本發(fā)明的實(shí)施方式涉及逆變器控制裝置。

背景技術(shù)：

以往，在永磁同步電機(jī)(pmsm)和同步磁阻電機(jī)(synrm)的無(wú)旋轉(zhuǎn)相位角傳感器控制中，使用了在高速區(qū)域中利用感應(yīng)電壓的旋轉(zhuǎn)相位角的推定方法。然而，在磁鐵磁通較小的pmsm和synrm中，即使是高速區(qū)域，在低負(fù)載的狀態(tài)下由交鏈磁通產(chǎn)生的感應(yīng)電壓也較小，因此存在旋轉(zhuǎn)相位角的推定精度不良的問題。

在先技術(shù)文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)

專利文獻(xiàn)1：日本特開2011-244655號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)2：日本特開2002-58294號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)3：日本特開2009-153347號(hào)公報(bào)

專利文獻(xiàn)4：日本特開2010-154598號(hào)公報(bào)

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明所要解決的技術(shù)問題

本發(fā)明提供一種逆變器控制裝置以及電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，其能夠高精度地推定電機(jī)的旋轉(zhuǎn)相位角。

用于解決技術(shù)問題的方案

一個(gè)實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置具備逆變器主電路、電流指令生成部、電壓指令生成部、推定部以及高頻疊加部。逆變器主電路能夠與規(guī)定的旋轉(zhuǎn)驅(qū)動(dòng)對(duì)象電連接。電流指令生成部生成電流指令。電壓指令生成部生成使從逆變器主電路輸出的電流等于電流指令的電壓指令。推定部計(jì)算出旋轉(zhuǎn)驅(qū)動(dòng)對(duì)象的推定旋轉(zhuǎn)相位角。高頻疊加部根據(jù)旋轉(zhuǎn)驅(qū)動(dòng)對(duì)象的特征量與閾值之間的關(guān)系，在電流指令或者電壓指令上疊加高頻。

附圖說明

圖1是示出第一實(shí)施方式所涉及的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。

圖2是說明三相固定坐標(biāo)系以及dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的圖。

圖3是示出圖1的電流指令生成部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖4是示出圖3的電感數(shù)據(jù)表的圖。

圖5是示出圖3的電流相位角數(shù)據(jù)表的圖。

圖6是示出圖1的電壓指令生成部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖7是示出圖1的速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖8是示出以往的pmsm以及synrm的高負(fù)載時(shí)的特性的圖。

圖9是示出以往的pmsm以及synrm的低負(fù)載時(shí)的特性的圖。

圖10是示出高頻疊加的切換方法的一例的圖。

圖11是示出圖1的高頻疊加部的一例的圖。

圖12是示出圖11的判定部的一例的圖。

圖13是示出圖7的高頻檢測(cè)部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖14是說明圖13的帶通濾波器的動(dòng)作的圖。

圖15是示出圖13的fft解析部的動(dòng)作的圖。

圖16是示出高頻電流idc＇、iqc＇的一例的圖。

圖17是說明圖11的高頻疊加部的動(dòng)作的一例的圖。

圖18是示出高頻疊加部的變形例的結(jié)構(gòu)的圖。

圖19是說明圖18的高頻疊加部的動(dòng)作的一例的圖。

圖20是說明圖18的高頻疊加部的動(dòng)作的其他例子的圖。

圖21是說明圖18的高頻疊加部的動(dòng)作的其他例子的圖。

圖22是示出第二實(shí)施方式所涉及的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。

圖23是示出圖22的電壓指令生成部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖24是示出圖22的控制方式切換部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖25是示出圖22的速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部的結(jié)構(gòu)的圖。

圖26是說明圖22的逆變器控制裝置的動(dòng)作的圖。

具體實(shí)施方式

下面，參照附圖，對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式進(jìn)行說明。

(第一實(shí)施方式)

參照?qǐng)D1至圖21，對(duì)第一實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置進(jìn)行說明。圖1是示出本實(shí)施方式所涉及的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。如圖1所示，本實(shí)施方式所涉及的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)具備電機(jī)1和逆變器控制裝置2(以下稱為“控制裝置2”)。

電機(jī)1是控制裝置2的旋轉(zhuǎn)驅(qū)動(dòng)對(duì)象，連接于控制裝置2。下面，以電機(jī)1為同步磁阻電機(jī)(以下稱為“synrm1”)的情況為例進(jìn)行說明。synrm1具備定子和轉(zhuǎn)子。定子具有三個(gè)勵(lì)磁相(u相、v相以及w相)。定子通過流向各勵(lì)磁相的三相交流電流產(chǎn)生磁場(chǎng)。轉(zhuǎn)子不具有永磁體，通過與定子產(chǎn)生的磁場(chǎng)之間的磁相互作用而旋轉(zhuǎn)。

控制裝置2以無(wú)旋轉(zhuǎn)相位傳感器的方式控制synrm1的旋轉(zhuǎn)相位角θ。如圖1所示，本實(shí)施方式所涉及的控制裝置2具備逆變器主電路21、電流檢測(cè)器22、坐標(biāo)變換部23、電流指令生成部24、電壓指令生成部25、坐標(biāo)變換部26、pwm調(diào)制部27、速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部28、加法器29以及高頻疊加部30。

逆變器主電路21是具備開關(guān)元件的電路。逆變器主電路21通過切換開關(guān)元件的通/斷，從而將來自電源(省略圖示)的電力轉(zhuǎn)換為交流，并供給至synrm1。逆變器主電路21從pwm調(diào)制部27被輸入控制各開關(guān)元件的通/斷的控制信號(hào)。

電流檢測(cè)器22檢測(cè)流向synrm1的定子的三相交流電流中的、兩相或者三相的電流。圖1示出了檢測(cè)兩相(u相以及w相)的電流iu、iw的結(jié)構(gòu)。此外，流向synrm1的定子的三相交流電流也可以根據(jù)逆變器主電路21的直流側(cè)電流通過計(jì)算求得。

坐標(biāo)變換部23將電流檢測(cè)器22檢測(cè)出的電流iu、iw從三相固定坐標(biāo)系變換到dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，生成電流idc、iqc。電流idc為流向定子的電流的dc軸成分，電流iqc為流向定子的電流的qc軸成分。在此，參照?qǐng)D2，對(duì)三相固定坐標(biāo)系以及dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系進(jìn)行說明。

如圖2所示，三相固定坐標(biāo)系是由α軸和β軸構(gòu)成的固定坐標(biāo)系。在圖2中，α軸設(shè)定為u相方向，β軸設(shè)定為與α軸垂直的方向。由電流檢測(cè)器22檢測(cè)出的電流iu、iw表示在這種三相固定坐標(biāo)上。

與此相對(duì)地，dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系是由dc軸和qc軸構(gòu)成的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。dc軸設(shè)定成由控制裝置2推定為d軸方向(轉(zhuǎn)子的電感最小的方向)的方向，qc軸設(shè)定成由控制裝置2推定為q軸方向(轉(zhuǎn)子的電感最大的方向)的方向。圖2的電感橢圓表示轉(zhuǎn)子的電感。

如圖2所示，dcqc軸和dq軸未必一定一致。用從α軸到d軸的角度表示轉(zhuǎn)子實(shí)際的旋轉(zhuǎn)相位角θ。另外，用從α軸到dc軸的角度表示控制裝置2推定出的轉(zhuǎn)子的推定旋轉(zhuǎn)相位角θest。在以下的說明中，將旋轉(zhuǎn)相位角θ與推定旋轉(zhuǎn)相位角θest之間的誤差稱為誤差δθ。

坐標(biāo)變換部23通過使用速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部28輸出的推定旋轉(zhuǎn)相位角θest，能夠?qū)⑷喙潭ㄗ鴺?biāo)系變換為dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。

電流指令生成部24根據(jù)扭矩指令t*以及推定速度ωest，生成電流指令idc*、iqc*。扭矩指令t*是指要使轉(zhuǎn)子產(chǎn)生的扭矩值。在本實(shí)施方式中，扭矩指令t*為從外部裝置輸入的值。推定速度ωest是指控制裝置2推定出的轉(zhuǎn)子的速度ω。電流指令idc*是指流向synrm1的電流的dc軸成分。電流指令iqc*是指流向synrm1的電流的qc軸成分。

在此，圖3是示出電流指令生成部24的結(jié)構(gòu)的圖。如圖3所示，電流指令生成部24具備電感數(shù)據(jù)表31和電流相位角數(shù)據(jù)表32。

電感數(shù)據(jù)表31是表示電流指令與電感之間的關(guān)系的數(shù)據(jù)表。如圖4所示，在電感數(shù)據(jù)表31中包括表示電流指令idc*與電感l(wèi)d之間的關(guān)系的數(shù)據(jù)表、和表示電流指令iqc*與電感l(wèi)q之間的關(guān)系的數(shù)據(jù)表。電感l(wèi)d為synrm1的電感的d軸成分，電感l(wèi)q為synrm1的電感的q軸成分。電感數(shù)據(jù)表31可以被反饋電流指令idc*、iqc*，并分別輸出與電流指令idc*、iqc*相應(yīng)的電感l(wèi)d、lq。

如圖5所示，電流相位角數(shù)據(jù)表32是表示扭矩指令t*以及推定角速度ω*與電流相位角β之間的關(guān)系的數(shù)據(jù)表。電流相位角β是與流向定子的電流相對(duì)應(yīng)的電流矢量的相位角。電流相位角數(shù)據(jù)表32被輸入扭矩指令t*以及推定角速度ω*，并輸出與扭矩指令t*以及推定角速度ω*相應(yīng)的電流相位角β。

首先，電流指令生成部24根據(jù)扭矩指令t*、電感l(wèi)d、lq以及電流相位角β，計(jì)算出電流idq。電流idq為流向定子的電流的大小。電流idq通過下式計(jì)算。

[數(shù)學(xué)式1]

在式(1)中，p為synrm1的極對(duì)數(shù)。

接下來，電流指令生成部24根據(jù)電流idq和電流相位角β生成電流指令idc*、iqc*。電流指令idc*是大小為電流idq、且相位角為電流相位角β的電流矢量的dc軸成分。另外，電流指令iqc*是大小為電流idq、且相位角為電流相位角β的電流矢量的qc軸成分。

此外，電流指令idc*、iqc*的計(jì)算方法并不僅限于上述方法，能夠任意選擇。

電流指令生成部25(電流控制部)根據(jù)電流idc、iqc、電流指令idc*、iqc*以及推定速度ωest，以使從逆變器主電路21輸出的電流(即、流向synrm1的電流)變?yōu)殡娏髦噶頸dc*、iqc*的方式，生成電壓指令vdc*、vqc*。電壓指令vdc*為施加到synrm1的定子上的電壓的dc軸成分。電壓指令vqc*為施加到synrm1的定子上的電壓的qc軸成分。

圖6是示出電壓指令生成部25的結(jié)構(gòu)的圖。如圖6所示，電壓指令生成部25具備pi控制器41、前饋指令生成部42以及加法器43、44。

pi控制器41被輸入電流idc、iqc以及電流指令idc*、iqc*，通過pi控制計(jì)算出使電流idc、iqc變?yōu)殡娏髦噶頸dc*、iqc*的電壓acrd、acrq。電壓acrd、acrq是根據(jù)誤差δθ生成的電壓，在設(shè)定的電機(jī)參數(shù)與真值一致并且誤差δθ為0的情況下均為0。pi控制器41輸出的電壓acrd、acrq被分別輸入到加法器43、44。

前饋指令生成部42被輸入電流指令idc*、iqc*和推定速度ωest，并生成前饋電壓vd_ff、vq_ff。前饋電壓vd_ff、vq_ff例如通過下式計(jì)算。

[數(shù)學(xué)式2]

在式(2)中，r為定子的繞線電阻。前饋指令生成部42輸出的前饋電壓vd_ff、vq_ff被分別輸入到加法器43、44。

加法器43將電壓acrd以及前饋電壓vd_ff相加，生成電壓指令vdc*。加法器44將電壓acrq以及前饋電壓vq_ff相加，生成電壓指令vdq*。

坐標(biāo)變換部26將電壓指令生成部25輸出的電壓指令vdc*以及加法器29輸出的電壓從dcqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換到三相固定坐標(biāo)系。坐標(biāo)變換部26與坐標(biāo)變換部23同樣地，通過使用推定旋轉(zhuǎn)相位角θest，能夠?qū)cqc軸旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系變換為三相固定坐標(biāo)系。

下面，將由坐標(biāo)變換部26進(jìn)行了坐標(biāo)變換的電壓稱為電壓指令vu*、vv*、vw*。電壓指令vu*為施加到定子的u相上的電壓，電壓指令vv*為施加到定子的v相上的電壓，電壓指令vw*為施加到定子的w相上的電壓。

pwm調(diào)制部27通過使用了三角波的pwm(pulse-widthmodulation：脈沖寬度調(diào)制)對(duì)電壓指令vu*、vv*、vw*進(jìn)行調(diào)制，生成與逆變器主電路21的各開關(guān)元件的通或者斷相對(duì)應(yīng)的二值的控制信號(hào)。pwm調(diào)制部27將生成的控制信號(hào)輸入到逆變器主電路21。

速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部28(以下稱為“推定部28”)根據(jù)電壓指令vdc*、vqc*以及電流idc、iqc，推定synrm1的轉(zhuǎn)子的速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ，并計(jì)算出推定速度ωest以及推定旋轉(zhuǎn)相位角θest。推定部28輸出的推定速度ωest被輸入到電流指令生成部24、電壓指令生成部25以及高頻疊加部30。另外，推定旋轉(zhuǎn)相位角θest被輸入到坐標(biāo)變換部23、26，并被用于坐標(biāo)變換。

本實(shí)施方式所涉及的推定部28使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓來推定速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ。下面，對(duì)使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓的推定方法進(jìn)行說明。

在旋轉(zhuǎn)相位角θ與推定旋轉(zhuǎn)相位角θest之間的誤差δθ為0的情況下，即dq軸與dcdq軸一致的情況下，以下的電壓方程式成立。

[數(shù)學(xué)式3]

在式(3)中，vd為施加到synrm1上的電壓的d軸成分，vq為施加到synrm1上的電壓的q軸成分，id為流向synrm1的電流的d軸成分，iq為流向synrm1的電流的q軸成分，p為微分算子(d/dt)。

與此相對(duì)地，在產(chǎn)生了誤差δθ而dq軸與dcdq軸偏離的情況下，以下的電壓方程式成立。

[數(shù)學(xué)式4]

ldc＝l0+l1cos2δθ···(5)

lqc＝l0-l1cos2δθ···(6)

ldqc＝l1sin2δθ···(8)

在式(4)中，vdc為施加到synrm1上的電壓的dc軸成分，vqc為施加到synrm1上的電壓的qc軸成分。

根據(jù)式(4)至式(8)，式(4)的各項(xiàng)中包含的電感取決于誤差δθ而變化。因此，難以直接由式(3)、(4)求出δθ。當(dāng)將式(3)改寫成擴(kuò)展感應(yīng)電壓表達(dá)時(shí)，式(3)表達(dá)如下。

[數(shù)學(xué)式5]

同樣地，當(dāng)將式(4)至式(8)改寫成擴(kuò)展感應(yīng)電壓表達(dá)時(shí)，表達(dá)如下。

[數(shù)學(xué)式6]

ex＝(ld-lq)(pid+ωiq)···(12)

將由上式(12)表達(dá)的電壓ex稱為擴(kuò)展感應(yīng)電壓。

在此，將式(10)變形為如下。

[數(shù)學(xué)式7]

由于式(11)與式(13)相等，因此下式成立。

[數(shù)學(xué)式8]

當(dāng)對(duì)式(14)的各項(xiàng)進(jìn)行除法計(jì)算時(shí)，下式成立。

[數(shù)學(xué)式9]

進(jìn)一步，當(dāng)取式(15)的反正切時(shí)，變成如下。

[數(shù)學(xué)式10]

推定部28根據(jù)式(16)計(jì)算出誤差δθ，并通過以使誤差δθ變?yōu)?的方式進(jìn)行pll控制，由此能夠推定出速度ω，并計(jì)算出推定速度ωest。另外，通過對(duì)推定速度ωest進(jìn)行積分，能夠推定出旋轉(zhuǎn)相位角θ，并計(jì)算出推定旋轉(zhuǎn)相位角θest。

圖7是示出用上述方法推定速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ的推定部28的結(jié)構(gòu)的圖。如圖7所示，推定部28具備高頻檢測(cè)部51、δθ計(jì)算部52、pll控制部53以及積分器54。

高頻檢測(cè)部51檢測(cè)電流idc、iqc的高頻成分，計(jì)算出電流微分項(xiàng)pidc、piqc。高頻檢測(cè)部51輸出的電流微分項(xiàng)pidc、piqc被輸入到δθ計(jì)算部52。δθ計(jì)算部52計(jì)算出的誤差δθ被輸入到pll控制部53。此外，將在后面說明高頻檢測(cè)部51的細(xì)節(jié)。

pll控制部53以使誤差δθ變?yōu)?的方式進(jìn)行pll控制，計(jì)算出推定速度ωest。pll控制部53輸出的推定速度ωest被輸入到積分器54。

積分器54對(duì)推定速度ωest進(jìn)行積分，計(jì)算出推定旋轉(zhuǎn)相位角θest。

加法器29將電壓指令生成部25輸出的電壓指令vdc*與高頻疊加部30輸出的高頻電壓vh相加。由此，在電壓指令vdc*上疊加高頻電壓vh。被疊加了高頻電壓vh的電壓指令vdc*被輸入到坐標(biāo)變換部26。

高頻疊加部30在synrm1的電壓振幅指令vdqc*或者功率pm低于閾值的情況下，輸出高頻電壓vh。在此所說的電壓振幅指令vdqc*是指通過電壓指令vdc*、vqc*設(shè)定的synrm1的端子電壓，vdqc*＝(vdc*²+vdc*²)^1/2。另外，功率pm是指synrm1的額定輸出(軸輸出)。輸出的高頻電壓vh通過加法器29被疊加在電壓指令vdc*上。下面，對(duì)在電壓指令vdc*上疊加高頻電壓vh的理由進(jìn)行說明。

如上所述，推定部28使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex計(jì)算出誤差δθ，并推定速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ。然而，在synrm1的負(fù)載較小的情況下，式(12)的擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex會(huì)變小。

在此，圖8以及圖9是示出扭矩、功率pm以及電壓振幅指令vdqc*相對(duì)于以往的pmsm以及synrm的速度的特性的圖。圖8表示各電機(jī)輸出較大扭矩的高負(fù)載時(shí)的特性。圖9表示各電機(jī)輸出較小扭矩的低負(fù)載時(shí)的特性。

如圖8所示，以往的pmsm以及synrm在高負(fù)載時(shí)能夠獲得足夠的擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex。因此，控制pmsm以及synrm的控制裝置即使以某個(gè)速度ωn為基準(zhǔn)，停止對(duì)電壓指令vdc*疊加高頻電壓vh，也能夠繼續(xù)進(jìn)行穩(wěn)定的控制，而不會(huì)使pmsm以及synrm失步。

另外，如圖9所示，以往的pmsm即使是在低負(fù)載時(shí)，也產(chǎn)生與旋轉(zhuǎn)速度相應(yīng)的磁鐵電壓，因此可獲得比較大的擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex。因此，控制pmsm的控制裝置即使以某個(gè)速度ωn為基準(zhǔn)，停止對(duì)電壓指令vdc*疊加高頻電壓vh，也能夠進(jìn)行控制，而不會(huì)使pmsm失步。

與此相對(duì)地，如圖9所示，以往的synrm在低負(fù)載時(shí)擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex會(huì)變小。這點(diǎn)如上所述。因此，當(dāng)控制synrm的控制裝置以某個(gè)速度ωn為基準(zhǔn)，停止對(duì)電壓指令vdc*疊加高頻電壓vh時(shí)，旋轉(zhuǎn)相位的推定變得困難，有可能造成synrm失步和控制不穩(wěn)定。

因此，如圖10所示，本實(shí)施方式所涉及的控制裝置2在synrm1的電壓振幅指令vdqc*或者功率pm低于閾值的情況下，在電壓指令vdc*上疊加高頻電壓vh，從而增大擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex，使synrm1的控制穩(wěn)定。當(dāng)疊加高頻電壓vh時(shí)，式(4)的dc軸的電流微分項(xiàng)在δθ極小的情況下變成如下所示。

[數(shù)學(xué)式11]

另外，在電流idp較小的情況下，式(12)的擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex變成如下所示。

[數(shù)學(xué)式12]

ex＝(ld-lq)pid···(18)

根據(jù)式(17)以及式(18)，擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex變成如下所示。

[數(shù)學(xué)式13]

根據(jù)式(19)可知，通過疊加高頻電壓vh，擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex會(huì)變大。因此，能夠使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex推定出旋轉(zhuǎn)相位角θ。此時(shí)，誤差δθ用下式表示。

[數(shù)學(xué)式14]

在此，圖11是示出高頻疊加部30的結(jié)構(gòu)的一例的圖。圖11的高頻疊加部30根據(jù)synrm1的功率pm，對(duì)高頻疊加的有無(wú)進(jìn)行切換。如圖11所示，高頻疊加部30具備判定部60。

判定部60根據(jù)synrm1的功率pm，判定是否疊加高頻電壓vh。判定部60輸出與判定結(jié)果相應(yīng)的信號(hào)。下面，假設(shè)判定部60在判定為擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex較大的情況下輸出0，在判定為擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex較小的情況下輸出1。

高頻疊加部30在判定部60判定為擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex較大(輸出了0)的情況下，不輸出高頻電壓vh。在這種情況下，向坐標(biāo)變換部26輸入電壓指令vdc*。

與此相對(duì)地，高頻疊加部30在判定部60判定為負(fù)載較小(輸出了1)的情況下，輸出高頻電壓vh。在這種情況下，向坐標(biāo)變換部26輸入通過加法器29加上了高頻電壓vh的電壓指令vdc*。此外，高頻電壓vh用下式表示。

[數(shù)學(xué)式15]

vh＝vhsinωt＝vhsin2πfh···(21)

在式(20)中，vh為振幅的設(shè)定值，fh為頻率的設(shè)定值。

圖12是示出圖11的判定部60的一例的圖。如上所述，該判定部60根據(jù)synrm1的功率pm，判斷是否需要進(jìn)行高頻疊加。具體而言，判定部60根據(jù)扭矩指令t*以及推定速度ωest，計(jì)算出synrm1的功率pm，并比較功率pm與規(guī)定的閾值pr。判定部60在功率pm小于閾值pr的情況下(pm＜pr)，判定為負(fù)載較小。

對(duì)閾值pr進(jìn)行設(shè)定，從而使速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ的推定精度得以提高。例如，當(dāng)假設(shè)能夠使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex高精度地推定出旋轉(zhuǎn)相位角θ的最低值為n時(shí)，與電機(jī)極對(duì)數(shù)為1的情況的閾值pr相對(duì)應(yīng)的擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex用下式表示。

[數(shù)學(xué)式16]

另外，synrm1的功率pm用下式表示。

[數(shù)學(xué)式17]

pm＝ωest(ld-lq)idiq···(23)

因此，根據(jù)式(22)、(23)，滿足能夠高精度地推定出旋轉(zhuǎn)相位角θ的擴(kuò)展感應(yīng)電壓最低值n的閾值pr如下。

[數(shù)學(xué)式18]

判定部60只要逐次或者事先計(jì)算出滿足式(24)的閾值pr，再與功率pm進(jìn)行比較即可。由此，在功率pm小于閾值pr的情況下，高頻電壓vh被疊加到電壓指令vdc*上。

此外，除式(23)以外，功率pm也可以使用下面的數(shù)學(xué)式計(jì)算出來。

[數(shù)學(xué)式19]

pm＝vdcidc+vqciqc···(25)

另外，高頻疊加部30也可以根據(jù)synrm1的電壓振幅指令vdqc*對(duì)高頻疊加的有無(wú)進(jìn)行切換。在這種情況下，代替扭矩指令t*以及推定速度ωest，向高頻疊加部30輸入電壓指令vdc*、vqc*。

而且，如圖13所示，判定部60也可以根據(jù)電壓指令vdc*、vqc*計(jì)算出synrm1的電壓振幅指令vdqc*，并比較電壓振幅指令vdqc*與閾值vr，在vdqc*＜vr的情況下判定為負(fù)載較小。由此，在電壓振幅指令vdqc*小于閾值vr的情況下，高頻電壓vh被疊加到電壓指令vqc*上。

這樣，在負(fù)載較小的情況下，高頻疊加部30將高頻電壓vh疊加到電壓指令vdc*上，由此能夠增大擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex，提高使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex的速度ω以及旋轉(zhuǎn)相位角θ的推定精度。

在此，對(duì)推定部28的高頻檢測(cè)部51的細(xì)節(jié)進(jìn)行說明。如上所述，高頻疊加部30在synrm1的負(fù)載較小的情況下，在電壓指令vqc*上疊加高頻電壓vh。在未疊加高頻電壓vh的情況下，推定部28通過式(16)計(jì)算出誤差δθ，在疊加了高頻電壓vh的情況下，推定部28通過式(20)計(jì)算出誤差δθ。

根據(jù)式(20)可知，在疊加了高頻電壓vh的情況下，為了計(jì)算出δθ，電流微分項(xiàng)pidc、piqc是必需的。高頻檢測(cè)部51計(jì)算出該電流微分項(xiàng)pidc、piqc。推定部28將高頻檢測(cè)部51計(jì)算出的電流微分項(xiàng)pidc、piqc代入式(20)，從而計(jì)算出誤差δθ。

圖14是示出高頻檢測(cè)部51的結(jié)構(gòu)的圖。如圖14所示，高頻檢測(cè)部51具備帶通濾波器55和fft解析部56。

如圖15所示，帶通濾波器55使輸入的電流idc、iqc中包含高頻電壓vh的頻率fh在內(nèi)的規(guī)定范圍的頻率成分通過，而使范圍外的頻率成分衰減。由此，帶通濾波器55從電流idc、idq中檢測(cè)出具有頻率fh的高頻電流idc＇、iqc＇。帶通濾波器55輸出的高頻電流idc＇、iqc＇被輸入到fft解析部56。

fft解析部56分別計(jì)算出帶通濾波器55檢測(cè)出的高頻電流idc＇、iqc＇的振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。如圖16所示，fft解析部56例如相對(duì)于高頻電流idc＇、iqc＇在高頻電壓vh的一個(gè)周期(＝1/fh)中進(jìn)行四次采樣，并根據(jù)采樣的四個(gè)電流值分別計(jì)算出振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。

通過帶通濾波器55對(duì)高頻電流idc＇、iqc＇除去多余的頻率成分。因此，如圖17所示，fft解析部56能夠高精度地計(jì)算出振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。

高頻檢測(cè)部51用采樣期間dt分別除以由fft解析部56計(jì)算出的振幅idc＇p-p、iqc＇p-p，從而計(jì)算出電流微分項(xiàng)pidc、piqc。

如上所述，本實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置2在synrm1的負(fù)載較低的情況下，在電壓指令vqc*上疊加高頻電壓vh。由此，即使在synrm1的負(fù)載較低、由交鏈磁通產(chǎn)生的感應(yīng)電壓較小的情況下，也能夠增大擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex，從而使用擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex高精度地推定出synrm1的旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω。因此，能夠抑制synrm1的控制不穩(wěn)定和失步。

此外，在上述說明中，雖然對(duì)逆變器控制裝置2控制synrm1的動(dòng)作的情況進(jìn)行了說明，但是該逆變器控制裝置2也能夠用作pmsm、或通過二次繞組供給磁場(chǎng)磁通的繞組磁場(chǎng)式同步電機(jī)的控制裝置。

另外，逆變器控制裝置2既可以將高頻電壓vh疊加到電壓指令vqc*上，也可以將高頻電流疊加到電流指令idc*、iqc*上。在任意一種情況下，都能夠增大擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex，因此都能夠得到上述效果。

另外，高頻疊加部30也可以根據(jù)synrm1的旋轉(zhuǎn)相位角的誤差δθ，對(duì)高頻疊加的有無(wú)進(jìn)行切換。在這種情況下，代替扭矩指令t*以及推定速度ωest，向高頻疊加部30輸入推定部28計(jì)算出的誤差δθ。

然后，判定部60可以比較誤差δθ與閾值δθr，在|δθ|＞δθr的情況下判定為負(fù)載較小。由此，如圖18所示，在誤差δθ大于閾值δθr的情況下，高頻電壓vh被疊加到電壓指令vqc*上。

在無(wú)傳感器控制中，旋轉(zhuǎn)相位角的誤差δθ被控制為接近零，在誤差δθ超過閾值的情況下進(jìn)行高頻疊加，由此能夠容易使相位角誤差向零收斂，能夠抑制synrm1的控制不穩(wěn)定和失步。

另外，不僅限于使用了擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex的無(wú)傳感器控制，逆變器控制裝置2也能夠應(yīng)用于使用了觀測(cè)器和pwm高頻的無(wú)傳感器控制。

另外，逆變器控制裝置2也可以不具備電流檢測(cè)器22，而以無(wú)電流傳感器的方式控制synrm1。在這種情況下，也能夠得到同樣的效果。

(第一實(shí)施方式的變形例)

接下來，參照?qǐng)D19至圖21，對(duì)第一實(shí)施方式所涉及的高頻疊加部30的變形例進(jìn)行說明。該高頻疊加部30根據(jù)synrm1的負(fù)載改變疊加的高頻電壓vh的振幅vh。圖19是示出該高頻疊加部30的結(jié)構(gòu)的圖。如圖19所示，高頻疊加部30進(jìn)一步具備振幅計(jì)算部61。

振幅計(jì)算部61根據(jù)synrm1的功率pm或者電壓振幅指令vdqc*，計(jì)算出高頻電壓vh的振幅vh。振幅計(jì)算部61以使synrm1的功率pm或者電壓振幅指令vdqc*越小振幅vh越大的方式進(jìn)行計(jì)算。

例如，如圖19所示，在判定部60使用synrm1的功率pm進(jìn)行判定的情況下，振幅計(jì)算部61根據(jù)扭矩指令t*以及推定速度ωest，通過下式計(jì)算出振幅vh。

[數(shù)學(xué)式20]

由此，如圖20所示，功率pm越小，振幅vh越大。只要以滿足式(24)的關(guān)系的方式確定振幅vh的值即可。

另外，在使用電壓振幅指令vdqc*改變高頻電壓vh的振幅vh的情況下，振幅計(jì)算部61也可以通過下式計(jì)算出振幅vh。

[數(shù)學(xué)式21]

由此，在流通一定的電流的情況下，振幅vh不依存于電壓振幅指令vdqc*，而與速度ω成反比地減少，變?yōu)槿鐖D21所示的特性。

通過這樣的結(jié)構(gòu)，逆變器控制裝置2使用速度ω和擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex的關(guān)系能夠使疊加的高頻電壓vh可變。

此外，該高頻疊加部30也可以根據(jù)synrm1的負(fù)載改變高頻電流vh的頻率fh。另外，不僅限于功率pm和電壓振幅指令vdqc*，高頻疊加部30也可以根據(jù)推定速度ωest和扭矩指令t*改變振幅vh。

(第二實(shí)施方式)

接下來，參照?qǐng)D22至圖26，對(duì)第二實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置2進(jìn)行說明。本實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置2利用兩種旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω的推定方法，并根據(jù)synrm1的負(fù)載切換這兩種推定方法。

圖22是示出本實(shí)施方式所涉及的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的圖。如圖22所示，本實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置2進(jìn)一步具備控制方式切換部70。下面，對(duì)與第一實(shí)施方式不同之處進(jìn)行說明。

如圖23所示，電壓指令生成部25輸出電壓指令vdc*、vqc*，并且輸出電壓acrd。電壓指令生成部25輸出的電壓acrd被輸入到推定部28。

控制方式切換部70根據(jù)synrm1的電壓振幅指令vdqc*或者功率pm輸出二值的控制切換信號(hào)。在本實(shí)施方式中，通過該控制切換信號(hào)，對(duì)旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω的推定方法等的控制方式進(jìn)行切換。下面，假設(shè)控制方式切換部70在電壓振幅指令vdqc*或者功率pm較小的情況下輸出0，在電壓振幅指令vdqc*或者功率pm較大的情況下輸出1。

如圖24所示，控制方式切換部70可以根據(jù)電壓指令vdc*、vqc*計(jì)算出synrm1的電壓振幅指令vdqc*，并比較電壓振幅指令vdqc*與閾值vr，在vdqc*＜vr的情況下判定為負(fù)載較小。

另外，控制方式切換部70也可以根據(jù)扭矩指令t*以及推定速度ωest計(jì)算出synrm1的功率pm，并比較功率pm與規(guī)定的閾值pr，在pm＜pr的情況下判定為負(fù)載較小。

進(jìn)一步，控制方式切換部70也可以比較推定速度ωest與規(guī)定的閾值ωr，在ωest＜ωr的情況下判定為需要疊加高頻電壓vh。

高頻疊加部30從控制方式切換部70被輸入控制切換信號(hào)。作為控制切換信號(hào)而被輸入0時(shí)，高頻疊加部30輸出高頻電壓vh，作為控制切換信號(hào)而被輸入1時(shí)，高頻疊加部30不輸出高頻電壓vh。高頻疊加部30輸出的高頻電壓vh被輸入到推定部28以及加法器29。

加法器29將電壓指令vdc*與高頻電壓vh相加，并輸入到坐標(biāo)變換部26。由此，高頻電壓vh被疊加到電壓指令vdc*上。

如圖25所示，推定部28具備pll控制部53、積分器54、第一推定部57、第二推定部58以及開關(guān)59。第一推定部57以及第二推定部58分別用不同的方法計(jì)算誤差δθ。

第一推定部57根據(jù)高頻電壓vh和電流idc，計(jì)算出誤差δθ。在電壓指令vdc*上疊加了高頻電壓vh的情況下，電流微分項(xiàng)pidc用下式表示。

[數(shù)學(xué)式22]

在誤差δθ足夠小的情況下，根據(jù)式(28)，誤差δθ用下式表示。

[數(shù)學(xué)式23]

第一推定部57根據(jù)式(29)計(jì)算出誤差δθ。

第二推定部58使用pi控制器41輸出的電壓acrd與前饋電壓vd_ff、vq_ff之間的關(guān)系，計(jì)算出誤差δθ。具體而言，第二推定部58根據(jù)電流idc、iqc以及電壓acrd，計(jì)算出誤差δθ。

在產(chǎn)生誤差δθ的情況下，根據(jù)式(2)，前饋電壓vd_ff、vq_ff用下式表示。

[數(shù)學(xué)式24]

在此，當(dāng)關(guān)注式(30)的dc軸成分時(shí)，下式成立。

[數(shù)學(xué)式25]

δvdc*＝-ωestl1sin2δθidc+ωestl1(1-cos2δθ)iqc···(31)

在誤差δθ足夠小的情況下，根據(jù)式(31)，誤差δθ用下式表示。

[數(shù)學(xué)式26]

第二推定部58根據(jù)式(32)計(jì)算出誤差δθ。

開關(guān)59根據(jù)控制切換信號(hào)，切換向pll控制部53輸入的誤差δθ。在作為控制切換信號(hào)而被輸入0時(shí)，開關(guān)59將第一推定部57輸出的誤差δθ輸入到pll控制部53。在作為控制切換信號(hào)而被輸入1時(shí)，開關(guān)59將第一推定部58輸出的誤差δθ輸入到pll控制部53。

pll控制部53相對(duì)于誤差δθ進(jìn)行pll控制，計(jì)算出推定速度ωest。積分器54對(duì)推定速度ωest進(jìn)行積分，計(jì)算出推定旋轉(zhuǎn)相位角θest。

如上所述，本實(shí)施方式所涉及的逆變器控制裝置2如圖26所示，使用第一控制方式和第二控制方式兩種控制方式控制synrm1，在所述第一控制方式中使用通過疊加高頻電壓vh而產(chǎn)生的高頻電流來推定旋轉(zhuǎn)相位，在所述第二控制方式中使用基于交鏈磁通的電壓來推定旋轉(zhuǎn)相位。

在第一控制方式中，逆變器控制裝置2在電壓指令vdc*上疊加高頻電壓vh，并根據(jù)疊加了高頻電壓vh的電壓指令vdc*計(jì)算出誤差δθ，再根據(jù)該誤差δ推定旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω。由此，逆變器控制裝置2能夠增大擴(kuò)展感應(yīng)電壓ex，提高旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω的推定精度。

另外，在第二控制方式中，逆變器控制裝置2以不在電壓指令vdc*上疊加高頻電壓vh的方式，推定旋轉(zhuǎn)相位角θ以及速度ω。由此，逆變器控制裝置2能夠降低扭矩脈動(dòng)和由此產(chǎn)生的噪音、噪聲以及高頻損耗。

此外，作為通過第二推定部58計(jì)算誤差δθ的計(jì)算方法，能夠選擇不使用高頻電壓vh的任意的方法。例如，第二推定部58可以使用觀測(cè)器和電壓acrd、acrq來計(jì)算誤差δθ。

另外，控制方式切換部70也可以構(gòu)成為，通過滯后動(dòng)作來避免頻繁地變更控制切換信號(hào)。

此外，本發(fā)明并不僅限于上述各實(shí)施方式本身，在實(shí)施階段能夠在不脫離其宗旨的范圍內(nèi)對(duì)構(gòu)成要素進(jìn)行變形加以具體化。另外，能夠通過對(duì)上述各實(shí)施方式中公開的多個(gè)構(gòu)成要素進(jìn)行適當(dāng)組合來形成各種發(fā)明。另外，例如也可以考慮從各實(shí)施方式示出的全部構(gòu)成要素中刪除若干個(gè)構(gòu)成要素而得到的結(jié)構(gòu)。進(jìn)一步，也可以對(duì)記載于不同實(shí)施方式中的構(gòu)成要素進(jìn)行適當(dāng)組合。

附圖標(biāo)記說明

1：電機(jī)(synrm)

2：逆變器控制裝置

21：逆變器主電路

22：電流檢測(cè)器

23：坐標(biāo)變換部

24：電流指令生成部

25：電壓指令生成部

26：坐標(biāo)變換部

27：pwm調(diào)制器

28：速度-旋轉(zhuǎn)相位角推定部

29：加法器

30：高頻疊加部

31：電感數(shù)據(jù)表

32：電流相位角數(shù)據(jù)表

41：pi控制器

42：前饋指令生成部

43、44：加法器

51：高頻檢測(cè)部

52：δθ計(jì)算部

53：pll控制部

54：積分器

55：帶通濾波器

56：fft解析部

57：第一推定部

58：第二推定部

59：開關(guān)

60：判定部

61：振幅計(jì)算部

70：控制方式切換部