本發(fā)明具體涉及一種ICS同頻直放站中自適應(yīng)凸組合干擾抑制方法，屬于地面數(shù)字電視廣播系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

在數(shù)字地面電視廣播(Digital Terrestrial Television Broadcasting，DTTB)網(wǎng)絡(luò)中，同頻直放站通常用來(lái)減少傳輸信號(hào)的盲區(qū)和提高網(wǎng)絡(luò)的覆蓋范圍。同頻直放站將接收的廣播信號(hào)通過(guò)功率放大器放大后再轉(zhuǎn)發(fā)出去，但是對(duì)于直放站，其收發(fā)天線間耦合度較大，一部分輸出信號(hào)會(huì)反饋回輸入端對(duì)輸入產(chǎn)生回波干擾，當(dāng)收發(fā)天線間的隔離度較小時(shí)，干擾被循環(huán)放大，形成自激效應(yīng)，嚴(yán)重影響同頻直放站的正常工作。

為消除同頻直放站收發(fā)天線間的反饋干擾，目前大多在同頻直放站中加入數(shù)字干擾抵消器，即干擾抑制系統(tǒng)(Interference Cancellation System，ICS)，使得同直放站在接收端能實(shí)時(shí)的跟蹤并抑制反饋干擾。數(shù)字干擾抵消器采用自適應(yīng)濾波技術(shù)，跟蹤估計(jì)收發(fā)天線間反饋信道的數(shù)字沖激響應(yīng)，通過(guò)有限沖激響應(yīng)濾波器((Finite Impulse Response,FIR)合成反饋干擾的估計(jì)值，并從接收信號(hào)中減去反饋干擾的估計(jì)值，完成干擾抑制的功能。其中，反饋信道的沖激響應(yīng)跟蹤和估計(jì)是干擾抑制器的關(guān)鍵，其估值的準(zhǔn)確度直接決定了干擾抑制的效果。

在中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)?zhí)?00610147225.5，名稱為“移動(dòng)多媒體廣播系統(tǒng)直放站的回波消除器和回波消除方法”中，其針對(duì)直放站干擾抑制自適應(yīng)方法采用單FIR濾波器結(jié)構(gòu)和最小均方(least mean square,LMS)算法，易于硬件設(shè)計(jì)，但是其收斂速率容易受到輸入信號(hào)相關(guān)矩陣的本征值分布的影響，本征值分布越擴(kuò)散，收斂速率越慢，較慢的會(huì)影響經(jīng)系統(tǒng)抑制后的殘留干擾(經(jīng)抑制后干擾的剩余部分)，尤其是在干擾抑制的初始階段，如果步長(zhǎng)因子選取不合理，導(dǎo)致初始階段抑制不充分從而殘留干擾過(guò)大，干擾就會(huì)在反饋系統(tǒng)中循環(huán)放大，增加了系統(tǒng)自激的風(fēng)險(xiǎn)。

在中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)?zhí)?00810071509.X，名稱為“基于組合濾波器的直放站回波抵消器設(shè)計(jì)方法”中，干擾抵消其采用了組合濾波器的結(jié)構(gòu)，即一個(gè)前向?yàn)V波器和一個(gè)后向?yàn)V波器，都為FIR橫式濾波器；輸出為前向?yàn)V波器與后向?yàn)V波器之差，其效果等價(jià)于一無(wú)限沖激響應(yīng)(Infinite Impulse Response,IIR)濾波器，考慮了輸出的記憶效應(yīng)，提高了干擾的抑制深度，但是IIR濾波器的引入會(huì)產(chǎn)生系統(tǒng)的穩(wěn)定性問(wèn)題，特別是參數(shù)設(shè)置不合理的情況下，算法在運(yùn)行過(guò)程中容易發(fā)散，需重新初始化各項(xiàng)參數(shù)，對(duì)各項(xiàng)參數(shù)的設(shè)置要求較高，限制了其使用范圍。

中國(guó)發(fā)明專利申請(qǐng)?zhí)?01410077034.0，名稱為“一種直放站回波干擾消除方法和裝置”申請(qǐng)了一種改進(jìn)的LMS自適應(yīng)方法，結(jié)合DLMS(Delay LMS延時(shí)最小均方誤差)和NLMS(Normalized LMS歸一化最小均方誤差)算法，考慮了基帶環(huán)路延遲和步長(zhǎng)因子的歸一化問(wèn)題，同時(shí)適用于選頻信號(hào)和超寬帶信號(hào)的處理，但由于其是LMS算法的改進(jìn)，仍然存在輸入特征矩陣條件數(shù)分布較廣，收斂不充分的問(wèn)題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對(duì)ICS同頻直放站反饋干擾抑制問(wèn)題，提供了一種自適應(yīng)凸組合結(jié)構(gòu)和計(jì)算方法。此方法采用雙FIR濾波器結(jié)構(gòu)，兩濾波器可采用各種自適應(yīng)算法，如LMS算法、遞推最小二乘(Recursive least square,RLS)和仿射投影算法(Affine projection,AP)等,其中一個(gè)濾波器的收斂系數(shù)較大，導(dǎo)致在收斂初期其收斂速率快，能很快的降低系統(tǒng)隔離度的要求，防止自激；隨著算法的進(jìn)一步收斂，進(jìn)入另一個(gè)收斂系數(shù)較小的工作模式，此時(shí)收斂速率逐漸降低，但保證了算法的穩(wěn)態(tài)性能，即系統(tǒng)中的殘留干擾以及反饋信道的跟蹤精確度。

本發(fā)明的具體步驟如下：

步驟一

接收天線接收到的電視廣播信號(hào)經(jīng)由射頻濾波器、模擬下變頻、A/D采樣濾波，數(shù)字下變頻后，獲得數(shù)字基帶接收信號(hào)z(n)，其可表示為：

其中r(n)為接收到的有用信號(hào)，y(n)為反饋干擾，由反饋回波信道向量h＝[h₀,h₁,…,h_L-1]^T和數(shù)字域反饋信號(hào)x(n)＝[x(n),x(n-1),…,x(n-L+1)]^T合成，v(n)代表高斯白噪聲，H表示共軛轉(zhuǎn)置運(yùn)算。

步驟二

將數(shù)字基帶接收信號(hào)z(n)和基帶數(shù)字域輸入信號(hào)x(n)通過(guò)白化濾波器，得到預(yù)白化接收信號(hào)z_w(n)和預(yù)白化輸入信號(hào)x_w(n)；由于數(shù)字電視信號(hào)一般采用正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)帶限信號(hào)，信號(hào)的帶限性質(zhì)使得回波抵消器難以準(zhǔn)確地估計(jì)出信號(hào)的邊緣和帶外的頻譜情況，故干擾抵消后的信號(hào)帶外出現(xiàn)失真現(xiàn)象。信號(hào)通過(guò)預(yù)白化濾波器可以解相關(guān)，即得到白噪聲性質(zhì)的信號(hào)，此時(shí)信號(hào)的頻譜被展平了，故可以解決直放站中OFDM信號(hào)帶外失真的問(wèn)題。同時(shí)由于信號(hào)的相關(guān)性變小了，即條件數(shù)變小了，故自適應(yīng)算法的跟蹤性能也會(huì)得到相應(yīng)的提高。另外，預(yù)白化濾波器其實(shí)就是一個(gè)線性預(yù)測(cè)器，它的系數(shù)可以通過(guò)LMS、RLS等自適應(yīng)濾波算法求得。在系統(tǒng)設(shè)實(shí)現(xiàn)中為了節(jié)省硬件的復(fù)雜度，可采用的方法是預(yù)先把白化濾波器的系數(shù)求出，再將其應(yīng)用到直放站中，而不進(jìn)行實(shí)時(shí)更新。

步驟三

第一FIR濾波器進(jìn)行回波干擾抑制，將濾波器1的回波估計(jì)信號(hào)送入信號(hào)接收端，從接收到的數(shù)字基帶信號(hào)z(n)中減去第一FIR濾波器的回波估計(jì)信號(hào)完成第一FIR濾波器的回波干擾抑制作用，可得到誤差信號(hào)e₁(n)，可表示為：

同時(shí)采用LMS算法對(duì)濾波器權(quán)系數(shù)按照公式三進(jìn)行更新，

其中μ₁是針對(duì)第一FIR濾波器LMS算法的步長(zhǎng)因子，一般為了保證算法的初始收斂速率，其設(shè)置相對(duì)偏大。

步驟四

第二FIR濾波器進(jìn)行回波干擾抑制，第二FIR濾波器的回波估計(jì)信號(hào)送入信號(hào)接收端，從經(jīng)白化后的接收數(shù)字基帶信號(hào)z_w(n)中減去濾波器2的回波估計(jì)信號(hào)完成第二FIR濾波器的回波干擾抑制作用，可得到誤差信號(hào)e₂(n)，可表示為：

同時(shí)采用LMS算法對(duì)濾波器權(quán)系數(shù)按照公式五進(jìn)行更新，

其中μ₂是針對(duì)第二FIR濾波器LMS算法的步長(zhǎng)因子，為了保證算法的較小最終穩(wěn)態(tài)誤差，其設(shè)置相對(duì)偏小，即μ₂的設(shè)置值小于μ₁。

步驟五：

針對(duì)第一FIR濾波器和第二FIR濾波器進(jìn)行凸組合，從而得到凸組合濾波器權(quán)系數(shù)，

h(n)＝λ(n)w₁(n)+[1-λ(n)]w₂(n) 公式六

組合濾波器的輸出為，

組合濾波器最終輸出的誤差為，

e(n)＝λ(n)e₁(n)+[1-λ(n)]e₂(n) 公式八

其中λ(n)是凸組合混合參數(shù)，其主要作用是保證算法在收斂初期步長(zhǎng)較大的第一FIR濾波器w₁(n)起主導(dǎo)作用，而隨著算法的收斂，調(diào)整混合參數(shù)使得步長(zhǎng)較小的第二FIR濾波器起主導(dǎo)作用，保證較小的穩(wěn)態(tài)誤差。

根據(jù)Sigmoidal函數(shù)，更新凸組合混合參數(shù)λ(n)，可表示為：

參數(shù)a(n)根據(jù)最小均方誤差隨機(jī)梯度算法來(lái)調(diào)整，使組合濾波器的誤差平方最小，a(n)的遞推公式為：

步驟六

通過(guò)計(jì)算包括第一FIR濾波器和第二FIR濾波器的凸組合濾波器的組合權(quán)值系數(shù)，組合回波反饋干擾估值，從數(shù)字基帶接收信號(hào)中減去回波反饋干擾估計(jì)值，將經(jīng)回波干擾抑制后的信號(hào)通過(guò)數(shù)字上變頻處理，恢復(fù)為數(shù)字中頻信號(hào)，通過(guò)帶通濾波器抑制上變頻產(chǎn)生的噪聲干擾，利用D/A將數(shù)字中頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號(hào)，將模擬中頻信號(hào)進(jìn)行模擬上變頻和功率放大器處理，得到重發(fā)射頻模擬信號(hào)，將重發(fā)射頻模擬信號(hào)通過(guò)發(fā)射天線發(fā)出。

本發(fā)明的有益效果在于：本發(fā)明的ICS同頻直放站中自適應(yīng)凸組合干擾抑制方法，具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1、本發(fā)明設(shè)計(jì)了針對(duì)數(shù)字電視同頻直放站ICS的自適應(yīng)凸組合結(jié)構(gòu)，算法收斂初始階段收斂速率較快，能有效降低系統(tǒng)的自激風(fēng)險(xiǎn)，后期階段收斂速率逐漸降低，保證較小的穩(wěn)態(tài)誤差；本結(jié)構(gòu)有效的改善了單FIR濾波器結(jié)構(gòu)回波干擾抑制器收斂速率慢，穩(wěn)態(tài)誤差較大的缺點(diǎn)，對(duì)收斂速率和穩(wěn)態(tài)誤差進(jìn)行了折中處理。

2、針對(duì)數(shù)字電視帶限OFDM信號(hào)在干擾抑制過(guò)程中出現(xiàn)的帶外失真問(wèn)題，設(shè)計(jì)了預(yù)白化濾波器對(duì)接收信號(hào)和反饋信號(hào)的預(yù)白化處理，預(yù)白化濾波器采用離線方式進(jìn)行更新，有效的限制了帶外失真以及系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。

3、本發(fā)明參與凸組合結(jié)構(gòu)的兩個(gè)FIR濾波器，根據(jù)設(shè)計(jì)的需要不局限于傳統(tǒng)的LMS算法進(jìn)行權(quán)系數(shù)更新，還可以選擇RLS、AP以及子帶自適應(yīng)算法進(jìn)行更新，提高了算法設(shè)計(jì)的靈活性與實(shí)用性。

附圖說(shuō)明

圖1為實(shí)施例中的ICS同頻直放站中自適應(yīng)凸組合干擾抑制方法的系統(tǒng)算法結(jié)構(gòu)圖。

圖2為實(shí)施例中的ICS同頻直放站中自適應(yīng)凸組合干擾抑制方法的系統(tǒng)算法的改進(jìn)方式的結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明：

在某地面數(shù)字電視廣播系統(tǒng)中，按照本發(fā)明的技術(shù)方案，針對(duì)直放站接收到的約700Mhz的射頻電視廣播信號(hào)，有效帶寬8M左右，通過(guò)射頻濾波，低噪放大，模擬下變頻至60Mhz的中頻模擬信號(hào)。

采用一個(gè)12位的A/D轉(zhuǎn)換器將60MHz的模擬中頻信號(hào)通過(guò)采樣量化后轉(zhuǎn)換為60MHz的數(shù)字中頻信號(hào)，然后通過(guò)數(shù)字下變頻轉(zhuǎn)換為10MHz或30MHz的數(shù)字基帶信號(hào)，可以針對(duì)10MHz的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行回波干擾抑制，也可以對(duì)30MHz的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行回波干擾抑制。

將接收信號(hào)和反饋參考干擾信號(hào)進(jìn)行預(yù)白化濾波器，預(yù)白化濾波器的抽頭長(zhǎng)度設(shè)置為32或64。采用自適應(yīng)LMS算法對(duì)第一FIR濾波器和第二濾波器同時(shí)進(jìn)行權(quán)系數(shù)更新和誤差計(jì)算，兩個(gè)FIR濾波器的長(zhǎng)度均設(shè)置為128。

計(jì)算凸組合濾波器的組合權(quán)值系數(shù)，組合回波反饋干擾估值，并最終從接收信號(hào)中減去此干擾估計(jì)值，完成回波反饋干擾的抑制；采用Sigmoidal函數(shù)對(duì)凸組合濾波器的混合參數(shù)進(jìn)行更新。

將經(jīng)回波干擾抑制后的信號(hào)通過(guò)數(shù)字上變頻處理，恢復(fù)成數(shù)據(jù)率為60MHz的數(shù)字中頻信號(hào)，然后通過(guò)帶通濾波器抑制上變頻產(chǎn)生的噪聲干擾，利用D/A將60MHz的數(shù)字中頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號(hào)。最后將該模擬中頻信號(hào)進(jìn)行模擬上變頻和功率放大器處理，得到700MHz左右的重發(fā)射頻模擬信號(hào)，將該射頻模擬信號(hào)通過(guò)發(fā)射天線發(fā)出。

本發(fā)明優(yōu)選的技術(shù)方案如下：

參考信號(hào)的選取：

基本方案如圖1所示，從數(shù)字基帶耦合一個(gè)數(shù)字反饋參考信號(hào)直接輸入白化濾波器自適應(yīng)濾波器。采用自適應(yīng)算法對(duì)兩個(gè)FIR濾波器進(jìn)行權(quán)值更新。從數(shù)字基帶耦合反饋參考信號(hào)無(wú)需采用多余的器件對(duì)參考信號(hào)進(jìn)行處理，直接方便。

改進(jìn)方案如圖2所示，從發(fā)射天線端耦合一模擬參考信號(hào)，并經(jīng)下變頻和模數(shù)轉(zhuǎn)換后得到基帶數(shù)字參考信號(hào)。此數(shù)字參考信號(hào)經(jīng)過(guò)延遲模塊，同時(shí)送入自適應(yīng)濾波器，通過(guò)信道(此時(shí)估計(jì)信道之包含發(fā)射天線至接收天線間的空間耦合回波信道)和回波估計(jì)實(shí)現(xiàn)回波干擾抑制。從發(fā)射天線耦合參考信號(hào)需要對(duì)參考信號(hào)下變頻和模數(shù)轉(zhuǎn)換，需要設(shè)計(jì)延遲器，但可避免信道和回波估計(jì)受發(fā)射端各模塊的影響。

回波干擾抑制實(shí)現(xiàn)方式：

包括兩個(gè)FIR濾波器的自適應(yīng)FIR濾波器和凸組合裝置可同時(shí)采用一塊FPGA或DSP芯片實(shí)現(xiàn)；也可以將自適應(yīng)濾波器過(guò)程在一塊DSP芯片中實(shí)現(xiàn)而凸組合在另一塊FPGA芯片中實(shí)現(xiàn)。

數(shù)字上下變頻實(shí)現(xiàn)方式：

數(shù)字下變頻可采用一塊有模數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)字下變頻的專用芯片實(shí)現(xiàn)，數(shù)字上變頻可采用一塊有數(shù)模轉(zhuǎn)換和數(shù)字上變頻的專用芯片實(shí)現(xiàn)。

數(shù)字上下變頻也可在FPGA或DSP芯片中實(shí)現(xiàn)。

信道權(quán)值估計(jì)更新算法：

信道權(quán)值估計(jì)更新算法根據(jù)設(shè)計(jì)需要可選擇LMS算法、RLS算法，AP算法和子帶濾波器算法。

改進(jìn)方案中延遲模塊實(shí)現(xiàn)方式：

延遲模塊可在FPGA或DSP中單獨(dú)實(shí)現(xiàn)，也可以和信道估計(jì)器以及自適應(yīng)濾波器集成實(shí)現(xiàn)，相應(yīng)提高濾波器階數(shù)。

自適應(yīng)濾波器更新方式：

自適應(yīng)濾波器可以根據(jù)信道估計(jì)器計(jì)算出的信道估計(jì)權(quán)向量連續(xù)更新，也可以定時(shí)更新，還可以設(shè)置更新條件，當(dāng)滿足更新條件時(shí)濾波器更新，否則濾波器不更新。

以上所述是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明所述原理的前提下，還可以作出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。