專利名稱：：用于檢測相位差П/2^N的相位檢測器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及包括具有相位檢測器的電子電路的電子器件，并涉及用于這種器件的相位檢測器。
背景技術(shù)：
：隨著在諸如蜂窩電話等小型手持設(shè)備中對無線通信標準的采用越來越多，在這些設(shè)備中的自生干擾的量也在增加。通常需要多種通信界面共存。諧波抑制am)混頻器可以幫助緩解共存問題，但是HR混頻器的諧波抑制器特性極大地取決于本地振蕩器(LO)波形之間的相位差的精度。在一個或多個奇次高次諧波上具有抑制特性的開關(guān)混頻器是熟知的，參見例如J.A.Weldon^A1.75-GHzhighlyintergratednarrow-bandCMOStransmitterwithharmonic-rejectionmixters，，，IEEEJournalofSolid-StateCircuits,Vol.36,No.12，Dec.2001，pp2003-2015。諧波抑制(HR)混頻器允許簡化RF濾波。該領(lǐng)域已知的典型的HR混頻器是有源(吉伯)類型的混頻器。然而，已知無源混頻器提供更好的Ι/f噪聲和更高的線性度。在另一方面，無源HR混頻器更難以實現(xiàn)。在2007年8月7日提交的未預(yù)先公開的歐洲專利申請07290983.1"HarmonicRejectionMixerUnitandMethodforPerformingaHarmonicRejectionMixing，，(attorneydocketPH008194)中也公開了HR混頻器。還參考A.Y.ValeroLopez,S.Τ.Moon,Ε.Sanchez-Sinencio,"Self-CalibratedQuadratureGeneratorforWLANMultistandardFrequencySynthesizer，，，IEEEJ.ofSolidStateCircuits.，May2006，Vol.41，n°5，pp.1031—1041。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提出了一種用于45°相位差LO信號的后臺校準方案。該校準方案使得能夠改進HR混頻器的諧波抑制，使得放寬蜂窩和連接性收發(fā)機與移動電視接收機的共存所需要的濾波的量。這使得即使當移動和連接性收發(fā)機與移動電視接收機共存時，也可以在保持高性能水平的同時使移動電視接收機的集成度和小型化水平更高。更具體地，發(fā)明者提出了如權(quán)利要求1或3所述的電子器件。實際上，在本發(fā)明的器件中使用的相位檢測器以對稱η/2基本相位檢測器為核心?；緳z測器接收四個輸入信號，這四個輸入信號是第一信號和第二信號(如信號A和信號B)以及它們的邏輯補碼(信號Δ和信號S)當中任意兩個的線性組合，其中要檢測第一和第二信號之間的相位差。如果第一和第二信號之間的相位差是η則基本相位檢測器提供零輸出，即檢測器是平衡的。操作基于對基本相位檢測器的差分輸出電流求時間平均。為了能夠使用η/2基本相位檢測器來檢測除了η/2以外的相位差，發(fā)明者現(xiàn)在提出，通過將附加的電流源連接至基本相位檢測器的輸出，來使平衡偏斜，每個附加的電流源由上述四個輸入信號之一控制。由于附加受控電流源所引起的偏斜，使得只有在第一與第二信號之間非η/2的特定相位差處，差分輸出電流的時間平均才成為零。例如，在本發(fā)明的相位檢測器的電路中始終使用相同形式的電阻器和電流源，可以獲得分數(shù)相位差P/Q乘以η，其中P和Q是整數(shù)并且表示與相位檢測器的輸出的正節(jié)點和負節(jié)點相連的附加電流源的數(shù)目。本發(fā)明的相位檢測器中的偏斜配置可以導(dǎo)致承載第一和第二信號的信號線上的非均勻負載。即，如果僅關(guān)心偏斜，就不會同等地分接信號線，這可以導(dǎo)致由于延遲而引起的不平衡。因此發(fā)明者提出通過添加由四個輸入信號Α、Β、Α和S中的任何一個來控制的另外的附加電流源，來向本發(fā)明的相位檢測器添加負載平衡電路。然而，這些附加電流源不與本發(fā)明的相位檢測器的輸出相連，以便不影響差分輸出電流。這些附加電流源僅用于實現(xiàn)所有信號線對輸入信號Α、Β、Δ和S的均勻負載。權(quán)利要求3和4中討論了這些實施例。本發(fā)明的相位檢測器的另一實施例可以使用添加的電流源的可編程配置，以使相位檢測器的輸出偏斜。相應(yīng)地，本發(fā)明涉及修改后的基本對稱π/2相位檢測器，所述修改后的基本對稱η/2相位檢測器接收四個控制信號。控制信號控制在檢測器的輸出處的差分電流。每個相應(yīng)的控制信號是從第一輸入信號、第一輸入信號的邏輯補碼、第二輸入信號、以及第二輸入信號的邏輯補碼中選擇的相應(yīng)的信號對的線性組合。操作基于對差分電流的時間平均，在η/2的相位差處結(jié)果為零。通過將由一個或多個控制信號控制的一個或多個附加電流源添加至輸出，使基本操作偏斜。現(xiàn)在使得只在非η/2的相位差值處，時間平均后的輸出電流才為零。在采用相同形式電流源和電阻器的實施例中，將修改后的檢測器配置用于η/2Ν的相位差。參考附圖，以示例的方式更詳細地說明本發(fā)明，在附圖中圖1是用于本地振蕩器的自校準方案的框圖；圖2至4示出了三次和五次諧波抑制(HR)混頻器；圖5至6示出了多頻帶/多標準手機電視接收機；圖7是用于產(chǎn)生振蕩信號的生成器的框圖；圖8至11示出了本發(fā)明中對四個信號執(zhí)行操作的相位檢測器的第一實施例；圖12至15示出了本發(fā)明中用于檢測兩個信號之間的任何相位差的相位檢測器；圖16是示出LO(本地振蕩器)信號的產(chǎn)生的框圖；圖17是差分至單端轉(zhuǎn)換器的電路圖；圖18是延遲單元的電路圖；以及圖19是移相器的框圖。貫穿附圖，相似或相應(yīng)的特征由相同的參考數(shù)字來表示。具體實施例方式圖1是自校準方案的框圖，該自校準方案用于具有90°相移的本地振蕩器(OL)信號，如在Α.Y.ValeroLopez,S.Τ.Moon,Ε.Sanchez-Sinencio,"Self-CalibratedQuadratureGeneratorforWLANMultistandardFrequencySynthesizer，，，IEEEJ.ofSolidStateCircuits.，May2006，Vol.41，η°5，pp.1031-1041中所公幵的。由于VCO已經(jīng)工作在所需頻率的兩倍處，所以利用預(yù)分頻器(pre-scaler)的第一二次分頻(devide-by-two)級來產(chǎn)生用于IEEE802.lib(2.4GHz)的正交輸出，而通過正交生成器來產(chǎn)生用于IEEE802.Ila的信號。在圖1的配置中，一階RC-CR網(wǎng)絡(luò)從差分VCO輸出產(chǎn)生正交輸出。使RC-CR網(wǎng)絡(luò)的輸出通過限制器(L5)，以減小正交信號中的幅度失配。然后以在所有支路中都相等的延遲，將信號饋送至相位檢測器(PD5)。相位檢測器產(chǎn)生控制信號，控制信號被濾波并施加給由電流控制的有源移相器，從而建立延遲鎖定環(huán)(DLL)，所述延遲鎖定環(huán)(DLL)將支路之間的相位差調(diào)節(jié)為90°。由于由RC-CR網(wǎng)絡(luò)的每個支路引起的相移不同，所以不能認為每個差分信號的對準都等于180°，而是還需要校準每個差分信號的對準。為了實現(xiàn)校準，將限制器(U)的輸出也施加給二次分頻級，二次分頻級將(在5GHz處)每個差分輸出支路之間的180°相位差映射到在二分之一頻率O.5GHz)處的90°相位差中，并測量每對差分信號之間的相對相位誤差。每個二次分頻級具有與L5和PD5相似的限制器和相位檢測器。誤差放大器(EA)將由相位檢測器產(chǎn)生的誤差信號映射到用于有源移相器的控制電流。相位檢測器PD5是校準方案中的關(guān)鍵構(gòu)件。相位檢測器PD5負責檢測正交信號中的相位誤差并產(chǎn)生與相位誤差成比例的DC電壓。使用寬帶四象限模擬乘法器來實現(xiàn)相位檢測器，所述寬帶四象限模擬乘法器提供的輸出的平均值與輸入的相位差成比例。圖180示出了相位檢測器PD5的原理圖。檢測器PD5相對于I和Q輸入完全對稱，從而無需交叉耦接的混頻器。輸出的大小(magnitude)可以由尾電流It直接控制。檢測器PD5的操作與傳統(tǒng)XOR相似，但沒有來自輸入的不平衡延遲。檢測器PD5的每個輸入處的電阻網(wǎng)絡(luò)起到共模檢測器的作用。當輸入信號I、Q和它們的邏輯補碼I、Q在90°對準時，在任何所給時間上，晶體管182、184、186和188中僅有一個晶體管導(dǎo)通，晶體管182至188中的另一個晶體管截止，晶體管182至188中的其余兩個晶體管在它們的輸入(輸入的共模電壓)處具有相同的電壓。在該情況下，僅一個晶體管中有完整的尾電流流過。如果在輸入周期中對總輸出電流求積分，則當輸入信號具有90°相位差時，結(jié)果將是零。如果相對相位與90°不同，則在一個周期內(nèi)對輸出電流積分將產(chǎn)生有限的電流。該剩余電流的大小與相位偏差成比例。通過負載電阻器190和192將相位檢測器PD5的輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓。圖2至4涉及三次和五次LO諧波抑制(HR)混頻器。結(jié)合RF信號(利用合適整形的LO信號)的增益調(diào)制來執(zhí)行平方乘法，以獲得如黑色曲線所示的包絡(luò)。因此而得到了具有更好的噪聲和互調(diào)特性的HR混頻器，這主要是因為沒有發(fā)生信號相消。在2007年8月7日提交的非預(yù)先公開的歐洲專利申請07290983.1"HarmonicRejectionMixerUnitandMethodforPerformingaHarmonicRejectionMixing”(attorneydocketPH008194)中也公開了HR混頻器。在本文獻的附圖當中，圖2是從EP07290983.1中復(fù)制的，并且是HR混頻器200的框圖?；祛l器200是正交混頻器?；祛l器200包括RF(射頻)輸入202和IF(中頻)輸出204。輸出204提供同相輸出信號“I”以及相對于信號“I”相移90°的輸出信號“Q”?；祛l器200包括放大器206和208，放大器206和208的差分輸入經(jīng)由開關(guān)網(wǎng)絡(luò)連接至輸入202，并且放大器206和208的差分輸出提供信號“I”和“Q”。輸入202處的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)由以下開關(guān)FET構(gòu)成開關(guān)FET210、212、214、216；開關(guān)FET218、220、222、224；開關(guān)FET226、228,230,232；開關(guān)FET234、236、238、240；以及電阻器242、244、246、248、250和252。FET210和214具有經(jīng)由電阻器242連接至輸入202的主電流路徑。FET212和216具有經(jīng)由電阻器244連接至輸入202的主電流路徑。FET218,222,226和230具有經(jīng)由電阻器246連接至輸入202的主電流路徑。FET220,224,228和232具有經(jīng)由電阻器248連接至輸入202的主電流路徑。FET234和238具有經(jīng)由電阻器250連接至輸入202的主電流路徑。FET236和240具有經(jīng)由電阻器252連接至輸入202的主電流路徑。輸入網(wǎng)絡(luò)與電阻器254、256,258和260—起將放大器206和208配置為加法放大器。圖3是用于開關(guān)FET210至240的控制信號的圖300。FET2和228由信號GSlO控制。FET230和232由信號GSll控制。FET218和220由信號GS3控制。FET222和224由信號GS4控制。FET210和212由信號GS8控制。FET214和216由信號GS9控制。FET234和236由信號GS6控制。FET238和MO由信號GS7控制。信號302至316是從本地振蕩器(未示出)獲得的。因此，信號“I”和“Q”形成開關(guān)輸入信號的加權(quán)和，有效地形成將輸入202處的輸入信號與由本地振蕩器產(chǎn)生的控制信號相混頻的結(jié)果。圖4是“I”和“Q”信號的有效合成混頻波形的圖400?？梢哉J為混頻波形是通過以下方式構(gòu)建的選擇性地組合圖3的控制信號，以近似正弦波形。HR混頻器200執(zhí)行平方乘法以及(利用合適整形的LO信號)對RF信號的增益調(diào)制，以獲得如曲線402和404所示的包絡(luò)。從而得到更好的噪聲特性和互調(diào)制特性，這主要是因為沒有發(fā)生信號相消。圖5是多頻帶/多標準(DVB-H、DVB-T、ISDB-T,T-DMB,S-DMB,DVB-SSB,DMB-T)手機電視接收機500的框圖。接收機500具有傳統(tǒng)零中頻(ZIF)結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)支持如圖6的表格600所限定的VHF3、UHF、L頻帶和S頻帶。對于VHF3和UHF的下變頻來說，使用HR混頻器502(例如混頻器200)，以針對蜂窩功能性和連接性的共存來放寬天線要求和級間濾波器要求。HR混頻器200對于三次和五次LO諧波具有相對低的變頻增益，以防止對例如具有LO諧波的GSM、DCS、UMTS、BT和WLAN信號的不期望的下變頻。對于VHF-III輸入，混頻器200抑制對具有LO諧波的UHF信道的下變頻。對于L和S頻帶的下變頻，使用方波混頻信號。由于L和S頻帶相對較窄、頻率較高、并且可以更有效地被濾波，所以不需要HR混頻器。需要兩倍高的時鐘頻率來產(chǎn)生混頻器振蕩器信號的正交分量。如圖3所示，HR混頻器200需要多個45°相位差數(shù)字波形。諧波抑制特性取決于單獨波形的時間和幅度(在混頻器中加權(quán))的精度。波形精度和諧波抑制之間有相依性。這里，最主要因素是屋頂(rooftop)與主開關(guān)波形之間的相對相移。相移必須低于0.2°以對三次和五次LO諧波保持60dB的抑制，并且必須低于2.2°以對三次和五次LO諧波保持40dB的抑制。作為用于手機電視接收機的手持終端中的共存問題的示例，考慮對蜂窩式和連接性上行鏈路信號的下變頻。需要有足夠動態(tài)范圍來在接收弱有用信號時處理強無用信號。在歐洲，一種重要應(yīng)用是當工作在UHF頻帶中時，利用以三次LO諧波下變頻后的GSM1800脈沖串信號來實現(xiàn)DVB-H去敏。當GSM1800功率在最大值(+30dBm)時，靈敏度的降低不應(yīng)超過1.5dB。參見例如IEC62002-1，"MobileandportableDVB-T/Hradioacces—Partl:Interfacespecification”，firstedition2005-10。GSM1800上行鏈路信號位于1710_1785MHz頻帶中。假設(shè)GSM濾波器(關(guān)于這種濾波器，參見例如EPC0S，Sawcomponents,LN60A,preliminarydatasheet,Mar.2005)中有-15dB的天線耦合和40dB的抑制，上行鏈路GSM1800信號進入輸入功率為+30-15-40=-25dBm的DVB-H接收機。當諧波抑制混頻器將三次LO諧波分別抑制40dB和60dB時，在1710-1785MHZ范圍內(nèi)，級間濾波器選擇性要求是39dB和19dB。從功率、面積以及因此從集成和小型化的觀點來看，希望對級間濾波器的選擇性要求最低。只有在45°相移LO信號之間引起的相位誤差被最小化并被校準的情況下，才可以實現(xiàn)這一點?？梢允褂靡恍┮阎脑O(shè)計技術(shù)來實現(xiàn)相位誤差的最小化，例如使用全對稱設(shè)計方法以避免任何系統(tǒng)相位誤差；或者使用四次分頻而不是兩個級聯(lián)的二次分頻來產(chǎn)生45°相移信號(參見圖16)。這使相位不確定問題最小化，并且同時減小了相位噪聲。然而，需要校準方案尤其是45°相移的自校準來保證由于失配而引起的相位誤差最小。這使得能夠提高HR混頻器性能。圖16示出了上述LO信號的產(chǎn)生。電壓控制振蕩器(VCO)(或數(shù)字控制振蕩器(DCO))1602工作在8.1至10.8GHz的范圍內(nèi)。振蕩器1602向可切換預(yù)分頻器1604提供兩個輸出信號，這兩個輸出信號反相，可切換預(yù)分頻器1604將振蕩器信號除以因子2、3、4、5或6。將預(yù)分頻器1604的輸出提供給電路1606以執(zhí)行四次分頻從而最終服務(wù)于VHF/UHFHR混頻器1608，并且將預(yù)分頻器1604的輸出提供給電路1610以執(zhí)行二次分頻從而最終服務(wù)于L頻帶/S頻帶混頻器1612?；祛l器1608和1612都對正交信號I和Q執(zhí)行操作。電路1606耦接至除法器1614，除法器1614用于針對UHF將來自電路1606的輸出除以單位一，以及針對VHF將電路1606的輸出除以二。除法器1614將其輸出提供給最終控制混頻器1608的波形組合器1616。產(chǎn)生4級幅度量化的正弦曲線LO需要LO信號之間有45°的相對相位精度。假設(shè)可用時鐘信號具有精確的50%占空比，可用從頻率為4X混合頻率的時鐘獲得LO信號之間的45°相位差。在上述A.Y.ValeroLopez等人的文獻中，描述了用于90°相位差LO信號的自校準方法。該自校準方法不能處理45°相位差LO信號。下文中針對45°相位差LO信號提供了一種新的后臺校準方法。提供了關(guān)鍵構(gòu)件的實現(xiàn)方式，具體地提供了新的η/4相位檢測器的實現(xiàn)方式。圖7是用于產(chǎn)生振蕩器信號的生成器700的框圖。用于產(chǎn)生振蕩器信號的優(yōu)選方案使用從8.1至10.8GHz可調(diào)諧的振蕩器702，振蕩器702將輸出信號提供給預(yù)分頻器704，預(yù)分頻器704在比例因子2、3、4、5和6之間可切換。預(yù)分頻器704將其輸出信號提供給除法器706以將預(yù)分頻器704的輸出信號除以4，從而產(chǎn)生用于移相器708的輸入信號。艮口，移相器708接收輸入信號APSin、BpsinΛCpsin、Dpsin及其補碼邏輯,卜碼Apsin>Bpsin>Cpsin禾口2PSin，輸入信號APSin、Bpsin,Cpsin,Dpsin的每個連續(xù)對具有45°的相位差，輸入信號APSin、Bpsin,Cpsin,Dpsin的邏輯補碼APSin、&Sin、&Sin和2PSin的每個連續(xù)對也具有45°的相位差。移相器708控制Apsin與Bpsin之間、Cpsin與Dpsin之間、以及相應(yīng)的邏輯補充信號對之間的相移。移相器708提供輸出信號APSout、Bpsout、CpSout、Dpsout及其邏輯補碼Δpsout、Bpsout、out和Sps。ut。將這些輸出信號提供給除法器710，除法器710針對用于UHF將這些輸出信號除以單位一，針對VHF將這些輸出信號除以2，從而提供輸出信號A、B、C、D及其邏輯補碼H^S以提供給波形組合器(未示出)。生成器700還包括將信號Α、Β、Α和S作為輸入來接收的45°相位檢測器712，以及將信號C、D、￡和S作為輸入來接收的45°相位檢測器714。檢測器712和714被配置為在它們的信號路徑中具有相等的延遲。以下將詳細討論檢測器712和714的配置。每個檢測器712和714提供相應(yīng)的差分控制信號，在轉(zhuǎn)換器720和722分別對所述相應(yīng)的差分控制信號進行單端轉(zhuǎn)換之前，首先分別由電容器716和718對所述相應(yīng)的差分控制信號求平均。在檢測器712與轉(zhuǎn)換器720之間連接中以及在檢測器714與轉(zhuǎn)換器722之間連接中示出的其他電容器起到DC去耦的作用。轉(zhuǎn)換器720向移相器708提供控制信號VcntlAB,轉(zhuǎn)換器722向移相器708提供控制信號V。ntlm。控制信號V。ntlAB控制移相器708中延遲單元的負載，從而建立了將AA-BS之間的相位差調(diào)節(jié)為45°的延遲鎖定環(huán)(DLL)。第二DLL用于將差分CG-DSLO信號之間的相位差校準至45°。差分至單端轉(zhuǎn)換器720和722將相位檢測器712和714產(chǎn)生的誤差信號映射到用于有源移相器708的控制信號中。可以在LO產(chǎn)生過程的后臺執(zhí)行45°校準。因此，可以連續(xù)地監(jiān)測并控制由于溫度梯度或瞬變事件而引起的相位誤差。關(guān)于延遲單元的示例參見圖18。與上述A.Y.ValeroLopez等人的方法相比，本發(fā)明的校準方案既不需要RC-CR網(wǎng)絡(luò)，也不需要限制器。因此，180°和270°支路的校準是不必要的，此外，有源移相器不能是由電流控制的。校準環(huán)路在位置上盡可能靠近HR混頻器，以消除通過LO路徑的45°相位差信號的累積相位誤差。圖17示出了差分至單端轉(zhuǎn)換器1700的示例。對于在開環(huán)中操作的放大器，通常關(guān)心的問題是偏移。在轉(zhuǎn)換器1700中，如在后臺校準環(huán)路的所有構(gòu)件中一樣，NMOS晶體管1706和1708用作具有有源PMOS負載1702和1704的驅(qū)動器。在深亞微米CMOS技術(shù)中，NMOS和PMOS晶體管的特性很好地匹配，并且改進了晶體管的尺寸。因此，可以獲得良好的匹配精度。如在圖17的圖中可見的，將差分輸入提供給由晶體管1706和1708以及電流源1710構(gòu)成的差動放大器(longtailed-pair)，并從負載晶體管1704去除單端控制信號。圖18是延遲單元1800的圖。差分延遲單元1800包含具有電阻性負載元件1804和1806(也稱作“對稱負載”)的源極耦合對1802。每個對稱負載1804和1806由與相等尺寸的偏置PMOS器件并聯(lián)的二極管接法PMOS器件構(gòu)成。延遲隨Vctrl而改變，這是因為負載元件1804和1806的有效電阻也隨Vctrl改變。可變負載元件1804和1806提供了良好的延遲控制以及高動態(tài)電源噪聲抑制。圖19示出了有源移相器708的實施例。所示的移相器708的配置使得能夠精確地控制差分信號M與駔之間以及差分信號⑶與DS之間的45°相位差。每個支路M、BS、匹和DS以與單元1800相同配置的相應(yīng)的差分延遲單元1902、1904、1906和1908為負載。單元1902和1906的控制保持恒定，接收參考電壓Vref，而經(jīng)由如圖7所示的DLL環(huán)所產(chǎn)生的控制信號V。ntlAB和Vmtlm調(diào)節(jié)了單元1904和1908的延遲。圖8是本發(fā)明中相位檢測器的第一實施例800的電路圖。檢測器800是對稱π/4相位檢測器配置，該對稱η/4相位檢測器配置使用兩個對稱π/2相位檢測器。圖9的圖中描述了新η/4相位檢測器操作原理。在圖8和9中，標示“Α”和“A”(下劃線Α)分別表示信號A及其邏輯補碼。相似的標記用于信號“B”、“C”和“D”。檢測器800包括晶體管802、804、806、806、808、810、812、814和816。檢測器800還包括電阻器818、820、822、824、826、828、828、830、832、834、836、838、840、842、844、846和848。在該示例中，電阻器818至848具有相等的電阻值。晶體管802在其控制輸入處接收與信號A和信號￡的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管804在其控制輸入處接收與信號A和信號￡的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管806在其控制輸入處接收與信號Δ和信號C的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管808在其控制輸入處接收與信號Δ和信號G的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管810在其控制輸入處接收與信號B和信號D的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管812在其控制輸入處接收與信號B和信號2的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管814在其控制輸入處接收與信號S和信號D的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管816在其控制輸入處接收與信號S和信號D的現(xiàn)有電壓的平均值成比例的電壓。晶體管802至808的源極彼此相連并連接至電流源850。晶體管810至816的源極連接在一起并連接至電流源852。在示例中，電流源850和852提供大小相等的電流。晶體管802和808的漏極彼此連接并經(jīng)由電阻器邪4連接至電源電壓VDD。晶體管804和806的漏極彼此連接并經(jīng)由電阻器856連接至電源電壓VDD。晶體管810和816的漏極彼此連接并經(jīng)由電阻器邪4連接至電源電壓VDD。晶體管812和814的漏極彼此連接并經(jīng)由電阻器856連接至電源電壓VDD。圖9的圖900示出了在基本信號的4π周期內(nèi)的基本信號Α、B、C、D、它們的邏輯補碼κ、Β>C,S、以及提供給晶體管802至816的復(fù)合輸入信號。圖10的圖1000示出了在與圖900采用相同時間基準的情況下，在每個1/4π長度的間隔中晶體管802至816中有哪些是活動的。例如在3/4π與π之間的間隔中，晶體管802和812是活動的。圖11的圖1100示出了在與圖900采用相同時間基準的情況下，流過電阻器邪4和856的差分輸出電流IOT。差分輸出電流Iot的大小在值2It與-2It之間周期性地變化，其中It是源850和852的尾電流的大小。在長度為2π(或π乘以其他偶數(shù)的長度)的輸入周期上對差分輸出電流Iot求積分，以得到表示剩余電流的結(jié)果。如果基本信號Α、B、C和D當中的一對連續(xù)的基本信號之間的相位差精確地為45°，則該結(jié)果是零。如果該對基本信號之間的相位差不是45°，則由于非零的平均剩余電流使得積分產(chǎn)生非零結(jié)果。剩余電流的大小與45°相位差的偏差成比例。經(jīng)由電阻器邪4和856將輸出電流轉(zhuǎn)換成輸出電壓Vqut。檢測器800是對稱π/4相位檢測器配置，該對稱π/4相位檢測器配置使用與提供Vott的檢測器輸出并聯(lián)的兩個對稱π/2相位檢測器。一個π/2相位檢測器包含晶體管802、804、806和808，另一個π/2相位檢測器包含晶體管810、812、814和816。這兩個π/2相位檢測器中特定的一個η/2相位檢測器在每一時刻有一個晶體管是活動的，從而π/4相位檢測器800在每一時刻有兩個晶體管是活動的，如圖10所示。檢測器800的配置可以概括為πΛ2Ν)相位檢測器，其中整數(shù)N可以采用值2、3、4...等。這種πΛ2Ν)相位檢測器具有與輸出并聯(lián)的多個2(^1)π/2相位檢測器，每個特定的2(^1)π/2相位檢測器在其輸入處接收兩個信號和這兩個信號的邏輯補碼的加權(quán)組合。在概括的ηΛ2Ν)相位檢測器中，在每一時刻有N個晶體管是活動的。盡管π/4相位檢測器800具有良好的對稱操作，然而檢測器800在其輸出處并不提供與以下內(nèi)容有關(guān)的任何指示輸入信號A、B、C和D中有哪些受到所需的45°相位差的不精確性的妨礙。因此，檢測器800不能用作針對圖7中的DLL的相位檢測器。然而，檢測器800可以用于通過感測來自π/4相位檢測器的輸出電流來檢測π/4校準過程何時完成。圖12是對稱π/4相位檢測器的第二實施例1200的圖，該對稱π/4相位檢測器使用一個π/2相位檢測器。參考圖13中的圖1300來描述檢測器1200的操作。檢測器1200具有輸入信號A和B以及它們的邏輯補碼L和S。檢測器1200包括子電路1202，子電路1202具有晶體管302、304、306和308；電阻器310、312、314、316、318、320、322、324、326、328；以及提供大小為It的尾電流的電流源330。在該示例中，電阻310至3具有相等的電阻值，電阻器3至3具有相等的電阻值。晶體管302和304具有并聯(lián)在電阻器326與電流源330之間的主電流通道。晶體管306和308具有并聯(lián)在電阻器3與電流源330之間的其主電流通道。晶體管302在其控制輸入處接收由1/2(A+B)表示的電壓。晶體管304在其控制輸入處接收由1/2(A+S)表示的電壓。晶體管306在其控制輸入處接收由1/2(A+B)表示的電壓。晶體管308在其控制輸入處接收由1/2(A+B)表示的電壓。圖13的圖1300顯示了信號A和B以及它們的邏輯補碼Δ和S的值。信號A和B相似但具有45°相位差。圖1300還示出了信號1/2(Α+Β)、1/2(Α+Β)、1/2(Α+Β)和1/2(Α+Β)以及通過3和328的差分輸出電流Idiff。通過監(jiān)測輸出電壓Vqut獲得類似信號。參考數(shù)字1302是關(guān)于晶體管302至308的參考數(shù)字序列，指示晶體管302至308中的哪一個在橫跨1/4π長度的相位間隔的相關(guān)時間段中是活動的。應(yīng)注意在該示例中信號Idiff和Vott的占空比是75%在四分之三的時間內(nèi)，信號具有一個極性的特定值，在四分之一的時內(nèi)，信號具有相反極性的相同值。因此，時間平均后的輸出信號(例如時間平均后的輸出電流IaJ具有非零的值。在所示示例中，時間平均后的輸出電流Iare具有值l/2It。原則上，技術(shù)人員可以使用測量電路來檢測與該非零時間平均值的任何偏差，但測量與零值的偏差更為方便。因此，為能夠產(chǎn)生零的時間平均，檢測器1200包括校準電路1204。校準電路1204用于重新調(diào)節(jié)輸出信號(例如Idiff)以便獲得零時間平均。電路1204包括晶體管332、334、336和338；電阻器340、342、344、346；350,352,354和356；以及電流源348和358，每個電流源348和358如子電路1202中的電流源330—樣提供大小為It的尾電流。同樣，電阻器340至346具有相同的電阻值，電阻器352至356具有相同的電阻值具有相同的電阻值，如子電路1202中的電阻器310至3—樣。晶體管332和334具有連接在電阻器328(靠近檢測器1200的輸出)與電流源348之間的主電流路徑。晶體管336和338具有連接在電阻器3與電流源358之間的主電流路徑。晶體管332和336在其控制輸入處接收由1/2(A+B)表示的電壓。晶體管334和338在其控制輸入處接收由1/2(A+S)表示的電壓。因此，當晶體管302活動時，晶體管332和336是活動的，并且當晶體管308活動時，晶體管334和338是活動的。這繼而導(dǎo)致如參考數(shù)字1304表示的輸出電流Idiff的修改。應(yīng)注意，占空比仍然是75%，但輸出電流Idiff現(xiàn)在在四分之三時間內(nèi)采用值It而在四分之一時間內(nèi)采用值負3It。因此，輸出電流Idiff的時間平均是零?，F(xiàn)在電路1200可以用在反饋環(huán)路中，以使用傳統(tǒng)控制電路將信號A與B之間的相位差控制為45°，從而保持測量值為零。圖14是檢測器1400的圖，檢測器1400包括以負載平衡電路1402的形式對電路1200的進一步改進。應(yīng)注意，校準電路1204使承載信號A、B、Δ和S的線路的負載的對稱性失真。因為在承載信號Α、B、Δ和S的線路當中，每個不同的線路對被電路1202分接一次，所以子電路1202形成對稱負載。添加校準電路1204引起以下配置。信號A和B的線路對被電路1202和1204的組合分接一次。信號A和S的線路對被電路1202和1204的組合分接三次。信號Δ和B的線路對被電路1202和1204的組合分接三次。信號Δ和S的線路對被電路1202和1204的組合分接一次。為恢復(fù)平衡的負載，將電路1402添加到檢測器1200，從而得到檢測器1400的配置，其中電路1202和1204由方框表示以使得附圖清楚。負載平衡電路1402包括晶體管502,504,506和508；電阻器510、512、514、516、518,520,522和524；電阻器526,528,530和532；以及電流源534、536、538和540。晶體管502和504都接收輸入信號1/2(Α+Β)，晶體管506和508都接收輸入信號1/2(Α+Β)。晶體管502具有連接在電阻器5和電流源534之間的主電流通道。晶體管504具有連接在電阻器5和電流源536之間的主電流通道。晶體管506具有連接在電阻器530和電流源538之間的主電流通道。晶體管508具有連接在電阻器532和電流源540之間的主電流通道。電阻器5至532連接至電源電壓Vdd。電阻器510至5M具有相同的電阻值，該相同的電阻值等于該示例中的電阻器310至324的電阻值。電流源534至540提供與源330、348和358大小相同的電流。由于該配置，使得信號線A、B、A和S上的負載相等，檢測器1400的時間平均后的輸出是45°相位差的偏差的更精確表示。檢測器1200和1400可以用在DLL環(huán)路中。與上述的檢測器800類似，檢測器1200和1400的配置可以概括為實現(xiàn)π/^相位檢測器。為此目的，再次考慮圖1300以及用參考數(shù)字1304表示的輸出電流Idiff。輸出電流Idiff的波形(course)由電路1202汲取的電流與由校準電路1204汲取的電流的組合來確定。在所示示例中電路1204包括兩個相同形式的單元1206和1208?，F(xiàn)在假設(shè)將校準電路1204擴展為包括附加數(shù)量的這種單元，從而電路1204包括M個由參考數(shù)字1206或1208所示類型的相同形式單元。輸出電流Idiff的最大值保持等于It，但輸出電流Idiff的最小值則變?yōu)樨?M+1)乘以It。Idiff的時間平均將為零，以產(chǎn)生控制信號?，F(xiàn)在，令信號A與信號B之間的相位差為α乘以π，參數(shù)α具有在零與單位一之間的值。因此，為了使輸出電流Idiff的時間平均值等于零，表達式α(M+1)=(1-α)要成立。S卩，對于大小為απ的目的相位差，需要M=Ι/α個由參考數(shù)字1206或1208所示類型的單元。S卩，將α的值設(shè)置為1/Μ，其中M是整數(shù)。例如，為了實現(xiàn)針對π/Υ相位差(即，針對等于α值)的相位檢測器，在校準電路1204中需要M=單元。然后相應(yīng)地擴展負載平衡電路1402，以將該數(shù)目個分接線分配給信號線A、A,B和旦。圖15是檢測器1200的另一概括1500的圖。應(yīng)注意在檢測器1200中，校準電路1204一方面連接至晶體管306與308之間的節(jié)點，另一方面連接至電阻器328?，F(xiàn)在考慮另外添加校準電路，該校準電路具有一個或多個另外的單元，所述一個或多個另外的單元的配置與單元1206或1208的配置相似。所述一個或多個另外單元連接在一節(jié)點與信號線A和B之間，或連接在該節(jié)點與信號線Δ和β之間，其中該節(jié)點將電阻器326與晶體管302和304相連。即，所述另外單元接收由晶體管302和304所接收的信號的拷貝。假設(shè)校準電路1204包括M個單元，另外的校準電路包括K個另外單元。這樣，可以將具有正極性的輸出電流Idiff的擺幅設(shè)置為(P+1)乘以尾電流It的大小，可以將具有負極性的輸出電流Idiff的擺幅設(shè)置為(M+1)乘以尾電流It的大小?，F(xiàn)在使得將信號A與B之間的相位差設(shè)置為α乘以π，參數(shù)α具有在零與單位一之間的值。同樣，為了使得輸出電流Idiff的時間平均值等于零，表達式α(Μ+1)=(1-α)(Ρ+1)要成立。因此，如果將α的值設(shè)置為(Ρ+1)/(Μ+Ρ+2)，則Idiff的時間平均是零，從而實現(xiàn)了針對相位差π(Ρ+1)/(Μ+Ρ+2)的相位檢測器。同樣，附加的負載平衡電路通過恢復(fù)分接線在信號線之間的相等分布，恢復(fù)了信號線Α、Α、Β、Β上的負載。可以通過改變電路1202和1204中使用的晶體管的尺寸，例如通過使用并聯(lián)的兩個晶體管以使特定晶體管的有效尺寸加倍，來實現(xiàn)該方案的另一變體?？梢酝ㄟ^改變將電路1202和1204連接至信號線的電阻器的電阻，來獲得另一變體。另一變體使用可編程連接來選擇性地將校準單元(如單元1206和1208)與電路1202相連或斷開，以實現(xiàn)具有可編程相位的相位檢測器。本發(fā)明可應(yīng)用于在小型設(shè)備中挨著另一接收器/發(fā)射器使用從而彼此干擾的所有寬帶、低頻無線以及廣播接收機。因此，本發(fā)明尤其可應(yīng)用于在移動和便攜電子設(shè)備領(lǐng)域中開發(fā)的器件，所述移動和便攜電子設(shè)備例如是電視前端(便攜電視)、移動電視、FM廣播、使用CDMA來工作的設(shè)備。可以使用本發(fā)明解決的共存問題包括FM與2G、3⑶VB-H/T、DVB-SSP,802.lla/b/g/、藍牙共存；DVB-H/T與2G、3GDVB_H/T、DVB_SSP，802.lla/b/g/、藍牙共存；T-DMB與2G、3G、802.11a、DVB-H/T共存；ISDB-T與2G、3G、藍牙、802.lla/b/g、DVB-H/T共存；CDMA45與2G、3G、DVB-Η、藍牙、802.lla/b/g共存。以實施例的方式在附圖中示出了本發(fā)明，其中，將單獨的晶體管用作基本相位檢測器1202中的可控電流源、校準電路1204的單元中的可控電流源以及負載平衡電路1402的單元中的可控電流源。對技術(shù)人員應(yīng)清楚，可以利用多個晶體管來實現(xiàn)單個可控電流源。權(quán)利要求1.一種電子器件，包括電子電路，所述電子電路具有用于檢測第一信號與第二信號之間的相位差的相位檢測器(1200；1400；1500)，其中第一信號和第二信號分別都是二進制信號；第一信號和第二信號是相同形式的；相位檢測器包括用于檢測η/2相位差的基本相位檢測器(1202)；所述基本相位檢測器包括-具有第一主電流路徑的第一可控電流源(302)以及具有第二主電流路徑的第二可控電流源(304)，第一主電流路徑和第二主電流路徑并聯(lián)在第一輸出與另一電流源(330)之間，其中第一輸出節(jié)點經(jīng)由第一電阻器(326)耦接至參考電壓；-具有第三主電流路徑的第三可控電流源(306)以及具有第四主電流路徑的第四可控電流源(308)，第三和第四主電流路徑并聯(lián)在第二輸出節(jié)點與所述另一電流源之間，其中第二輸出節(jié)點經(jīng)由第二電阻器(328)耦接至參考電壓；所述第一可控電流源具有第一控制輸入，所述第一控制輸入用于接收對第一信號和第二信號的線性組合加以表示的第一輸入信號；所述第二可控電流源具有第二控制輸入，所述第二控制輸入用于接收對第一信號的邏輯補碼與第二信號的邏輯補碼的線性組合加以表示的第二輸入信號；所述第三可控電流源具有第三控制輸入，所述第三控制輸入用于接收對第二信號與第一信號的邏輯補碼的線性組合加以表示的第三輸入信號；所述第四可控電流源具有第四控制輸入，所述第四控制輸入用于接收對第一信號與第二信號的邏輯補碼的線性組合加以表示的第四輸入信號；所述相位檢測器具有校準電路(1204)，所述校準電路(1204)包括連接至第二節(jié)點的一個或多個第一單元(1206,1208)；每個相應(yīng)的第一單元包括具有相應(yīng)的第五主電流路徑的相應(yīng)的第五可控電流源(332)以及具有相應(yīng)的第六主電流路徑的相應(yīng)的第六可控電流源(334)，其中所述相應(yīng)的第五主電流路徑和所述相應(yīng)的第六主電流路徑并聯(lián)在第二節(jié)點與相應(yīng)的第一電流源之間；所述相應(yīng)的第五可控電流源具有用于接收第三輸入信號的相應(yīng)的第五控制輸入；以及所述相應(yīng)的第六可控電流源具有用于接收第四輸入信號的相應(yīng)的第六控制輸入。2.如權(quán)利要求1所述的器件，其中相位檢測器包括負載平衡電路(1402)，所述負載平衡電路(140包括一個或多個第三單元；每個相應(yīng)的第三單元包括相應(yīng)的第九可控電流源(502；504；506；508)，所述相應(yīng)的第九可控電流源(502；504；506；508)具有連接在相應(yīng)的第三電流源(534；536；538；540)與相應(yīng)的第三電阻器(5；528；530；532)之間的相應(yīng)的第九主電流路徑；所述相應(yīng)的第三電阻器連接至參考電壓；以及所述相應(yīng)的第九可控電流源具有用于接收第一輸入信號或第二輸入信號的相應(yīng)的第九控制輸入。3.如權(quán)利要求1所述的器件，其中校準電路包括連接至第一節(jié)點的一個或多個第二單元；每個相應(yīng)的第二單元包括具有第七主電流路徑的相應(yīng)的第七可控電流源以及具有相應(yīng)的第八主電流路徑的相應(yīng)的第八可控電流源，所述相應(yīng)的第七主電流路徑和所述相應(yīng)的第八主電流路徑并聯(lián)在第一節(jié)點與相應(yīng)的第二電流源之間；所述相應(yīng)的第七可控電流源具有用于接收第一輸入信號的相應(yīng)的第七控制輸入；以及所述相應(yīng)的第八可控電流源具有用于接收第二輸入信號的相應(yīng)的第八控制輸入。4.如權(quán)利要求3所述的器件，其中相位檢測器包括負載平衡電路(1402)，所述負載平衡電路(140包括一個或多個第四單元；每個相應(yīng)的第四單元包括相應(yīng)的第十可控電流源，所述相應(yīng)的第十可控電流源具有連接在相應(yīng)的第四電流源與相應(yīng)的第四電阻器之間的第十主電流路徑；所述相應(yīng)的第四電阻器連接至參考電壓；以及所述相應(yīng)的第十可控電流源具有用于接收第三輸入信號或第四輸入信號的相應(yīng)的第十控制輸入。5.一種電子電路，具有用在如權(quán)利要求1、2、3或4所述的器件中的相位檢測器。全文摘要基本對稱π/2相位檢測器接收對檢測器輸出處的差分電流加以控制的控制信號。每個相應(yīng)的控制信號是從第一輸入信號、第一輸入信號的邏輯補碼、第二輸入信號以及第二輸入信號的邏輯補碼中選擇的相應(yīng)信號對的線性組合。操作基于對差分電流求時間平均，在π/2的相位差處結(jié)果為零。通過將由一個或多個控制信號控制的一個或多個附加電流源添加至輸出，使基本操作偏斜。現(xiàn)在使得時間平均后的輸出電流僅在非π/2的相位差處為零。在采用相同形式電流源和電阻器的實施例中，修改后的檢測器被配置用于相位差π/2N。文檔編號H03D13/00GK102132488SQ200980133451公開日2011年7月20日申請日期2009年8月25日優(yōu)先權(quán)日2008年8月27日發(fā)明者楊·勒吉永申請人:Nxp股份有限公司