本發(fā)明屬于光學(xué)數(shù)據(jù)傳輸
技術(shù)領(lǐng)域：
。更具體地，本發(fā)明涉及用于根據(jù)待傳輸?shù)臄?shù)據(jù)來調(diào)制激光載波的幅度和相位的雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器(DualParallelMach-Zehnder-Modulator，DPMZM)裝置，以及操作DPMZM的方法。
背景技術(shù)：
：圖1中示出了傳統(tǒng)DPMZM10的結(jié)構(gòu)。正如其中所見的，DPMZM10包括用于輸入光載波信號的光輸入12，和用于輸出經(jīng)QAM調(diào)制的光信號的光輸出14。在光輸入12之后，DPMZM10分別分叉進入第一分支16和第二分支18，并且第一分支16和第二分支18在光輸出14處重新匯合，由此形成在本公開中所稱的“外MZM”。在外MZM的第一分支16和第二分支18中的每一個內(nèi)，分別提供第一“內(nèi)”MZM20和第二“內(nèi)”MZM22。第一內(nèi)MZM20包括電極24，其用于施加用于產(chǎn)生待傳輸?shù)墓庑盘柕耐喾至縀I的第一驅(qū)動電壓VI。換言之，第一驅(qū)動電壓VI意圖根據(jù)基帶信號的I分量來調(diào)制載波信號的沿著外MZM的第一分支16傳播的部分，并且因此該驅(qū)動電壓VI通常是AC信號。除了AC驅(qū)動，偏壓可施加到第一內(nèi)MZM20。而在實際的實現(xiàn)中，通常使用不同的電極來施加AC驅(qū)動和偏置，為簡便起見，圖1中顯示單組電極24。而且，一對電極26與第二內(nèi)MZM22關(guān)聯(lián)，用于施加用于生成光信號的正交分量EQ的第二驅(qū)動電壓VQ，并且還用于施加合適的偏置電壓。最終，外MZM的第二分支18中設(shè)有一組電極28，從而在I調(diào)制信號和Q調(diào)制信號于光學(xué)輸出14處結(jié)合之前，在調(diào)制信號的同相分量EI和正交分量EQ之間引入期望的90度相移?？身憫?yīng)于驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ對進入外MZM的第一分支16和第二分支18的載波部分的電場的幅度E1和幅度E2進行調(diào)制，以給出如下的同相分量EI和正交分量EQ：假定DPMZM裝置由理想的內(nèi)MZM和外MZM組成。正如在此所見的，同相分量EI和正交分量EQ非線性地取決于相應(yīng)的驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ。Vπ是取決于裝置的常量并且和是恒定相位，其可以通過分別在電極24和電極26處引進合適的偏置來進行調(diào)整。不幸的是，DPMZM遠不是理想的裝置：通過它的構(gòu)建原理，它具有非線性輸入輸出特性，并且由于制造缺陷，它在輸出信號的同相分量與正交分量之間產(chǎn)生串?dāng)_和幅度失配。可以看到，制造缺陷與DPMZM的消光比(ExtinctionRatio，ER)(即，在第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的掃描下在外MZM的光學(xué)輸出14處的最大輸出功率與最小輸出功率之比)有關(guān)。理想的DPMZM具有無限的ER，但是系列化生產(chǎn)的MZM很難達到大于20dB的有保證的ER。隨著像CMOS光子學(xué)的新技術(shù)的引進，可以設(shè)想，更新的和更便宜的DPMZM將變得可獲得，但是它們的消光比依然有可能在20dB以下。DPMZM的非理想特性降低了傳輸信號的質(zhì)量并且導(dǎo)致取決于所采用的信號星座的性能代償。技術(shù)成熟的100G(～100GB/s)光學(xué)系統(tǒng)利用4點正交幅度調(diào)制(4QAM)，其很好地容忍目前可用的DPMZM的缺陷。然而，200G系統(tǒng)和400G系統(tǒng)將有可能依賴于對DPMZM的局限性非常敏感的16QAM。未來的系統(tǒng)也可能利用遭受甚至更大代價的更大的QAM星座或者正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)。因此，對于這些應(yīng)用而言，不可避免的是，增加在制造方面的努力程度，以獲得所需的信號質(zhì)量。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明的問題是提供一種通過最小地增加制造方面的努力來實現(xiàn)改進的信號質(zhì)量的DPMZM裝置。通過根據(jù)權(quán)利要求1的DPMZM裝置和根據(jù)權(quán)利要求17的調(diào)制方法來解決該問題。隨附的權(quán)利要求中限定了優(yōu)選的進一步的發(fā)展。與圖1的現(xiàn)有技術(shù)DPMZM類似，本發(fā)明的DPMZM裝置包括互相平行布置的第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM，第一內(nèi)MZM用于響應(yīng)于第一驅(qū)動電壓VI來生成光信號的同相分量EI，并且第二內(nèi)MZM用于響應(yīng)于第二驅(qū)動電壓VQ來生成光信號的正交分量EQ。另外，本發(fā)明的DPMZM裝置包括計算單元，其配置為接收期望的基帶信號的同相分量yI和正交分量yQ，并且基于以下來計算預(yù)失真的第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQDPMZM裝置的模型將I-Q串?dāng)_考慮在內(nèi)，和使用一種算法，該算法將第一驅(qū)動電壓和第二驅(qū)動電壓中的每個確定為期望的基帶信號的同相分量yI和正交分量yQ兩者的函數(shù)。注意到在本公開中，術(shù)語“DPMZM”僅指光學(xué)部件，而術(shù)語“DPMZM裝置”額外地包括電子部件，諸如計算單元。例如，DPMZM可以是光學(xué)芯片的一部分，并且計算單元可以由進一步的電子芯片形成。然而，在這一點上，本發(fā)明不限于任何具體的結(jié)構(gòu)。例如，光學(xué)部件和電子部件也可以集成在單個芯片上。而且，“計算單元”當(dāng)然不必是單獨的實體，而可以是像這樣的電子部件，該電子部件除實現(xiàn)預(yù)失真(諸如例如發(fā)送器的電氣功能)之外，還實現(xiàn)進一步的功能。取代試圖不惜代價地避免DPMZM的有缺陷的光學(xué)行為，本發(fā)明只是提出建議保留缺陷，但是通過將這些缺陷考慮在內(nèi)的計算第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的新方法來緩解這些缺陷的不利影響。本發(fā)明基于以下觀察：遇到的誤差的主要來源是由于單個的第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM的有限內(nèi)消光比，這將成為同相輸出分量EI和正交輸出分量EQ之間的串?dāng)_的主要來源。因此，本發(fā)明建議基于將I-Q串?dāng)_考慮在內(nèi)的DPMZM的模型來計算第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ。進一步地，根據(jù)本發(fā)明計算單元使用以下算法：將第一驅(qū)動電壓中VI和第二驅(qū)動電壓VQ中的每個確定為期望的基帶信號的同相分量yI和正交分量yQ兩者的函數(shù)。也就是，因為有限內(nèi)消光比而不能避免串?dāng)_本身，因此在本發(fā)明的框架中，可以以對預(yù)期的串?dāng)_的預(yù)期的觀點來計算第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ，由此引起調(diào)整的或者“預(yù)失真的”第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ，它們將產(chǎn)生期望的同相分量yI和正交分量yQ。術(shù)語“預(yù)失真”以此方式指示了與方程式(1)的理想狀態(tài)下發(fā)生的驅(qū)動電壓相比該驅(qū)動電壓是“失真的”，并且失真提前考慮到了內(nèi)MZM的缺陷特別是I-Q串?dāng)_，從這個意義上來講，該驅(qū)動電壓是預(yù)失真的。如果第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ中的每一個確定為基帶信號的同相分量yI和正交分量yQ兩者的函數(shù)，這成為可能。在優(yōu)選實施例中，計算單元使用的模型基于一個或者多個模型參數(shù)，模型參數(shù)對應(yīng)于或者至少部分地反映內(nèi)MZM的有限內(nèi)消光比。實際上，正如下面將要演示的，計算單元可以使用有限內(nèi)消光比被明確地用作模型參數(shù)的DPMZM的模型，并且事實證明基于這個模型通過驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的預(yù)失真可以極大地提高信號質(zhì)量。然而，模型也可以基于例如通過功能上依賴內(nèi)消光比而僅至少部分地反映有限內(nèi)消光比的模型參數(shù)。一經(jīng)制造，就確定一個或多個模型參數(shù)，并且該一個或多個模型參數(shù)可以保存在計算單元的存儲器中或者供計算單元訪問。然而，在優(yōu)選實施例中，DPMZM裝置包括參數(shù)計算單元，其適于接收從接收光信號的接收器反饋的質(zhì)量指標(biāo)，以及修改一個或多個模型參數(shù)以優(yōu)化質(zhì)量指標(biāo)。這個變型基于以下考量：模型更好地獲取DPMZM裝置的缺陷，輸出信號的質(zhì)量缺陷才能更成功地通過第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的預(yù)失真而減少。相應(yīng)地，與此同時優(yōu)化的質(zhì)量指標(biāo)指示了一個或多個模型參數(shù)被最佳地選擇。在優(yōu)選實施例中，質(zhì)量指標(biāo)是在接收器處的位誤差率的估計值并且參數(shù)計算單元適于響應(yīng)于反饋的位誤差率來修改一個或多個模型參數(shù)，以使反饋的位誤差率最小化。替代地，質(zhì)量指標(biāo)可以是殘余載波的功率的估計值，并且參數(shù)計算單元適于響應(yīng)于反饋的殘余載波的功率來修改一個或多個模型參數(shù)，以使反饋的殘余載波的功率最小化。質(zhì)量指標(biāo)的另一個示例是偏差，具體為期望的傳輸信號與實際傳輸信號之間的均方差，其中參數(shù)計算單元適于修改一個或多個模型參數(shù)以使該偏差最小化。在優(yōu)選實施例中，DPMZM裝置還包括AC耦合，其用于將計算單元所計算的第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ耦合到相應(yīng)的第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM。進一步地，第一偏置單元和第二偏置單元分別與第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM關(guān)聯(lián)，第一偏置單元和第二偏置單元適于將第一偏置分量和第二偏置分量施加于第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM。在此，第一偏置分量和第二偏置分量可以至少近似地表示計算單元所計算的驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的相應(yīng)的DC分量。要注意到，通常，依賴于由計算單元使用的DPMZM裝置的模型，不能僅僅因為分量yI、yQ本身的平均值應(yīng)該是零，就期望針對期望的基帶信號的所有同相分量yI和正交分量yQ產(chǎn)生的計算出的預(yù)失真第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的平均值也為零。反之，正如參考清楚的實施例在后文顯示出的，可看出，由這個計算產(chǎn)生的第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ具有DC分量或者“偏移”。然而，當(dāng)?shù)谝或?qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ被AC耦合到第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM時，該DC分量會丟失。根據(jù)本實施例，丟失的DC分量分別通過與第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM關(guān)聯(lián)的第一偏置單元和第二偏置單元重新引入，第一偏置單元和第二偏置單元適于將第一偏置分量和第二偏置分量施加到第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM，補償經(jīng)AC耦合的VI和VQ的失去的DC分量。在此，之所以稱為第一偏置“分量”和第二偏置“分量”，是因為第一偏置單元和第二偏置單元通常將提供進一步的偏置(如在一般的偏置控制機制中發(fā)生的一樣)，例如用于補償方程式(1)中的相位偏置和以使得與所計算的驅(qū)動電壓VI和VQ的DC分量相對應(yīng)的偏置類似于施加到第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM的總偏置的僅一個分量。進一步地，在實際應(yīng)用中，與VI和VQ的各自的DC分量相對應(yīng)的偏置不會分開施加，而是與根據(jù)慣例控制的偏置一起施加。但是在這種情況下，通過第一偏置單元和第二偏置單元施加的偏置也將VI和VQ的由于AC耦合而丟失的DC分量考慮在內(nèi)。在一個實施例中，這些第一偏置分量和第二偏置分量的值可以簡單地從計算出的預(yù)失真驅(qū)動電壓VI和VQ的平均值進行獲取。然后這些計算出的偏置分量可加上由慣例偏置控制所確定的偏置。然而，替代地，DPMZM裝置還可以包括適于響應(yīng)于以下來調(diào)整第一偏置分量和/或第二偏置分量的偏置分量控制單元：在接收光信號的接收器處確定的誤差指示信號，或者在光信號的接收器處確定的質(zhì)量指標(biāo)，具體地是光信號中的殘余載波。也就是，如果預(yù)失真的第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的DC分量在AC耦合中截短，那么將在接收器處導(dǎo)致信號誤差增大或者信號質(zhì)量下降。通過向偏置分量控制單元發(fā)送在光信號的接收器處確定的質(zhì)量指標(biāo)或者誤差指示信號，可以以減小由誤差指示信號表示的誤差或提高由質(zhì)量指標(biāo)指示的質(zhì)量的方式來調(diào)整第一偏置分量和第二偏置分量，這將至少近似地重新引入由于第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的DC分量的截短而丟失的偏置。在優(yōu)選實施例中，偏置分量控制單元設(shè)置為使用梯度下降算法對第一偏置分量和第二偏置分量進行調(diào)整，梯度下降算法最小化誤差指示信號所指示的誤差或者優(yōu)化作為第一偏置分量和/或第二偏置分量的函數(shù)的質(zhì)量指標(biāo)。根據(jù)之前的說明，參數(shù)計算單元和偏置分量控制單元依賴于從接收器發(fā)回到DPMZM裝置的誤差指示信號或者質(zhì)量指標(biāo)。在此，接收器可以是與DPMZM裝置關(guān)聯(lián)的本地監(jiān)視接收器或者遠端接收器。特別地，接收器可以是相干接收器。在優(yōu)選實施例中，計算單元所使用的DPMZM裝置的前述模型基于以下假定：第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM中的每個在第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ分別為零時，獨立地偏置以傳送可能的最小輸出功率。要注意到，這通常不是會產(chǎn)生最優(yōu)的信號質(zhì)量的偏置狀態(tài)，并且因而可能初看之下不是針對模型的明顯的起點。然而，事實證明，該模型允許驅(qū)動電壓VI和VQ的非常簡單和有效的計算，該驅(qū)動電壓VI和VQ而后會包含反映并且實際上“糾正了”該模型下的非完美的偏置的DC分量。如上所說明的，在實際實施中偏置分量控制單元可以將這些DC分量考慮在內(nèi)。在優(yōu)選實施例中，計算單元所使用的模型由一個系統(tǒng)表示，該系統(tǒng)包括將期望的基帶信號的同相分量yI和正交分量yQ關(guān)聯(lián)到驅(qū)動電壓VI和VQ的兩個耦合的非線性方程式。在一個實施例中，兩個耦合的線性方程式的該系統(tǒng)可以表示如下：yI=sin(π2·VIVπ)+γQ·cos(π2·VQVπ)]]>yQ=sin(π2·VQVπ)-γI·cos(π2·VIVπ)]]>其中，Vπ、γI和γQ是DPMZM裝置的正的特征常數(shù)。更準(zhǔn)確地，常數(shù)γI和γQ表示第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM的逆內(nèi)功率消光比的平方根。要注意到，通過與γI和γQ成比例的項來引入兩個耦合的非線性方程式的耦合。較小的內(nèi)消光比對應(yīng)于γI或者γQ的更大的值并且因而對應(yīng)于增大的串?dāng)_。相反地，如果內(nèi)消光比達到無限，那么常數(shù)γI和γQ收斂到零，這意味著非線性方程式的系統(tǒng)去耦合并且事實上向方程式(1)的狀態(tài)收斂。因此，兩個耦合的非線性方程式的上述系統(tǒng)類似于將具有有限內(nèi)消光比的第一內(nèi)MZM和第二內(nèi)MZM考慮在內(nèi)的DPMZM裝置的模型，并且該系統(tǒng)事實上直接使用對應(yīng)于內(nèi)MZM的有限內(nèi)消光比的兩個模型參數(shù)。在優(yōu)選實施例中，計算單元所使用的上述算法類似于耦合的非線性方程式系統(tǒng)的迭代解。正如參考具體實施例在下面將詳細示出的，迭代解可以有實時的低計算量，使用僅針對需要適度的內(nèi)存的兩個非線性函數(shù)的查找表。在此，迭代解包括至少2個迭代，優(yōu)選地至少3個迭代。在替代實施例中，計算單元所執(zhí)行的計算包括解以下方程式：VI=2Vππasin(P1(yI,yQ))]]>VQ=2Vππasin(P2(yI,yQ))]]>其中，P1(yI，yQ)和P2(yI，yQ)是yI和yQ的多項式。在此，P1(yI，yQ)優(yōu)選地是yI的1次多項式并且是yQ的2次或更高次多項式。同樣的，P2(yI，yQ)優(yōu)選地是yQ的1次多項式并且是yI的2次或者更高次多項式。多項式的系數(shù)是上述模型參數(shù)的示例，其可以由參數(shù)計算單元以上述方式確定。優(yōu)選地，計算單元包括用于函數(shù)asin(x)的查找表，并且優(yōu)選地還包括用于函數(shù)cos(x)或者cos(asin(x))的查找表。使用例如單個的用于asin(x)的查找表，可對基于VI和VQ的表達式的以上多項式進行求值。另外，使用用于cos(x)或者cos(asin(x))的查找表，可以有效地解出2個耦合的非線性方程式的上述系統(tǒng)的迭代解。附圖說明為了有助于理解本發(fā)明的原理，現(xiàn)在將參照在附圖中示出的優(yōu)選實施例，并且將使用具體語言來描述這些優(yōu)選實施例。然而要理解的是，不試圖以此限制本發(fā)明的范圍，所示裝置和方法中的修改和進一步的改變、以及其中示出的本發(fā)明原理的進一步的應(yīng)用是可想到的，正如對本領(lǐng)域技術(shù)人員而言現(xiàn)在或?qū)頃毡榘l(fā)生的那樣。圖1示出現(xiàn)有技術(shù)的DPMZM的示意圖，圖2示出根據(jù)本發(fā)明的預(yù)失真算法的單個迭代的流程圖，圖3示出根據(jù)本發(fā)明的預(yù)失真算法的2個連續(xù)迭代的流程圖，圖4示出根據(jù)本發(fā)明的預(yù)失真算法的3個連續(xù)迭代的流程圖，圖5示出引進誤差補償?shù)摹⒗眯薷陌娴耐ǔｎA(yù)先知道的偏置控制的DPMZM裝置，圖6示出利用依賴于來自遠端接收機的反饋通路的新穎的偏置控制的DPMZM裝置，圖7至圖9示出在仿真研究中如圖3和圖4中所指示的迭代預(yù)失真算法的性能，圖10示出包括參數(shù)計算單元的DPMZM裝置，該參數(shù)計算單元適于修改模型參數(shù)從而優(yōu)化從遠端接收機接收的質(zhì)量指標(biāo)。圖11示出包括利用間接學(xué)習(xí)結(jié)構(gòu)的參數(shù)計算單元的DPMZM裝置，圖12示出包括參數(shù)計算單元并且利用逆計算單元的DPMZM裝置，圖13示出DPMZM和向DPMZM提供預(yù)失真的復(fù)雜輸入的逆系統(tǒng)的通用裝置。具體實施方式回到圖1的DPMZM10，在下面的討論中我們假定外MZM的無限的外消光比或完美補償?shù)耐庀獗?，并且專注于?nèi)MZM20和內(nèi)MZM22。而且，我們暫時假定每個內(nèi)MZM20、22在相應(yīng)的驅(qū)動信號VI和驅(qū)動信號VQ為零時，被偏置以傳送可能的最小輸出功率。要注意到，從操作的觀點來看，前者實際上不會是理想的起點，因為這不對應(yīng)于最終產(chǎn)生最好的信號質(zhì)量的偏置。然而，做出該假定完全是為了數(shù)學(xué)目的，因為它產(chǎn)生非常簡單的方程式，該方程式的解產(chǎn)生預(yù)失真的第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ中的DC分量，DC分量引起更合適的偏置。通過由外MZM的相應(yīng)的第一分支16和第二分支18中的輸入電場幅度對電場幅度的適當(dāng)?shù)臉?biāo)準(zhǔn)化，第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22的輸入/輸出關(guān)系如下：EI=11+βI[exp(j·π2·(VIVπ-1))+βI·exp(-j·π2·(VIVπ-1))]---(2)]]>EQ=11+βQ[exp(j·π2·(VQVπ-1))+βQ·exp(-j·π2·(VQVπ-1))],---(3)]]>此處，EI和EQ是分別響應(yīng)于第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ產(chǎn)生的光信號的標(biāo)準(zhǔn)化同相分量和正交分量。Vπ、βI和βQ是DPMZM10的正的特征常量。更具體地，常量βI和βQ分別表示第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22的兩個分支中的電場幅度的比例。換言之，值βI＝1會類似于一種情況，即，功率在第一內(nèi)MZM20的2個分支之間均衡分配，但是這種理想的行為的任何偏差均會使值βI不等于1。符號“j”類似于以通常方式的復(fù)數(shù)的虛部。進一步假定，通過設(shè)置于外MZM的第二分支18中的電極28來偏置外MZM，從而在合成的電場幅度E或總電場幅度E中的同相分量和正交分量之間建立90度相移，即，E＝EI+j·EQ(4)將上面的方程式(2)和方程式(3)中的表達式代入并執(zhí)行一些數(shù)學(xué)步驟，我們得到下面的用于合成的電場幅度E或者總電場幅度E的表達式：E=sin(π2·VIVπ)+γQ·cos(π2·VQVπ)+j·[sin(π2·VQVπ)-γI·cos(π2·VIVπ)],---(5)]]>其中我們代入了：γI=1-βI1+βI---(6)]]>γQ=1-βQ1+βQ---(7)]]>在此，γI和γQ是第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22的逆功率消光比ERI和ERQ的平方根。通常，第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22的消光比ERI和ERQ表示為如下的dB值：ERI＝-20·log10|γI|(8)ERQ＝-20·log10|γQ|(9)從表達式(5)可以看出，DPMZM10呈現(xiàn)出固有的正弦非線性，并且如果內(nèi)ER是有限的，還呈現(xiàn)出I-Q串?dāng)_。在下一步中，我們描述在施加到非理想DPMZM的電極24和電極26時產(chǎn)生期望的傳輸信號的驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的計算算法。假定以上的具有非零逆消光比γI、γQ的不完善的DPMZM的模型，從表達式(5)看出，產(chǎn)生期望的傳輸信號的I分量yI和Q分量yQ的適當(dāng)?shù)尿?qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ等于下面的非線性表達式系統(tǒng)的解：yI=sin(π2·VIVπ)+γQ·cos(π2·VQVπ)yQ=sin(π2·VQVπ)-γI·cos(π2·VIVπ)---(10)]]>為了解出VI和VQ的上面的表達式系統(tǒng)，可以利用下面的迭代預(yù)失真算法：VI(n)=2·Vππasin(yI-γQ·cos(π2·VQ(n-1)Vπ))VQ(n)=2·Vππasin(yQ+γI·cos(π2·VI(n-1)Vπ)),(n=1,2,...,K),---(11)]]>其中，正整數(shù)K是一些迭代，并且VI(n)和VQ(n)是期望的驅(qū)動電壓VI和VQ在第n次迭代的近似值。根據(jù)上面的迭代算法，“預(yù)失真”的概念變得特別清晰。例如，在沒有串?dāng)_的完美DPMZM中，γQ是零并且VI(n)會僅僅取決于期望的傳送信號的I分量yI。借助于非零的γQ，“失真”被引進到VI，該失真取決于VQ，并且實際上按預(yù)期的方式產(chǎn)生由非零參數(shù)γI和γQ引進的串?dāng)_。算法可以通過下述方程式方便地初始化：VI(0)=0VQ(0)=0,---(12)]]>其產(chǎn)生VI(1)=2·Vππasin(yI-γQ)VQ(1)=2·Vππasin(yQ+γI)---(13)]]>如果需要，第一迭代可以通過使用下面的初始化稍加努力來略微改進：VI(1)=2·Vππasin(yI-γQ·E{cos(π2·yQVπ)})VQ(1)=2·Vππasin(yQ+γI·E{cos(π2·yIVπ)})---(14)]]>此處，E{·}代表隨機期望。圖2解釋了預(yù)失真算法的單迭代。在數(shù)字實現(xiàn)的情況下，非線性函數(shù)可以方便地近似于樣條函數(shù)，即，分段線性插入。由于非線性函數(shù)完全不受真實的內(nèi)消光比影響，因此樣條系數(shù)可以通過不變的查找表來離線地預(yù)計算和實施。另一方面，一旦制造后或者操作后，需要針對每個單獨的DPMZM10對參數(shù)γI和γQ進行校準(zhǔn)，并且能夠可以以后文更詳細描述的方式隨著時間對參數(shù)γI和γQ進行監(jiān)測和調(diào)整。值得注意地，當(dāng)根據(jù)方程式(11)在迭代解中級聯(lián)多個預(yù)失真階段時，每個階段的輸入非線性函數(shù)可以與之前階段的輸出非線性函數(shù)結(jié)合并且方便地在單一操作中實施。因此，實際上每個迭代僅僅需要計算具有一個真實輸入和一個真實輸出的兩個非線性函數(shù)，該計算可以在DPMZM10的操作下實時地迅速進行。為了領(lǐng)會這一事實，在圖3中展示了一個兩階段預(yù)失真算法，其中常數(shù)Iinit和Qinit作為迭代的初始值被引進。如果采用方程式(12)的初始化，我們設(shè)定Iinit=1Qinit=1---(15)]]>替代地，針對方程式(14)的初始化，我們設(shè)定Iinit=E{cos(π2·yIVπ)}Qinit=E{cos(π2·yQVπ)}---(16)]]>出于進一步例證的目的，在圖4中示出三階段預(yù)失真算法的實現(xiàn)。據(jù)此，引申到更多階段對本領(lǐng)域技術(shù)人員而言將變得明顯。如上所述，如果假設(shè)內(nèi)MZM20、MZM22中的每一個在相應(yīng)的調(diào)制信號VI和調(diào)制信號VQ為零時，獨立地偏置以傳送可能的最小輸出功率，則可以導(dǎo)出方程式(11)的遞歸。然而，如果內(nèi)消光比是有限的，則在沒有預(yù)失真的情況下，這種偏置狀況在DPMZM10的光學(xué)輸出中產(chǎn)生有缺陷的載波抑制。隨之產(chǎn)生的殘余載波分量是有害的因為它損害解調(diào)算法、浪費部分可用光學(xué)功率并且增強了光纖中的非線性。因此，在不存在預(yù)失真的情況下，在上面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)中的假定的偏置點雖然可產(chǎn)生更簡單的預(yù)失真方程式，但實際上不是最優(yōu)的也不是期望的。在有預(yù)失真的情況下，未達到最優(yōu)的偏置不是有問題的，因為方程式(11)的遞歸能夠抑制殘余載波并且產(chǎn)生期望的光信號。在至此所考慮的模型中，這是可能的，因為由方程式(11)的迭代所導(dǎo)出的預(yù)失真將自動產(chǎn)生VI和VQ的值，該VI和VQ包括代表最優(yōu)偏置狀況的DC偏移。在存在的數(shù)學(xué)模型中，預(yù)失真因而將DC偏移注入驅(qū)動電壓并且由此有效地校正偏置點。然而，在實際的實施中，驅(qū)動電壓VI、VQ，即，調(diào)制信號，通常是與內(nèi)MZM20和內(nèi)MZM22耦合的AC，并且通過驅(qū)動電壓VI和VQ提供的偏置校正不會到達DPMZM10。在本發(fā)明中，該難點可以通過采用對殘余載波進行抑制的合適的自動偏置控制機制來克服。該偏置機制實際上重新引入了DC校正(該DC校正已經(jīng)通過AC耦合從調(diào)制信號中去除)，保證了偏置與驅(qū)動電壓的和以及因此的DPMZM10的光學(xué)輸出保持不變。值得注意的是，預(yù)失真仍能夠根據(jù)簡單的遞歸(11)進行計算，即，假定每個內(nèi)MZM20、MZM22被偏置為最小輸出功率，這是因為無論如何，生成的偏移被濾除并且不干擾偏置控制?，F(xiàn)有技術(shù)中已經(jīng)提出了用于DPMZ的若干自動偏置控制機制，例如參見P.S.Cho、J.B.Khurgim和I.Shpantzer，“Closed-loopbiascontrolofopticalquadraturemodulator”,IEEEphotonicsTechnologyLetters，2006年11月，18卷，21號，2209-2211頁和M.Sotooded，Y.Beaulieu，J.Harley和D.L.McGhan，“ModulatorbiasandopticalpowercontrolofopticalE-fieldmodulators”,IEEEjournalofLightwaveTechnology，2011年8月，29卷，15號，2235-2248頁。這些機制根據(jù)應(yīng)用于指定算法誤差信號的梯度下降算法來控制偏置電壓。由于它們被設(shè)計為用于具有無限ER的理想DPMZM，因此當(dāng)內(nèi)MZM具有有限ER時，它們無法抑制殘余載波。然而，可以通過將適當(dāng)?shù)钠谱⑷胝`差信號來采用這樣的標(biāo)準(zhǔn)偏置控制?？梢砸孕薷牡臋C制抑制殘余載波的方式通過工廠校準(zhǔn)來確定該偏移。圖5示出利用修改版的標(biāo)準(zhǔn)偏置控制的DPMZM裝置。如圖5中所見，經(jīng)過方程式(11)的遞歸所計算的驅(qū)動電壓VI和VQ的數(shù)字表示被輸入到輸入30處并在DA轉(zhuǎn)換器32處進行DA轉(zhuǎn)換。因此所得到的模擬信號是耦合到DPMZM10的AC。由于AC耦合，從方程式(11)的遞歸得到的驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的DC分量將丟失。DPMZM10的光學(xué)輸出信號14的一部分被分岔并且由光檢測器34檢測。光檢測器34的檢測信號耦合到偏置誤差計算器36，從上面的引證知道，偏置誤差計算器36本身在某種程度上計算誤差信號。I誤差信號38和Q誤差信號40兩個均從偏置誤差計算器36輸出，使用累加器42將誤差補償加到I誤差信號38和Q誤差信號40?？梢砸孕薷牡臋C制抑制殘余載波的方式通過工廠校準(zhǔn)來確定誤差補償。在已知的自動偏置控制機制中沒有提供這些用于殘余載波抑制的額外的誤差補償，并且這些誤差補償尤其與本發(fā)明的將有限的內(nèi)ER考慮在內(nèi)的DPMZM裝置的操作有關(guān)。誤差信號38和誤差信號40與添加的偏移一起引入偏置電壓計算器44，該偏置電壓計算器44隨后計算用于第一內(nèi)MZM20的偏置46和用于第二MZM22的偏置47，偏置46和偏置47由另外的累加器42加到AC耦合的模擬驅(qū)動電壓VI和VQ上，然后它們再被引入DPMZM10。根據(jù)本發(fā)明的實施例的進一步的DPMZM裝置利用新穎的偏置控制，該新穎的偏置控制依賴于從遠端接收器至發(fā)送器的反饋通路。在相干傳輸?shù)那闆r下，接收器處的數(shù)字解調(diào)算法能夠檢測發(fā)送器處產(chǎn)生的殘余載波的功率。解調(diào)器將向偏置控制發(fā)回檢測到的殘余載波的功率，偏置控制在梯度下降算法中使用該信息以直接抑制殘余載波。在圖6中顯示了相應(yīng)的DPMZM裝置。圖6的DPMZM裝置能夠使用如圖5中所示的光檢測器34、偏置誤差計算器36和偏置電壓計算器44來執(zhí)行常規(guī)的偏置控制機制，但是不引入圖5的誤差補償。然而，基于標(biāo)準(zhǔn)的本地誤差信號(該標(biāo)準(zhǔn)的本地誤差信號沿之前引用的參考物的線路進行限定)的該標(biāo)準(zhǔn)的偏置算法僅僅作為初始聚合階段中的后備方法而提供。適當(dāng)?shù)钠每刂剖腔谡`差信號51的，該誤差信號51由設(shè)置于遠端接收器48中的殘余載波檢測器50產(chǎn)生。事實上該誤差信號51可以直接對應(yīng)于殘余載波的功率。偏置誤差計算器44而后可以通過由誤差信號51指示的最小誤差來反復(fù)改變偏置電壓46和偏置電壓47。因此偏置誤差計算器36和偏置電壓計算器44結(jié)合形成本發(fā)明的
發(fā)明內(nèi)容中提及的偏置分量控制單元的示例。注意，偏置分量控制單元提供I偏置值和Q偏置值，其將計算出的驅(qū)動電壓的DC分量“考慮在內(nèi)”，但是也將常規(guī)的偏置控制考慮在內(nèi)。換言之，與VI和VQ的DC分量對應(yīng)的貢獻不是單獨確定或者應(yīng)用的，而是在圖6的實施例中自動考慮在內(nèi)。因此，圖5和圖6的DPMZM裝置都允許實施適當(dāng)?shù)钠每刂茩C制，即，抑制殘余載波并且與方程式(11)中限定的所提出的迭代預(yù)失真相兼容的偏置控制機制。參考圖7至圖9，通過仿真研究的方法證實了所提出的預(yù)失真算法的性能。在分析中，考慮以下情況，31G符號/s的16-QAM傳輸，該16-QAM傳輸面對具有數(shù)字預(yù)失真(DPD)、以每個符號兩個抽樣運行的根奈奎斯特頻譜成形。為了簡單起見，DAC引起的量化噪聲被忽略，并且假定用于第一DPMZM20和第二DPMZM22的同樣的內(nèi)ER。以作為光信噪比(OSNR)函數(shù)的位錯誤率(BER)為基礎(chǔ)來評估背靠背性能(即，之間沒有傳輸光纖)，并且將該背靠背性能(即，之間沒有傳輸光纖)與沒有DPD的參考系統(tǒng)的性能進行比較。在沒有DPD的情況下，內(nèi)MZM20和內(nèi)MZM22的偏置點針對最小BER進行了優(yōu)化。在有DPD的情況下，如上面討論的，選擇偏置點以最大地抑制殘余載波。為了公正比較，有DPD和沒有DPD都傳輸同樣的平均光功率。沒有DPD時，驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的擺幅較小并且系統(tǒng)從僅僅使用有限范圍的MZM特性受益。如果有DPD(該DPD增強了信號峰值，即，VI和VQ的最大值)，則使用MZM特性的更大的非線性部分，但是非線性和I-Q串?dāng)_被預(yù)補償。圖7和圖8分別解釋了20dB和15dB的內(nèi)ER的實例。當(dāng)DPD有效時，內(nèi)MZM20和內(nèi)MZM22完全驅(qū)動，即，驅(qū)動電壓VI和驅(qū)動電壓VQ的峰值-峰值擺幅固定在2Vπ。值得注意的是，仿真結(jié)果顯示，方程式(11)的迭代預(yù)失真算法的僅僅兩個迭代就足以達到對應(yīng)于假定的理想DPMZM的理想性能。通過對比，沒有預(yù)失真的系統(tǒng)受困于顯著地OSNR代價。圖9解釋了針對低至10dB的內(nèi)ER的有關(guān)的仿真結(jié)果。為了避免非線性函數(shù)的實現(xiàn)中的削波，調(diào)制過的信號的功率回退1dB，即，相對于之前的兩個示例，調(diào)制過的信號的擺幅減少1dB。這樣，為了達到理想的性能，DPD算法的3個迭代是必要的，然而，沒有DPD的系統(tǒng)在10-3的BER處呈現(xiàn)大于3dB的代價。根據(jù)耦合的非線性方程式(10)的系統(tǒng)的方程式(11)的迭代解證明是非常有吸引力的。一個優(yōu)勢是低的計算代價，這是由于根本的數(shù)學(xué)結(jié)構(gòu)和實際上需要很少的循環(huán)的事實。而且，用于非線性函數(shù)的查找表(如果使用查找表的話)所需要的內(nèi)存非常適度。然而，本發(fā)明不限于該具體算法，并且本發(fā)明反而也考慮利用其它算法的計算單元。替代的非常有用的計算是從方程式(11)的迭代算法的2階段實現(xiàn)中導(dǎo)出的。從圖2中注意到，cos(asin(x))＝(1-x2)1/2，驅(qū)動電壓的第二個迭代可以如下獲得：VI(2)=2·Vππasin(yI-γQ·1-(yQ+γI·Iinit)2)VQ(2)=2·Vππasin(yQ+γI·1-(yI-γQ·Qinit)2)---(17)]]>在上面的表達式中，平方根可以近似于Taylor展開式。如果平方根展開到期望的傳輸信號的分量yI、yQ中的二階項，可以得到下面的替代解：VI=2·Vππasin(yI+aI·yQ2+bI·yQ+cI)VQ=2·Vππasin(yQ+aQ·yI2+bQ·yI+cQ)---(18)]]>其中系數(shù)aI、bI、cI、aQ、bQ和cQ隱含地取決于γI和γQ。該表達式顯示了一種替代的實現(xiàn)，這種替代的實現(xiàn)除了對yI和yQ中的多變量多項式的計算以外僅僅需要對單個非線性函數(shù)的兩個評估。此外，非線性函數(shù)可以方便地近似于樣條函數(shù)，即，分段線性插入。在該實現(xiàn)中，僅僅需要用于函數(shù)asin(x)的兩個查找表，即，一個用于I分量和一個用于Q分量。在實際中，預(yù)失真的有效性需要不完善的DPMZM的準(zhǔn)確的特性。特別地，根據(jù)方程式(11)的遞歸實現(xiàn)可直接地取決于γI和γQ，γI和γQ需要被準(zhǔn)確地確定。另外，根據(jù)方程式(18)的多項式實現(xiàn)可取決于6個真實的系數(shù)，這些系數(shù)本身隱含地依賴γI和γQ，并且能夠單獨調(diào)整。在2種情況中，DPD的參數(shù)可以在工廠校準(zhǔn)期間設(shè)定。另外或者替代地，它們能夠在運行時間被不斷調(diào)整。圖10是根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的DPMZM裝置的示例。DPMZM裝置除包括DPMZM10本身之外，還包括計算單元52，該計算單元52接收用于待產(chǎn)生的傳輸信號的期望的同相分量yI和正交分量yQ。在圖中計算單元52表示為“MZM-1”，因為它依賴于迭代的數(shù)量等而有效地表示DPMZM10的逆操作，以致根本的模型獲取DPMZM10的真實特性和缺陷，并且以致算法提供耦合的方程式組的確切的解。計算單元52輸出第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ，其由DAC32轉(zhuǎn)換為模擬信號并且施加到DPMZM10的第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22(圖10中未示出)。此外，第一驅(qū)動電壓VI和第二驅(qū)動電壓VQ的DC分量由于AC耦合(圖10中未示出)而丟失，AC耦合通過以參考圖5和圖6所描述的方式使用加法器42來加上相應(yīng)的偏置分量進行補償。要注意到，為了簡單起見，偏置控制單元未在圖10至圖12中示出。進一步地在圖10中顯示的是遠端接收器48，其接收通過DPMZM10傳輸?shù)墓廨敵鲂盘?4。遠端接收器48通過反饋通路54向參數(shù)計算單元56返回質(zhì)量指標(biāo)(在本示例中是估計的BER)。參數(shù)計算單元56調(diào)整計算單元52利用的模型的參數(shù)從而最小化估計的BER。由參數(shù)計算單元52所計算的參數(shù)可以是例如值γI和γQ，其特征為第一內(nèi)MZM20和第二內(nèi)MZM22的有限ER，或者根據(jù)方程式(18)的多項式近似式中的系數(shù)aI、bI、cI和aQ、bQ、cQ，這就是為什么在圖10所示的實施例中參數(shù)計算單元52被稱為“系數(shù)計算”。然而，要注意到，本發(fā)明的模型使用的并且參數(shù)計算單元52確定的模型參數(shù)通常不需要是系數(shù)，也可以是其他類型的參數(shù)。圖11示出替代的DPMZM裝置，其允許以一種方法調(diào)整參數(shù)或者系數(shù)，這種方法稱為“間接學(xué)習(xí)架構(gòu)”，由C.Eun和E.J.POWERS在1997年1月的IEEETransactionsonSignalProcessing第223-227頁的“AnewVolterrapredistorterbasedontheindirectlearningarchitecture”中提出。在圖11中，計算單元接收頻率依賴目標(biāo)值YItgt(f)，(簡稱“e(f)”)并且作為回應(yīng)，計算相應(yīng)的驅(qū)動電壓，其在圖11中簡稱為“z(f)”。本地相干監(jiān)視接收器58接收部分輸出信號14并且從而提供實際的同相分量YIact(f)和正交分量YQact(f)。預(yù)失真越好，或者換言之，計算單元52所使用的模型越接近真實的MZM10，YIact(f)和YQact(f)應(yīng)分別越類似于目標(biāo)值YItgt(f)和YQtgt(f)。在圖11中，YItgt(YQtgt)和YIact(YQact)不直接比較。相反地，在圖11的間接學(xué)習(xí)架構(gòu)中，YIact和YQact施加到在60處表示的計算單元52的副本。該副本60的輸出因而是被稱為“z，(f)”的驅(qū)動電壓，如果模型以計算單元52為基礎(chǔ)并且其副本60準(zhǔn)確反映真實的MZM10，則z，(f)應(yīng)該與施加的驅(qū)動電壓z(f)相同。在減法單元62處，z(f)與z，(f)之差作為頻率依賴誤差信號被輸入到參數(shù)計算單元64中，該參數(shù)計算單元64調(diào)整參數(shù)(系數(shù))以使得該誤差最小化。要注意到，參數(shù)計算單元64允許使用進一步的減法器62來引入yI和yQ中的虛擬偏移yIoff和yQoff，意思是QAM狀態(tài)的位置在2維平面中被目標(biāo)明確地移動。這是期望的，以更好地利用實際DPMZM的功能。圖12還指出了類似于圖11的裝置的替代的DPMZM裝置。主要的差異是，該版本使用“逆”計算單元66，而不是計算單元52的副本(該副本實質(zhì)地反映DPMZM10的逆模型)，所述“逆”計算單元66執(zhí)行計算單元52的逆計算并因此可以被認(rèn)為是DPMZM10的直接模型。要注意到，在這方面，計算單元52、計算單元60和計算單元66當(dāng)然都基于真實DPMZM的同樣的模型，但是區(qū)別在于接收作為輸入的yI和yQ并且產(chǎn)生作為輸出的VI和VQ的相應(yīng)的算法，反之亦然。逆計算單元66接收驅(qū)動電壓(在圖12中稱為“z(f)”)并且基于其來計算目標(biāo)信號，減法單元62從目標(biāo)信號中減去通過相干監(jiān)視接收器58獲得的真實信號。圖11和圖12中使用的參數(shù)計算或者系數(shù)調(diào)整可以以期望的傳輸信號與真實的傳輸信號之間的均方差(MSE)的最小化為基礎(chǔ)。MSE可以在頻域或者在時域進行表達。通常的頻率公式是MSEf=∫w(f)E[(YIact(f)-YItgt(f))2+(YQact(f)-YQtgt(f))2]df,---(19)]]>其中w(f)是期望的權(quán)重函數(shù)，E[·]代表隨機期望，YItgt(f)+j·YQtgt(f)是在頻率f上的期望的傳輸信號并且YIact(f)+j·YQact(f)是通過監(jiān)視接收器58獲取的在頻率f上的真實傳輸信號。時域上的可能的公式是MSEt=E[(yTact-yItgt)2+(yQact-yQtgt)2]---(20)]]>為了給DPD提供額外的自由度，允許傳輸星座上的DC偏移是有利的。在這種情況下，MSEoff=E[(yIact-yItgt-yIoff)2+(yQact-yQtgt-yQoff)2]+λ(yIoff)2+(yQoff)2(yItgt)2+(yQtgt)2,---(21)]]>注意到在圖11和圖12中，計算單元52稱為“MZM-1”，因為實質(zhì)上計算單元建立真實的、不完善的DPMZM10的模型，但是執(zhí)行與它的操作相反的計算。從更普遍的觀點來看，DPMZM10可被建模為具有復(fù)雜輸入和復(fù)雜輸出的無記憶的非線性系統(tǒng)。為了預(yù)補償DPMZM10，根據(jù)本發(fā)明，通常合成逆系統(tǒng)而后將它插入到基帶調(diào)制信號的源與DPMZM之間。將期望的基帶信號提供給逆系統(tǒng)，逆系統(tǒng)而后向DPMZM傳遞相應(yīng)的預(yù)失真復(fù)雜輸入。圖13中說明了該常規(guī)的裝置。如果逆系統(tǒng)足夠準(zhǔn)確地建模，則DPMZM10返回與期望的信號接近的近似值作為對預(yù)失真輸入的響應(yīng)。通常，無記憶的非線性系統(tǒng)可以由查找表來代表。相應(yīng)地，可以想到通過具有復(fù)雜的輸入和復(fù)雜的輸出的查找表來對逆DPMZM進行簡單的合成。然而，這種更直接的方法有明顯的實現(xiàn)缺點。如果復(fù)雜的信號的實部和虛部分別由n位表示，那么所需要的查找表會有2n位的輸入和2n位的輸出并且會需要(2n)22n位的本地存儲。這可使大小迅速變得過于驚人，尤其是如果還將在集成數(shù)字電路上支持光數(shù)據(jù)率所需要的電路并行考慮在內(nèi)的話。相反，使用上述的模型并且迭代地或者以某個其它近似方法解答相應(yīng)的耦合非線性方程組是解決這個問題的更有效得多的方法。上述的實施例和附圖僅僅用于解釋根據(jù)本發(fā)明的方法，并且不應(yīng)該用來指示對該方法的任何限制。隨附的權(quán)利要求唯一地確定了本專利的范圍。附圖標(biāo)記列表10，雙平行馬赫-曾德爾調(diào)制器(DPMZM)12，光輸入14，光輸出16，第一分支18，第二分支20，第一內(nèi)MZM22，第二內(nèi)MZM24，電極組26，電極組28，電極組30，輸入32，DA轉(zhuǎn)換器34，光檢測器36，偏置誤差計算器38，誤差信號40，誤差信號42，加法器44，偏置電壓計算器46，偏置47，偏置48，遠端接收器50，殘余載波檢測器51，誤差信號52，計算單元54，反饋通路56，參數(shù)計算單元58，本地相干監(jiān)視接收器60，計算單元52的副本62，減法單元64，參數(shù)計算單元66，逆計算單元縮寫列表當(dāng)前第1頁1 2 3