半。這給出73個脈沖高并且因此實現(xiàn)73/146＝50.0％的占空比。

在圖5a和圖5b中相應地示出初始的自動方案與根據(jù)本發(fā)明的布置之間的比較。

雖然針對總計數(shù)的每個值示出了針對n到n'和a到a'的特定修改映射以及ck_o1循環(huán)中的放置(如由狀態(tài)c_p開始列所指示)，但是此特定映射和放置僅是一個實例并且不同映射和放置可以舉例來說應用于p和總計數(shù)的不同值。關鍵在于具體映射的供應和每個計數(shù)值的放置(其可以呈查找表的形式)允許實現(xiàn)有利的接近50％的占空比。