專利名稱：針對阻塞信號(hào)的具有增加動(dòng)態(tài)范圍的有源連續(xù)時(shí)間濾波器的制作方法
相關(guān)的申請本申請要求于2000年10月27日提交的美國臨時(shí)專利申請No.60/243,939的優(yōu)先權(quán)，其通過參考合并到本申請中。
背景技術(shù)：
無線電通信接收器必須接收所希望的預(yù)定頻率的信號(hào)，同時(shí)濾掉所不希望的其它頻率的信號(hào)。所不希望的信號(hào)比所希望的信號(hào)具有更大信號(hào)強(qiáng)度。這些所不希望的信號(hào)被稱作“阻塞信號(hào)(blocker)”，由于濾去阻塞信號(hào)的濾波器必須在其線性區(qū)域工作，以便避免失真，所以，這是難以解決的問題。因此，必須對施加到濾波器輸入端的所有信號(hào)的最大振幅進(jìn)行限制，以便阻塞信號(hào)不會(huì)引起飽和、截?cái)嗷蛭⑿∈д嫘问饺鐬V波器中的互調(diào)(互調(diào)的典型方法為頻帶外三階輸入截點(diǎn)或IIP3)。結(jié)果，必須適當(dāng)限制整個(gè)范圍的待處理信號(hào)的強(qiáng)度，所述信號(hào)包括阻塞信號(hào)和所希望的信號(hào)。這就意味著，可將所希望的信號(hào)限定到極小的幅值并能夠降低到濾波器的噪聲最低限度以下，所述所希望信號(hào)的數(shù)量級小于阻塞信號(hào)。
為了保證信-噪比在合理的范圍內(nèi)，濾波器的噪聲必須保持極小，這樣就導(dǎo)致很大的芯片面積和具有很大的功耗，所述濾波器可方便地由如積分器電路來實(shí)現(xiàn)。因此，在集成電路芯片上實(shí)現(xiàn)這些濾波器很困難，迫使使用其它在花費(fèi)和尺寸上都有損失的技術(shù)。
現(xiàn)有技術(shù)中已知的一項(xiàng)制造無線電通信接收器的技術(shù)為文獻(xiàn)Mihai Banu & Yannis Tsividis，An Elliptic Continuous-Time CMOS Filterwith On-Chip Automatic Tuning，SC-20 IEEE Journal of Solid-StateCircuit，1114，1114-1121(Dec.1985)中所描述的有源(active)RC技術(shù)。該項(xiàng)技術(shù)使用了全平衡積分器級，每一級包括電阻器、電容器和運(yùn)算放大器。全平衡運(yùn)算提高了濾波器共模干擾抑制性能，所述全平衡運(yùn)算是指每一積分器具有兩個(gè)輸出端，其中每一輸出端的信號(hào)在幅值上彼此相同，但極性相反。由于以這種方式所設(shè)計(jì)的有源濾波器的頻率響應(yīng)依賴于芯片元件的電阻和電容值，還由于這些值隨制造容差和溫度變化而變化，所描述的技術(shù)用來調(diào)整有源濾波器中的電阻器，以便補(bǔ)償濾波器的頻率響應(yīng)中所不希望的變化。具體而言，現(xiàn)有技術(shù)描述了有源濾波器中的所包含的作為其三極管或非飽合區(qū)的MOSFET運(yùn)算的所有電阻元件，將其設(shè)計(jì)為并偏壓作為可變電阻器，可通過施加到MOSFET上的柵電壓來調(diào)整所述電阻器的電阻。這項(xiàng)技術(shù)的缺點(diǎn)為有源濾波器輸入端上很大的阻塞信號(hào)迫使作為可變電阻的MOSFET進(jìn)入非線性區(qū)工作，因此，引起如上所述的有源濾波器的輸出信號(hào)失真。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是處理所希望的信號(hào)和抑制阻塞信號(hào)，而不會(huì)引起過大的功耗或芯片面積。該目的可通過在有源濾波器的輸入級上提供線性電阻元件來實(shí)現(xiàn)。盡管濾波器輸入端上有很大的阻塞信號(hào)，輸入級的固定值電阻器的響應(yīng)保持線性。輸入級能夠充分減小阻塞信號(hào)，以致阻塞信號(hào)不會(huì)迫使次級MOSFET進(jìn)入非線性區(qū)域工作。增益補(bǔ)償級被添加到有源濾波器中，以便抵銷由使用線性電阻和可變MOSFET電阻元件而引起的任何濾波器增益變化。
在本發(fā)明的一典型實(shí)施例中，所提供的有源濾波器具有第一全平衡有源積分器，其帶有線性電阻元件如在輸入級的固定值電阻器；至少一個(gè)中間全平衡有源積分器，其在輸入級上帶有可變電阻；及可變增益輸出級，其可補(bǔ)償由固定值電阻器與可變電阻器的不匹配而引起的增益變化。
在另一典型實(shí)施例中，固定值電阻器為多晶硅電阻器。
在另一典型實(shí)施例中，可變電阻器為可調(diào)金屬氧化硅場效應(yīng)晶體管(MOSFET)。
在另一典型實(shí)施例中，可變增益輸出級的增益與線性電阻器的電阻和可變電阻器的電阻的比率相等。
在另一典型實(shí)施例中，有源濾波器包括連接到濾波器輸出端的相位均衡器電路。
在另一典型實(shí)施例中，有源濾波器包括與不同積分器級互連的耦合電容器。
附圖簡述

圖1為根據(jù)本發(fā)明一典型實(shí)施例的電路圖；
圖2為圖1所示的實(shí)施例中有用的的實(shí)現(xiàn)全平衡放大器的電路圖；圖3為用于圖1所示的可變電阻器的柵電壓源的電路框圖；圖4為在圖3電路中所使用的四分之一分頻器的電路圖；圖4A為在圖3電路中所使用的電壓轉(zhuǎn)換器的電路圖；圖5為在圖3電路中所使用的參考濾波器的電路圖；圖6為在圖3電路中所使用的倍壓器的電路圖；圖7為在圖3電路中所使用的低通濾波器的電路圖；圖8為在圖3電路中所使用的電荷泵的電路圖；圖9為用于圖1所示的電路輸出端的相位平衡器電路的電路圖；典型實(shí)施例的描述在圖1中示出了根據(jù)本發(fā)明的一典型實(shí)施例，用于直接轉(zhuǎn)換或零中間頻率接收器的低通濾波器。所描述的實(shí)施例具有截止頻率為1.29MHz、頻帶內(nèi)的增益為8.5dB、在10MHz處頻帶外抑制的增益為64dB。
在工作過程中，在濾波器的輸入端1和2輸入全平衡輸入信號(hào)。對于本說明書和權(quán)利要求來說，全平衡意指在電路的每一輸入端上的信號(hào)在幅值上彼此相等，但具有相反的極性(即，信號(hào)的彼此相位差為180°)，且電路的每一輸出端的信號(hào)彼此相等，但具有相反的極性。輸入信號(hào)通過第一全平衡積分器72，所述第一全平衡積分器72包括線性(如固定值)電阻器3和4，全差分放大器8，線性電容器7和9，可變電阻器37、38、39和40。全差分放大器8具有非反相輸入端5、反相輸入端6、反相輸出端10和非反相輸出端11。參考圖2詳細(xì)描述全差分放大器8。線性電容器7和可變電阻器39并聯(lián)在放大器8的非反相輸入端5和反相輸出端10之間。同樣，線性電容器9和可變電阻器40并聯(lián)在放大器8的反相輸入端6和非反相輸出端11之間。線性電阻器3和4優(yōu)選為標(biāo)稱電阻為5kΩ的多晶硅電阻器?？勺冸娮杵?7、38、39和40優(yōu)選為MOSFET，在其柵極引出端上的預(yù)定偏壓使所述MOSFET工作為三極管或工作在非飽和區(qū)，以便具有5kΩ的標(biāo)稱電阻。MOSFET晶體管的柵電壓VG控制MOSFET器件的通道電阻，從而使MOSFET器件作為壓控電阻。下面參照圖3-8詳細(xì)說明可變MOSFET電阻器37、38、39和40的柵電壓VG。線性電容器7和9優(yōu)選由多晶硅片組成且每一多晶硅片的電容為17.7pF。
當(dāng)經(jīng)過積分器72之后，在輸出節(jié)點(diǎn)10和11上的全平衡輸出信號(hào)中的阻塞信號(hào)部分減弱。積分器72的輸出信號(hào)接著輸出到第一中間全平衡有源積分器71，首先經(jīng)過可變電阻器12和13。所實(shí)現(xiàn)的可變MOSFET電阻器12和13與可變MOSFET電阻器39和40相同。信號(hào)接著經(jīng)過平衡放大器17和線性電容器16和18。全平衡放大器17與全平衡放大器8相同。類似于線性電容器7和9，線性電容器16和18優(yōu)選由多晶硅片形成，每一多晶硅片的電容為23.7pF。
第一中間積分器級71在引出端19和20上提供了全平衡輸出信號(hào)，并使全平衡輸出信號(hào)中的阻塞信號(hào)進(jìn)一步得到減小。信號(hào)接著進(jìn)入第二中間積分器21，除了具有線性反饋電容器65和66之外，所述第二中間積分器21與第一中間積分器71相同，所述每一個(gè)線性反饋電容器的電容為35.3pF。將引出端19和20上的信號(hào)分別施加到第二中間積分器21的可變MOSFET輸入電阻器77和78上，所述輸入電阻器77和78分別連接到第二中間積分器21的全平衡放大器89的反相輸入端82和非反相輸入端81上。第二中間積分器21在引出端51和52上提供了阻塞信號(hào)進(jìn)一步減小的全平衡輸出信號(hào)。引出端51和52上的信號(hào)被施加到與第二中間積分器級21相同的第三中間積分器極22。第三中間積分器22分別通過可變MOSFET輸入電阻器85和86接收引出端51和52上的信號(hào)，所述輸入電阻器85和86分別連接到積分器22的全平衡放大器90的反相輸入端87和非反相輸入端88上。第三中間積分器22在引出端53和54上提供了阻塞信號(hào)進(jìn)一步減小的全平衡輸出信號(hào)。
將引出端53和54上的信號(hào)分別通過可變MOSFET電阻器56和55施加到最后積分器23上，所述電阻器56和55分別連接到積分器23的全平衡放大器91的反相輸入端60和非反相輸入端59上。除了輸入級上為可變MOSFET電阻器55和56(而不是固定值電阻3和4)和電容為17.7pF的反饋線性電容器70和71外，最后積分器23和起始積分器72相同。由最后積分級所提供的信號(hào)為引出端26和27上的全平衡信號(hào)。在這個(gè)級上，阻塞信號(hào)接近完全從輸出信號(hào)中消除。然而，由于線性電阻器3和4的物理結(jié)構(gòu)與MOSFET的物理結(jié)構(gòu)不同，所以在不變電阻器的值和可變電阻器(即MOSFET)的值在制造公差和溫度變化上沒有相關(guān)性，所述制造公差和溫度變化會(huì)引起所不希望的濾波器增益變化。結(jié)果，利用可變增益輸出級57可補(bǔ)償所不希望的增益變化。
引出端26和27上的信號(hào)通過可變MOSFET電阻器28和29進(jìn)入可變增益輸出級57，每一個(gè)電阻器的標(biāo)稱電阻為5kΩ。信號(hào)接著通過具有線性反饋電阻器32和34的放大器33。所選擇的線性電阻器32和34用于抵銷由線性電阻器3和4所引起的效應(yīng)變化。在圖1所示的典型實(shí)施例中，示出了有源濾波器100的增益與線性輸出電阻器32和34的電阻成正比并與線性輸入電阻器3和4的電阻的兩倍成反比。因此，電阻器32和34優(yōu)選為標(biāo)稱電阻為10kΩ的多晶硅電阻器，所述多晶硅電阻器保證了濾波器的標(biāo)稱增益為0dB。放大器33的非反相和反相輸出端連接到有源濾波器100的非反相和反相輸出端36和35上。
如圖1所示，本典型實(shí)施例使用了四個(gè)分別連接在引出端6和44、5和45、11和46及10和47之間的耦合電容器43A、43B、43C、43D，及四個(gè)分別連接在引出端44和60、45和59、46和27及47和26之間的耦合電容器58A、58B、58C、58D。調(diào)整這些耦合電容器的電容就相應(yīng)地調(diào)整了有關(guān)濾波器頻率響應(yīng)圖的傳輸零點(diǎn)的設(shè)置。在一典型實(shí)施例中，兩組耦合電容器43A、43B、43C、43D和58A、58B、58C、58D其中每一個(gè)都包括多晶硅片電容器，其中，第一組43A、43B、43C、43D的電容其中每一個(gè)的電容為2.46pF及第二組58A、58B、58C、58D的電容其中每一個(gè)的電容為0.904pF。
此外，如圖1所示，每一積分器72、71、21和22具有第二組用于從次級積分器的輸出端接收反饋信號(hào)的信號(hào)輸入端。具體而言，可變MOSFET電阻器37和38分別在引出端19和20將第二積分器71的反相和非反相輸出端連接到第一全平衡放大器8在引出端5和6處的非反相和反相輸入端。結(jié)果，在積分器72的全平衡放大器8的反相和非反相輸出端10和11所出現(xiàn)的信號(hào)表示兩個(gè)輸入信號(hào)(即，出現(xiàn)在引出端1、2的平衡基本輸入信號(hào)和出現(xiàn)在引出端19、20上平衡反饋輸入信號(hào))之和的積分。同樣，可變MOSFET電阻器41和42分別在引出端51和52處將第三積分器21的放大器89的反相和非反相輸出端連接到第二積分器71的放大器17的引出端14和15處的非反相和反相輸入端。而且，在引出端53和54處的積分器22的放大器90的反相和非反相輸出端分別通過可變MOSFET電阻器79和80反饋到積分器21的全平衡放大器89的非反相和反相輸入端81和82，及在引出端26和27處的積分器23的全平衡放大器91的反相和非反相輸出端分別通過可變MOSFET電阻器83和84反饋到積分器22的全平衡放大器90的非反相和反相輸入端88和89。在電路100中的所有的MOSFET可變電阻器12、13、24、25、28、29、37、38、39、40、41、42、55、56、77、78、79、80、83、84、85和86優(yōu)選為相同的。在圖1所示的典型實(shí)施例中，所有可變電阻器為n溝道MOSFETS。
現(xiàn)在參考圖2，示出了圖1所示的用于濾波器100中的全平衡放大器8的典型實(shí)施例。圖1所示的其它放大器17、89、90、91和93具有相同的結(jié)構(gòu)。全平衡放大器8的工作特性對本領(lǐng)域?qū)I(yè)技術(shù)人員來說是熟知的。
輸入信號(hào)分別施加到全平衡放大器8的引出端101和103的非反相和反相輸入端上，其中，電壓依次施加到npn雙極結(jié)晶體管(BJT)113和115的基極引出端上。晶體管113和115的發(fā)射極引出端在節(jié)點(diǎn)117處連接在一起并連接到n溝道MOSFET電流源109的漏極，所述n溝道MOSFET電流源109的源極連接到地端105。晶體管113和115的集電極引出端分別在節(jié)點(diǎn)131和133連接到p-溝道MOSFET 127和129的漏極引出端上。晶體管127和129的柵極引出端在節(jié)點(diǎn)135連接在一起。
節(jié)點(diǎn)131連接到npn BJT 123的基極引出端。晶體管123的發(fā)射極引出端112連接到MOSFET電流源107的漏極引出端，接著將所述MOSFET電流源107的源極引出端連接到地節(jié)點(diǎn)105。引出端112還起到第一(非反相)全平衡輸出端的作用。同樣，節(jié)點(diǎn)133連接到npnBJT 125的基極引出端。晶體管125的發(fā)射極引出端114連接到n-溝道MOSFET電流源111的漏極引出端，使所述MOSFET電流源111的源極引出端連接到地節(jié)點(diǎn)105。引出端114還起到放大器8的第二(反相)全平衡輸出端的作用。
晶體管127和129的源極引出端在電源電壓節(jié)點(diǎn)137處連接在一起。晶體管123和125的集電極引出端還連接到電源電壓節(jié)點(diǎn)137。
放大器8使用了共模式反饋伺服電路160。兩個(gè)npn BJTs 145和149具有在節(jié)點(diǎn)151處連接在一起的發(fā)射極引出端，所述節(jié)點(diǎn)151連接到n-溝道MOSFET電流源110的漏極引出端上，所述MOSFET電流源110的源極引出端連接到地節(jié)點(diǎn)105。晶體管145的基極引出端153連接到電阻器141和143的接合點(diǎn)上，所述電阻器141和143其中每一個(gè)的標(biāo)稱電阻為40KΩ。電阻器141連接在晶體管145的基極引出端153和放大器8的反相輸出端114之間，而電阻器143連接在晶體管145的基極引出端153和放大器8的非反相輸出端112之間。晶體管145的集電極引出端連接到電源電壓節(jié)點(diǎn)137上。
晶體管149的基極引出端155連接到外部電壓源上，未示出。晶體管149的集電極引出端連接到p-溝道MOSFET 147的漏極引出端上。晶體管147的漏極引出端還連接到柵極引出端135上，如前所述，所述柵極引出端135連接到晶體管對127和129的共連接?xùn)艠O引出端上。晶體管147的源極引出端連接到電源電壓節(jié)點(diǎn)137上。電壓源139連接在地節(jié)點(diǎn)105和電源電壓節(jié)點(diǎn)137之間。
在工作期間，放大器8放大了引出端101和103上的全平衡輸入信號(hào)，還分別在引出端112和114上提供了全平衡放大信號(hào)。在引出端112和114上非反相和反相輸出信號(hào)優(yōu)選為在幅值上相同，但具有相反的極性(即，輸出信號(hào)的彼此相位差為180°)。在任何時(shí)候，引出端112和114的信號(hào)的平均值可由引出端155上的電壓來設(shè)定，在本實(shí)施例中引出端155的電壓為1.5V。
為了保證圖1的濾波器100的MOSFET工作在三極管的深度工作飽和區(qū)中，并因此作為由圖1的電路的可變電阻器所控制的線性柵極電壓，當(dāng)利用共0.8μm BiCMOS技術(shù)使可變MOSFET電阻器的標(biāo)稱溝道電阻為5kΩ、溝道寬度為18μm、溝道長度為10μm及源極和漏極的電壓為1.5V時(shí)，有必要使施加到作為可變電阻的MOSFETs上的柵極電壓VG大約為4V。由于在多數(shù)低功率無線應(yīng)用中所使用的電源電壓為低電壓電池，如提供2.7V電源電壓的鋰電池，所需的電路增強(qiáng)了驅(qū)動(dòng)濾波器中的MOSFET的柵極控制電壓。此外，電路電源VG還將通過調(diào)整MOSFET可變電阻的電阻來控制總有源濾波器的頻率響應(yīng)，結(jié)果需要調(diào)整電路來控制VG并因此截止頻率。圖3示出了圖1所示的用于控制可變MOSFET電阻器的柵電壓的調(diào)整電路。
參照圖3，外部參考時(shí)鐘180為1/4分頻器181提供信號(hào)，所述1/4分頻器181對其它調(diào)整電路緩沖時(shí)鐘，因此，調(diào)整電路對參考時(shí)鐘電壓電平不敏感。下面參照圖4對1/4分頻器181進(jìn)行詳細(xì)說明。1/4分頻器187的輸出端連接到參考濾波器182，倍壓器183和電壓電平轉(zhuǎn)換電路189，所述電壓電平轉(zhuǎn)換電路189輸出到電荷泵電路186。在一典型實(shí)施例中，所選擇的參考濾波器182為帶有截頻3.84MHz的二階MOSFET-C Butterworth低通濾波器，在有源濾波器的通頻帶以外對電路進(jìn)行調(diào)整，所述二階MOSFET-C Butterworth低通濾波器保證了進(jìn)行頻率比較。參照圖5對參考濾波器182進(jìn)行詳細(xì)說明。
參考濾波器182的輸出還提供到倍壓器183。倍壓器183的輸出通過環(huán)路濾波器184，所述環(huán)路濾波器184消除由電壓倍增所產(chǎn)生的高頻信號(hào)并使DC電壓通過至電荷泵186。下面將分別參照圖6和圖7詳細(xì)說明倍壓器和低通濾波器。下面參照圖8詳細(xì)說明電荷泵186，所述電荷泵186增強(qiáng)了其輸入端185上的電壓，以便在引出端188產(chǎn)生足夠大的VG用來調(diào)整作為圖1所示的有源濾波器100的可變電阻器的MOSFET。電荷泵188的輸出反饋到參考濾波器182，保證了VG輸出端188將隨溫度變化而變化，以便保持圖1所示的主有源濾波器100的所希望的頻率響應(yīng)。
參考圖4，示出了圖3描述的1/4分頻器181的一典型實(shí)施例。圖3的參考時(shí)鐘180的輸出分別施加到1/4分頻器181的非反相和反相輸入端404和406。在本典型實(shí)施例中，圖3的參考時(shí)鐘180設(shè)置用來輸出100mVpp的頻率為15.36MHz的時(shí)鐘信號(hào)。輸入時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)入第一基于數(shù)字除法器400的觸發(fā)器。本專業(yè)普通技術(shù)人員對數(shù)字除法器400的工作是熟知的。在引出端404和406上的輸入時(shí)鐘信號(hào)可由數(shù)字除法器級400進(jìn)行分頻，并且除法器級400的非反相和反相輸出分別提供到引出端410和412上。在引出端410和412上輸出信號(hào)的頻率為引出端404和406上輸入時(shí)鐘信號(hào)的一半頻率。引出端410和412上的平衡信號(hào)接著進(jìn)入與第一數(shù)字除法器級400相同的第二數(shù)字除法器402。第二數(shù)字除法器級402分別在引出端414和416提供非反相和反相輸出信號(hào)，而輸出信號(hào)頻率為引出端404和406上輸入時(shí)鐘信號(hào)的頻率的1/4。在本典型實(shí)施例中，Vcc為2.7V及輸出信號(hào)幅度通常為400mVpp。
在圖4A中，示出了電平轉(zhuǎn)換電路的一典型實(shí)施例。圖4的1/4分頻器的非反相和反相輸出端414和416上的信號(hào)分別進(jìn)入電平轉(zhuǎn)換電路的輸入端418和420。輸入端418和420上的信號(hào)分別施加到兩個(gè)p-溝道MOSFET晶體管436和434的柵極引出端上。晶體管436和434的漏極引出端分別連接到兩個(gè)n-溝道MOSFET晶體管438和440的漏極引出端上，所述n-溝道MOSFET晶體管438和440其中每一個(gè)具有連接到地節(jié)點(diǎn)424的基部和源極引出端。此外，晶體管438和440的柵極引出端兩者都連接到晶體管438的漏極引出端上。輸入晶體管434和436的基部引出端每一個(gè)都連接到電源電壓節(jié)點(diǎn)Vdd428上，而兩個(gè)輸入晶體管434和436的源極引出端連接到p-溝道MOSFET 430的漏極引出端上。晶體管430的源極和基部引出端依次連接到Vdd電源電壓節(jié)點(diǎn)428上，而晶體管430的柵極引出端連接到引出端426，用來接收偏壓Bbias。晶體管440和436的各個(gè)漏極引出端兩者連接到n-溝道MOSFET 442的柵極引出端上，所述n-溝道MOSFET 442的源極和基部引出端連接到地節(jié)點(diǎn)424上。晶體管442的漏極引出端連接到p-溝道MOSFET 432的漏極引出端上，所述p-溝道MOSFET 432的基部和源極引出端依次連接到Vdd電源電壓節(jié)點(diǎn)428上及其柵極引出端連接到引出端Vbias426上。在Vdd電源電壓節(jié)點(diǎn)428和地節(jié)點(diǎn)424之間的電壓除法器電路可在引出端Vbias426上產(chǎn)生電壓。所選擇的Vbias426引出端的電壓用來確保大約10μA的電流通過MOSFET 430。晶體管442和432的漏極引出端的接合點(diǎn)作為電壓電平轉(zhuǎn)換器的輸出引出端422。在輸出引出端上的信號(hào)作為用于電荷泵的時(shí)鐘，所述電荷泵將參照圖8進(jìn)行描述。
在圖5中示出了圖3所示的二階MOSFET-C Butterworth低通參考濾波器182的一典型實(shí)施例。圖3和圖4所示的1/4分頻器181的各個(gè)輸出信號(hào)呈現(xiàn)在參考濾波器182的非反相和反相輸入端500和501上。非反相輸入端500上的輸入信號(hào)通過可變n-溝道MOSFET電阻器502并施加到節(jié)點(diǎn)508上，而反相輸入端501上的輸入信號(hào)通過可變n-溝道MOSFET電阻器504并施加到節(jié)點(diǎn)506上。MOSFET電阻器502和504的電阻都由施加到前述的其各個(gè)柵極電壓VG來控制。信號(hào)接著進(jìn)入全差分放大器514、反饋電容器512和516和可變n-溝道MOSFET反饋電阻器510和518。電容器512和516優(yōu)選以與圖1所示的有源濾波器100的線性電容器的相同方式制造，且每一電容器的電容為5.62pF。差分放大器514與圖1所示的有源濾波器100中所使用的放大器相同。
節(jié)點(diǎn)506和508上的信號(hào)還分別連接到可變n-溝道MOSFET反饋電阻器522和524上。MOSFET反饋電阻器522連接在節(jié)點(diǎn)506和參考濾波器182的反相輸出端538之間，而MOSFET反饋電阻器524連接在節(jié)點(diǎn)508和參考濾波器182的非反相輸出端539之間。
當(dāng)通過第一積分器級后，節(jié)點(diǎn)520上的信號(hào)通過可變n-溝道MOSFET電阻器528到530，而節(jié)點(diǎn)521上的信號(hào)通過可變n-溝道MOSFET電阻器526到531。平衡信號(hào)接著進(jìn)入差分放大器535和線性反饋電容器533和534。電容器533和534還優(yōu)選以與圖1所示的有源濾波器100中的線性電容器相同的方式制造，且每一個(gè)電容器的電容為11.25pF。全差分放大器535分別在節(jié)點(diǎn)536和537上提供反相和非反相輸出。節(jié)點(diǎn)536和537分別連接到參考濾波器182的輸出引出端538和539。
在圖6中，示出了在圖3的電路中所使用的倍壓器183的一典型實(shí)施例。本領(lǐng)域所屬普通技術(shù)人員對倍壓器的工作原理是熟知的。來自圖3和圖5所示的MOSFET-C參考濾波器182的非反相和反相信號(hào)輸出分別進(jìn)入倍壓器的引出端552和553。圖3和圖4所示的1/4分頻器181的非反相和反相信號(hào)輸出分別進(jìn)入倍壓器的引出端550和551。在輸出端554和555分別輸出兩個(gè)非反相和兩個(gè)反相輸入電壓信號(hào)的各自乘積。
在圖7中，示出了在圖3的電路中所使用的環(huán)路濾波器184的一典型實(shí)施例。環(huán)路濾波器為本專業(yè)普通技術(shù)人員所熟知的共單極低通濾波器。圖3和圖6所示的倍壓器183的非反相和反相輸出信號(hào)分別呈現(xiàn)在輸入端600和601。圖7所示的低通濾波器過濾輸入信號(hào)，以便去除所不希望的由倍壓器所產(chǎn)生的高頻成份并保留用于調(diào)整圖1所示的MOSFET可變電阻器所需要的DC電壓VG。如圖3和圖8所示，所過濾的信號(hào)呈現(xiàn)在信號(hào)端的輸出端Vin185上。
參考圖8，示出了圖3所示的調(diào)整電路中所使用的電荷泵電路的一典型實(shí)施例。本專業(yè)人員對基于Dickson倍乘器的電荷泵是熟知的。參見J.F.Dickson，On-Chip High Voltage Generation in NMOS IntegratedCircuits Using an Improved Voltage Multiplier Technique，IEEE Journal ofSolid-State Circuits，June 1976，at 374，其內(nèi)容通過參考合并到本申請中。來自圖3和圖7所示的低通濾波器184輸出端185上的電壓信號(hào)施加到常規(guī)運(yùn)算放大器207的非反相輸入端。運(yùn)算放大器207的反相輸入端連接到其輸出端205上，所述輸出端205依次連接到二極管連接的npn BJT 211的發(fā)射極引出端及連接到反相器255的輸入端上，所述反相器255的輸出端連接到p-溝道MOSFET 257的柵極引出端256上。晶體管211的基極和集電極引出端連接到p-溝道MOSFET 257的漏極引出端。MOSFET 257的柵極引出端256經(jīng)由反相器255受到運(yùn)算放大器207的DC反饋電壓的反相的偏置，所述反相器255接通MOSFET 257，以便為二極管連接的晶體管211提供電流，MOSFET 257的漏極和基級引出端連接到標(biāo)稱電壓為2.7V的Vcc電源電壓節(jié)點(diǎn)258。在晶體管211的發(fā)射極引出端和運(yùn)算放大器207的輸出端205上的其余電流通過電阻器203到地節(jié)點(diǎn)201。當(dāng)節(jié)點(diǎn)205設(shè)置為0.5V和電阻器203設(shè)置為25KΩ時(shí)，這種配置通過MOSFET 257的漏極會(huì)產(chǎn)生約20μA的電流。
節(jié)點(diǎn)213的電壓施加到二極管連接的npnBJT 233的集電極和基極引出端。晶體管233的發(fā)射極連接到第一電荷泵級，所述第一電荷泵級包括二極管連接的BJT 235和電容器243。節(jié)點(diǎn)213還連接到反相器的p-溝道MOSFET 223和231的源極引出端，所述反相器分別由n-溝道和p-溝道MOSFET對221、223和227、231組成。MOSFET 221和223的柵極引出端422連接到圖3和圖4A所示的電壓電平轉(zhuǎn)換器189的輸出端。從電壓轉(zhuǎn)換器189進(jìn)入引出端422的信號(hào)的幅值為CMOS電平，且信號(hào)的頻率為3.84MHz。p-溝道MOSFET 223的漏極引出端在節(jié)點(diǎn)225連接到n-溝道MOSFET 221的漏極引出端。節(jié)點(diǎn)225分別連接到n-溝道和p-溝道MOSFET晶體管227和231的柵極引出端。p-溝道MOSFET 231的漏極引出端在節(jié)點(diǎn)229連接到n-溝道MOSFET227的漏極引出端。n-溝道MOSFET 221和227的源極引出端其中每一個(gè)連接到地節(jié)點(diǎn)201。
MOSFET 221、223和227和231的功能為兩個(gè)串聯(lián)的反相器電路，所述反相器的作用為幅值調(diào)節(jié)器，以便控制施加到節(jié)點(diǎn)422的輸入信號(hào)的幅值，因此導(dǎo)致電荷泵輸出電壓可由下式確定VG＝(n+1)Vin，其中，VG為施加到如圖1所示的可變MOSFET電阻器的柵極引出端的電壓，n為電荷泵級的數(shù)加上1，及Vin為輸入端185上的信號(hào)。
節(jié)點(diǎn)225連接到奇數(shù)電荷泵級的電容器上。因此，在本實(shí)施例中，n等于7并有6個(gè)電荷泵級，節(jié)點(diǎn)225連接到電容器C1243、C3(沒有示出)和C5245上。相反，節(jié)點(diǎn)229連接到偶數(shù)電荷泵級的電容器上。因此，在所述的本典型實(shí)施中，引出端229連接到電容器C2244、C4(沒有示出)和C6247上。每一個(gè)電荷泵級電容器243、244、245和247的電容為0.5pF。
電荷泵電容器依次還連接到二極管連接的BJT 235、237、239和241的集電極和基極引出端。因此，C1243連接到節(jié)點(diǎn)261，C2連接到節(jié)點(diǎn)259，C3和C4及其相關(guān)的二極管連接的BJT沒有示出，C5245連接到節(jié)點(diǎn)257及C6連接到節(jié)點(diǎn)255。二極管連接的BJT與連接到BJT 237的集電極和基極引出端259的發(fā)射極引出端串連，及與連接到引出端253的最后級BJT 241的發(fā)射極引出端相串連，所述引出端253提供了所希望的VG輸出電壓。輸出電壓端253還連接到電容為10pF的電容器C7249，及連接到n-溝道MOSFET有源負(fù)載251的漏極引出端，所述有源負(fù)載251提供了用于電荷泵的下拉工作的放電路徑。MOSFET負(fù)載251的源極引出端連接到地節(jié)點(diǎn)201。晶體管251的柵極引出端連接到n-溝道MOSFET 270的節(jié)點(diǎn)271處的柵極和漏極引出端。節(jié)點(diǎn)271依次連接到用于通過電阻器接收Vbias的引出端272。電壓Vbias可由Vcc電壓電源節(jié)點(diǎn)258和地節(jié)點(diǎn)201之間的分壓電路而產(chǎn)生。所選擇的電壓Vbias用來確保約為10μA的電流通過MOSFET晶體管270。
在圖8所示的電荷泵的典型實(shí)施例中，使用了可減小電路中附加電容的多晶硅對多晶硅或金屬對金屬的電容器。因此，輸出電壓VG與輸入Vin電壓之間的相關(guān)性可由下式確定VG＝(n+1)Vin，其中，n為電荷泵級的數(shù)加上1，結(jié)果，在本典型實(shí)施例中，n為7及由圖3和圖7所示的低通濾波器產(chǎn)生的Vin約為0.5V，VG為4V，這就足以保證了圖1所示的電路中可調(diào)整MOSFET電阻器在三極管區(qū)工作。
在圖9中，示出了圖1所示的有源濾波器中所使用的相位平衡器電路。這種電路對本專業(yè)技術(shù)人員來說是熟知的。電路用來線性化圖1所示的實(shí)施例的五階濾波器的組延遲特性。圖1所示的有源濾波器100的輸出端35和36上的輸出信號(hào)分別輸出到相位平衡電路的輸入端303和301。信號(hào)接著進(jìn)入兩個(gè)電路路徑。在第一路徑中，在輸入端303、301上所收的信號(hào)分別施加到電容器305和307。信號(hào)接著分別進(jìn)入全平衡放大器318，反饋電容器319和321及連接在放大器輸入端315和317和放大器輸出端329和327之間的可變n-溝道MOSFET反饋電阻器325和323。在放大器輸出端329和327上信號(hào)進(jìn)入第二電路路徑，首先進(jìn)入可變n-溝道MOSFET電阻器331和337，接著分別進(jìn)入第二全平衡放大器348、連接在放大器輸入端345和343和放大器輸出端351和353之間的反饋電容器347和349。
在第二電路路徑中，輸入端301上輸入信號(hào)通過可變MOSFET電阻器335和電容器339連接到輸入端345和343、各個(gè)全平衡放大器348。引出端303上的輸入信號(hào)通過可變電阻器333和電容器341連接到輸入端345和343、各個(gè)全平衡放大器348。在節(jié)點(diǎn)351和353上的放大器348的平衡輸出信號(hào)通過可變MOSFET電阻器313、311分別施加到全平衡放大器318的輸入端315、317。
在所示的典型實(shí)施例中，除了在圖1的有源濾波器100的相同柵極電壓下每一個(gè)可變MOSFET電阻器的標(biāo)稱電阻為10kΩ，及每一個(gè)電容器339、341、347和349的電容為21.3pF，同時(shí)每一個(gè)電容器205、307、319和321的電容為8.3pF外，全平衡放大器318、348，電容器305、307、319、321、339、341、347和349，及可變MOSFET電阻器311、313、323、325、331、333、335和337在結(jié)構(gòu)上與圖1所示的有源濾波器100的積分器72、71、21、22和23的全平衡放大器、線性電容器和可變MOSFET電阻器相同。在圖9的電路中控制可變MOSFET電阻器的柵極電壓與控制圖1的電路中控制可變MOSFET電阻器的柵極電壓相同，并由圖3所示的電路而產(chǎn)生。
在前述的典型實(shí)施例中僅示出了本發(fā)明的原理。本專業(yè)技術(shù)人員根據(jù)本申請的描述很容易對所描述的實(shí)施例進(jìn)行各種改變。具體而言，本發(fā)明可用于具有多個(gè)頻率響應(yīng)形狀的濾波器，而不簡單用于所示的直接轉(zhuǎn)換或零中間頻率接收器的低通濾波器。而且，在附圖中所示的電路布局有可能產(chǎn)生偏差。例如，有可能消除圖1所示的電路100中的耦合電容器43A、43B、43C和43D和58A、58B、58C和58D。因此，就可以充分理解，本專業(yè)技術(shù)人員能夠設(shè)計(jì)許多系統(tǒng)和方法，盡管所述許多系統(tǒng)和方法沒有示出或描述，這樣就具體了本發(fā)明的原理，所述本發(fā)明的原理可由權(quán)利要求來限定。
權(quán)利要求
1.一種具有第一濾波器輸入端、第二濾波器輸入端、第一濾波器輸出端和第二濾波器輸出端的有源濾波器，包括第一全平衡積分器，包括第一全平衡放大器，其具有第一非反相輸入端、第一反相輸入端、第一反相輸出端和第一非反相輸出端；第一電容元件和第一可變電阻元件，其并連在所述第一非反相輸入端和所述第一反相輸出端之間；第二電容元件和第二可變電阻元件，其并聯(lián)在所述第一反相輸入端和所述第一非反相輸出端之間；第一線性電阻元件，其連接在所述第一濾波器輸入端和所述第一非反相輸入端之間；第二線性電阻元件，其連接在所述第二濾波器輸入端和所述第一反相輸入端之間；第三可變電阻元件，其具有第一和第二端，所述第一端連接到所述第一非反相輸入端；及第四可變電阻元件，其具有第一和第二端，所述第一端連接到所述第一反相輸入端；最后全平衡積分器，其包括第二全平衡放大器，其具有第二非反相輸入端、第二反相輸入端、第二反相輸出端和第二非反相輸出端；第三電容元件和第五可變電阻元件，其并聯(lián)在所述第二非反相輸入端和所述第二反相輸出端之間；第四電容器元件和第六可變電阻元件，其并聯(lián)在所述第二反相輸入端和所述第二非反相輸出端之間；第七可變電阻元件，其具有第一和第二端，所述第一端連接到所述第二非反相輸入端；及第八可變電阻元件，其具有第一和第二端，所述第一端連接到所述第二反相輸入端；濾波器增益補(bǔ)償級，其包括第三全平衡放大器，其具有第三非反相輸入端、第三反相輸入端、連接到所述第一濾波器輸出端的第三反相輸出端和連接到所述第二濾波器輸出端的第三非反相輸出端；第三線性電阻元件，其連接在所述第三非反相輸入端和所述第三反相輸出端之間；第四線性電阻元件，其連接在所述第三反相輸入端和所述第三非反相輸出端之間；第九可變電阻元件，其連接在所述第三非反相輸入端和所述第二非反相輸出端之間；及第十可變電阻元件，其連接在所述第三反相輸入端和所述第二反相輸出端之間；至少一個(gè)中間全平衡積分器，其依次連接在所述第一和最后全平衡積分器之間，每一個(gè)中間全平衡積分器包括第四全平衡放大器，其具有第四非反相輸入端、第四反相輸入端、第四反相輸出端和第四非反相輸出端；第五電容元件，其連接在所述第四非反相輸入端和所述第四反相輸出端之間；第六電容元件，其連接在所述第四反相輸入端和所述第四非反相輸出端之間；第十一可變電阻元件，其連接在所述第四非反相輸入端和連接到前向相鄰中間全平衡積分器的全平衡積分器中的各個(gè)放大器的非反相輸出端之間；第十二可變電阻元件，其連接在所述第四反相輸入端和連接到前向相鄰中間全平衡積分器的全平衡積分器中的各個(gè)放大器的反相輸出端之間；第十三可變電阻元件，其連接在所述第四非反相輸入端和連接到后向相鄰所述的中間全平衡積分器的全平衡積分器中的各個(gè)放大的反相輸出之間；及第十四可變電阻元件，其連接在所述第四反相輸入端和連接到后向相鄰所述中間全平衡積分器的全平衡積分器中的各個(gè)放大器的非反相輸出之間；并且其中，所述第三可變電阻元件的所述第二端連接到中間全平衡積分器的至少其中之一的各個(gè)放大器的反相輸出端，所述中間全平衡積分器后向連接到所述第一全平衡積分器；所述第四可變電阻元件的所述第二端連接到中間全平衡積分器至少其中之一的各個(gè)放大器的非反相輸出端，所述中間全平衡積分器緊后向連接到所述第一全平衡積分器；所述第七可變電阻元件的所述第二端連接到中間全平衡積分器至少其中之一的各個(gè)放大器的非反相輸出端，所述中間全平衡積分器前向連接到所述最后全平衡放大器；及所述第八可變電阻元件的所述第二端連接到中間全平衡積分器至少其中之一的各個(gè)放大器的反相輸出端，所述中間全平衡積分器前向連接到所述最后全平衡放大器；
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，其中所述第一和第二線性電阻元件為固定值多晶硅電阻器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，其中所述第一和第二可變電阻元件為金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管，其每一個(gè)具有源極、漏極和柵極引出端，其中，在所述源極和漏極引出端之間的電阻可由施加到所述柵極引出端上的電壓來調(diào)整。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，其中所述濾波器增益補(bǔ)償級的增益與所述第一線性電阻元件對所述第一可變電阻器元件的比率相等。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，其中所述第三線性電阻元件的電阻是所述第一線性電阻元件的電阻的兩倍。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，還包括連接到所述第一和第二濾波器輸出端的相位均衡器。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的有源濾波器，其中所述至少一個(gè)中間全平衡積分器包括至少第一、第二和第三中間全平衡積分器，還包括第七電容元件，其連接在所述第一反相輸入端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四反相輸出端之間；第八電容元件，其連接在所述第一非反相輸入端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四非反相輸出端之間；第九電容元件，其連接在所述第一非反相輸出端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四非反相輸入端之間；第十電容元件，其連接在所述第一反相輸出端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四反相輸入端之間；第十一電容元件，其連接在所述第二反相輸入端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四反相輸出端之間；第十二電容元件，其連接在所述第二非反相輸入端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四非反相輸出端之間；第十三電容元件，其連接在所述第二非反相輸出端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四非反相輸入端之間；和第十四電容元件，其連接在所述第二反相輸出端和所述第二中間全平衡積分器的第四全平衡放大器的所述第四反相輸入端之間。
全文摘要
公開了一種可提高阻塞信號(hào)抑制特性的有源濾波器(100)。線性電阻器如固定值電阻器(3、4)用于濾波器(100)的輸入級(72)，以便抑制任何阻塞信號(hào)。增益補(bǔ)償級(57)添加到使用電阻器(24)的輸出級(23)上，為了抵銷與輸入固定值電阻器(3、4)相關(guān)的增益變化，所述電阻器(24)的制造技術(shù)與輸入電阻器(3、4)的制造技術(shù)相同。在一典型實(shí)施例中，固定值電阻器(3、4)由多晶硅制成。
文檔編號(hào)H03D7/14GK1666416SQ01820080
公開日2005年9月7日 申請日期2001年10月29日 優(yōu)先權(quán)日2000年10月27日
發(fā)明者吉澤淳, 雅尼斯·特斯維德 申請人:紐約市哥倫比亞大學(xué)托管會(huì)