專利名稱：無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，屬于 無線通信信號處理領域。
背景技術：
正交頻分復用(以下簡稱OFDM)技術因其高頻譜利用率、可對抗頻率選擇性衰落 信道和低復雜度均衡等特性，廣泛應用在多個正式商用的通信協(xié)議中，如歐洲的數(shù)字廣播、 IEEE 802. 11和IEEE 802. 16標準等，也是第四代移動通信系統(tǒng)不可缺少的技術之一。信號的調(diào)制識別技術在軍事偵察、電子對抗和信息安全等領域有著廣泛的應用。 在近些年引起廣泛關注的認知無線電領域里，調(diào)制識別技術可以幫助認知用戶更好地探知 授權用戶的通信狀態(tài)，也開始得到人們的重視。因此研究OFDM系統(tǒng)的調(diào)制識別技術具有重 要意義。目前絕大多數(shù)調(diào)制識別算法都假設接收信號經(jīng)過了理想信道均衡，而實際接收機 即使通過訓練序列估計信道，仍會產(chǎn)生信道估計誤差。調(diào)制識別算法通常應用于盲接收機， 此時信道估計誤差更不可忽略。文獻“李鵬、汪芙平、王贊基，時變多徑信道中通信信號調(diào) 制識別算法，清華大學學報(自然科學版)，2007，47(7) :1097-1100?！蓖ㄟ^設計由分段盲均 衡、參數(shù)估計和調(diào)制識別組成的級聯(lián)系統(tǒng)，解決了時變多徑信道中單載波信號調(diào)制識別問 題。然而目前文獻中并沒有針對在時變多徑信道條件下的OFDM信號子載波調(diào)制方式識別 問題的研究。已有技術中，有虛擬子載波時的OFDM魯棒盲信道估計算法，例如基于子空間 的 OFDM W ft itif #Su, P. P. Vaidyanathan. Subspace-based blind channel identificaionfor cyclic prefix systems using few received blocks [J]. IEEE Trans. Signal Processing, 2007, 55 (10) =4979-4993. ”采用少量的觀測信號通過空間平滑技術可 以得到足夠多的空間維度。但當OFDM信號含有虛擬子載波時，空間平滑無法解決頻域信號 矩陣的缺秩問題，因此性能急劇下降。Communications Conference Proceedigs, 1999,1 :432_436· ”中基于高階累積量 的調(diào)制識別算法因其觀測時間長而無法工作在時變環(huán)境中。非理想信道均衡導致子載波調(diào) 制信號產(chǎn)生相位和幅度的抖動，調(diào)制信號的星座圖在低信噪比時的變形非常嚴重。因此文 獻"K. Woo, C. Kok, Clustering based distribution fitting algorithm for automatic modulation recognition[C]. IEEE ISCC，2007 :13_18. ”中基于星座圖的聚類算法和文獻 "S. Barbarossa, A. Swami,B.Sadler.Classificaiton of digital constellations under unknown multipath propagationcondition[C].Proc.SPIE,2000,4045 (175) 175-186." 中基于星座圖的符號匹配算法(Alphabet MatchedAlgorithm)都無法正常工作。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的
4方法，提供一種由盲信道估計和盲調(diào)制識別模塊級聯(lián)構成的盲接收機系統(tǒng)，以實現(xiàn)在有虛 擬子載波的情況下對OFDM信號進行盲信道估計，以及在時變多徑信道下對OFDM信號子載 波調(diào)制方式進行識別。本發(fā)明提出的無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，包括以 下步驟(1)無線通信系統(tǒng)中的接收端對接收到的射頻信號進行預處理，其步驟如下(1-1)對接收到的射頻信號經(jīng)下變頻，得到接收正交頻分復用信號r(t) 上式中，s(t)為發(fā)送端發(fā)出的正交頻分復用信號，正交頻分復用信號的子載波個 數(shù)為Nsub，數(shù)據(jù)子載波位置為Pdata，虛擬子載波位置為Pnull,符號長度為L。fdm，循環(huán)前綴長度 為L。p，L為無線信道的路徑數(shù)，τ i為第1條路徑的時延,Ii1 (t)為第1條路徑的瑞利衰落因 子，fdl為第1條路徑的多普勒頻移，η(t)為無線信道的加性白高斯噪聲；(1-2)從上述接收正交頻分復用信號r(t)中提取第i個符號的循環(huán)前綴段r。P(i) 和數(shù)據(jù)段 rM(i)，i = 1,2, ...N;(1-3)重復步驟(1-2)，從接收正交頻分復用信號r(t)中提取N個符號，表示為r = [rCP(l) rM(l) rCP(2) rM(2) -rCP(N) rM(N)]；(2)無線通信系統(tǒng)中的接收端分別對上述N個符號進行補償、盲信道估計和均衡， 具體過程如下(2-1)在無線通信系統(tǒng)的接收端生成一個由N個符號構成的正交頻分復用信號w， 使該正交頻分復用信號w的子載波的個數(shù)乂、數(shù)據(jù)子載波位置Α:和虛擬子載波位置^ 分別與上述接收正交頻分復用信號r(t)中的子載波個數(shù)Nsub、數(shù)據(jù)子載波位置Pdata和虛擬 子載波位置Pnull相同；(2-2)在生成的正交頻分復用信號w的第i'個符號的頻域上生成一個信號Wf，在 生成的信號Wf中的虛擬子載波上加載高斯白噪聲，使高斯白噪聲的均值為0，方差為Ow2; 使生成的信號Wf中的數(shù)據(jù)子載波上加載的信號能量為0 ；(2-3)對生成的信號Wf通過逆傅立葉變換得到時域信號wt，Wt = W · Wf，其中W為 逆傅立葉變換矩陣，使時域信號Wt的符號長度仏與上述接收正交頻分復用信號Ht)中的 符號長度L。fdm相同；(2-4)將上述得到的時域信號Wt作為上述N個正交頻分復用信號中第i'個符 號的數(shù)據(jù)段), WM(i' ) =wt，并使第i'個符號的循環(huán)前綴段)為數(shù)據(jù)段 wMα‘)末尾的個數(shù)據(jù)，第i'個符號的循環(huán)前綴長度ζ;與上述接收正交頻分復用信號 r(t)中的循環(huán)前綴長度、相同； (2-5)重復步驟(2-2) - (2-4)，，生成N個符號，表示為w = [wCP(D wM(l) Wcp(2) wM⑵…Wcp(N) Wm(N)], i' = 1,2, ...N;(2-6)將生成的N個符號w與上述接收到的N個符號相疊加，得到補償后信號v =r+w(2-7)對上述補償后信號ν進行盲信道估計和均衡，提取數(shù)據(jù)子載波上的調(diào)制信 號u，U= [U(I) u⑵…u(Ns )]，其中Ns 為調(diào)制信號數(shù)量;
(3)使上述調(diào)制信號u與所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的星座圖進行匹 配，選擇匹配度最大的調(diào)制方式，匹配過程如下(3-1)對上述調(diào)制信號u中的第η個調(diào)制信號u (η)以所有正交頻分復用信號子載 波調(diào)制方式中的第k種調(diào)制方式進行常規(guī)解調(diào)，得到第η個解調(diào)后信號ζ(η)，η= 1,2,… \sym ‘(3-2)計算上述第η個解調(diào)后信號ζ (η)與上述第η個調(diào)制信號u (η)的歐氏距離 平方值P(n，k) = Il ζ (η)-U (η) Il 2 ；(3-3)重復步驟(3-1)和(3-2)，分別對上述步驟(2_7)的所有Nsym個調(diào)制信號 進行解調(diào)，得到Nsym個解調(diào)后信號ζ = [ζ (1) ζ (2)... ζ (Nsyffl)]，分別計算Nsym個解調(diào)后信 號與上述調(diào)制信號u的歐氏距離平方值，得到Nsym個歐氏距離平方值，計算代價函數(shù)值
；調(diào)制信號u與第k種調(diào)制方式的標準信號之間的相似性即為代價 函數(shù)值J1 (k)，代價函數(shù)值越小，調(diào)制信號與標準信號越相似；(3-4)根據(jù)上述解調(diào)后信號ζ在第k種調(diào)制方式星座圖中的坐標值，統(tǒng)計第k種調(diào) 制方式星座圖中第d個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量Nk,d ；(3-5)重復步驟(3-4)，得到第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后信號 數(shù)量[Nu Nk,2. . . Nk,D]，其中D為第k種調(diào)制方式星座圖中星座點的數(shù)量；(3-6)根據(jù)上述第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量[Nu Nk,2··· Nk, D]，計算代價函數(shù)值 調(diào)制信號U在第k種調(diào)制方式星座圖上的分布均勻程度即為代價函數(shù)值J2 (k)，代 價函數(shù)值J2(k)越小，調(diào)制信號在星座圖上的分布越均勻；(3-7)將上述得到的代價函數(shù)值J1GO和J2(k)進行疊加，得到代價函數(shù)值J(k) =α J1 (k) + α J2 (k)其中、和α 2為設定閾值，、和Ci2的取值范圍為W 1]，調(diào)制信號u與第k 種調(diào)制方式星座圖的匹配度即為代價函數(shù)值J(k)，代價函數(shù)值J(k)越小，匹配度越高；(3-8)重復步驟(3-1)-(3-7)，遍歷所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式，分別 得到代價函數(shù)值，其中最小代價函數(shù)值相對應的調(diào)制方式即為調(diào)制信號u的調(diào)制方式識別結(jié)果。本發(fā)明提出的而線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，其優(yōu)點 是1、本發(fā)明方法中使用了存在虛擬子載波時的OFDM魯棒盲信道估計算法，很大程 度上解決了當OFDM信號存在虛擬子載波時因信號矩陣缺秩導致短觀測時間下現(xiàn)有的盲信 道估計算法無法工作的問題。2、本發(fā)明方法中使用了有信道估計誤差時的OFDM信號子載波調(diào)制識別算法，適 用于非理想信道均衡的時變多徑環(huán)境中，而已有的基于星座圖識別的聚類算法和符號匹配 算法在這種實際環(huán)境下都無法工作。3、本發(fā)明方法的實現(xiàn)復雜度低，本發(fā)明方法中的魯棒盲信道估計方法，其核心步驟是在接收信號的頻域上疊加人為生成的隨機信號，本發(fā)明方法中的子載波調(diào)制識別方法 的核心步驟是對信號進行常規(guī)解調(diào)、計算歐氏距離和計算數(shù)量方差，上述方法中用到的權 值都可以預先設定，因此本發(fā)明具有流程簡單和計算量小的特點；4、本發(fā)明方法適用于時變信道環(huán)境，以IEEE 802. Ila標準的OFDM信號為例，魯棒 盲信道估計算法需要的觀測時間為20個OFDM符號。調(diào)制識別算法需要的調(diào)制信號采樣點 的數(shù)量為500個，約等于10個OFDM符號。因此總觀測時間為30個OFDM符號。而已有的 基于自適應濾波器的盲信道估計算法和基于高階統(tǒng)計量的調(diào)制識別算法至少需要100個 OFDM符號。因此本發(fā)明具有觀測時間短和適用于時變信道環(huán)境的優(yōu)點。
圖1是本發(fā)明方法的流程框圖。
具體實施例方式本發(fā)明提出的無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，其流程 框圖如圖1所示，包括以下步驟(1)無線通信系統(tǒng)中的接收端對接收到的射頻信號進行預處理，其步驟如下(1-1)對接收到的射頻信號經(jīng)下變頻，得到接收正交頻分復用信號r(t)
上式中，s(t)為發(fā)送端發(fā)出的正交頻分復用信號，正交頻分復用信號的子載波個 數(shù)為Nsub，數(shù)據(jù)子載波位置為Pdata，虛擬子載波位置為Pnull,符號長度為L。fdm，循環(huán)前綴長度 為L。p，L為無線信道的路徑數(shù)，τ i為第1條路徑的時延,Ii1 (t)為第1條路徑的瑞利衰落因 子，fdl為第1條路徑的多普勒頻移，η(t)為加性白高斯噪聲；第1徑的瑞利衰落Ii1⑴滿足獨立同分布，可表示為/^X/) em{,)，其幅度 B1 (t)服從瑞利分布，相位約(^服從W 2π]的均勻分布；加性白高斯噪聲n(t)的均值為 0，方差為on2 ；信號、瑞利衰落和高斯噪聲相互獨立。接收信噪比定義為 其中Pr為接收信號功率，Pn為噪聲功率。(1-2) OFDM信號的原始數(shù)據(jù)調(diào)制在頻域，經(jīng)過IFFT變換到時域后發(fā)射。假設第i個 OFDM符號的頻域數(shù)據(jù)為uf(i)，IFFT的變換矩陣為W，那么時域發(fā)送信號的數(shù)據(jù)段為sM(i) = Wuf(i)；信號加入循環(huán)前綴(以下簡稱CP)后在多徑信道中傳輸，循環(huán)前綴使時域信號的 數(shù)據(jù)段與信道進行循環(huán)卷積，在頻域等價于相乘運算，設接收到的第i個OFDM符號數(shù)據(jù)段 為rM(i)，信道的頻域值為對角陣Hf,時域噪聲為η⑴，那么:rM(i) = WHfUf⑴+η⑴，其中 列向量u(i)中包含了數(shù)據(jù)子載波上的調(diào)制信號，也包含了虛擬子載波上的信號，其能量為 零從上述接收正交頻分復用信號r(t)中提取第i個符號的循環(huán)前綴段r。P(i)和數(shù)據(jù)段rM(i)；(1-3)重復步驟(1-2), i = 1,2,…N，從接收正交頻分復用信號r (t)中提取N個 符號的循環(huán)前綴段和數(shù)據(jù)段，表示為r = [rCP(l) rM(l) rCP(2) rM(2) -rCP(N) rM(N)](2)無線通信系統(tǒng)中的接收端對上述N個符號進行補償、盲信道估計和均衡，具體 過程如下(2-1)在無線通信系統(tǒng)的接收端生成一個由N個符號構成的正交頻分復用信號w， 使該正交頻分復用信號w的子載波的個數(shù)^:A、數(shù)據(jù)子載波位置和虛擬子載波位置P: 分別與上述接收正交頻分復用信號r(t)中的子載波個數(shù)Nsub、數(shù)據(jù)子載波位置Pdata和虛擬 子載波位置Pnull相同；(2-2)在生成的正交頻分復用信號w的第i'個符號的頻域上生成一個信號Wf，在 生成的信號Wf中的虛擬子載波上加載高斯白噪聲，使高斯白噪聲的均值為0，方差為ow2， 推薦參數(shù)為Qw2 = 0. 13憶-Pn)，其中P,為接收信號功率，Pn為噪聲功率；使生成的信號Wf 中的數(shù)據(jù)子載波上加載的信號能量為0 ；(2-3)使生成的信號Wf通過逆傅立葉變換得到時域信號wt，Wt = W · Wf，其中W為 逆傅立葉變換矩陣，使時域信號Wt的符號長度廠，與上述接收正交頻分復用信號Ht)中的 符號長度L。fdm相同；(2-4)將上述得到的時域信號Wt作為上述N個正交頻分復用信號中第i'個符 號的數(shù)據(jù)段), WM(i' ) =wt，并使第i'個符號的循環(huán)前綴段)為數(shù)據(jù)段 wMα‘)末尾的個數(shù)據(jù)，第i'個符號的循環(huán)前綴長度^與上述接收正交頻分復用信號 r(t)中的循環(huán)前綴長度、相同；(2-5)重復步驟(2-2) - (2-4), i' = 1,2,…N，生成N個符號，表示為w = [wCP(l) wM(l) Wcp(2) wM(2)-Wcp(N) Wm(N)](2-6)將生成的N個符號w與上述接收到的N個符號相疊加，得到補償后信號v =r+w(2-7)對上述補償后信號ν進行基于子空間的OFDM信號盲信道估計和信道均 -flj "B. Su, P. P. Vaidyanathan. Subspace-based blind channel identif icaion for cyclicprefix systems using few received blocks[J]. IEEE Trans. Signal Processing, 2007, 55 (10) :4979_4993. ” ；提取出數(shù)據(jù)子載波上的調(diào)制信號 u，u = [u(l) u (2)…u (Nsyffl)]，其中Nsym為調(diào)制信號數(shù)量；(3)使上述調(diào)制信號u與所有的正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的星座圖進 行匹配，常見的調(diào)制方式是二進制相移鍵控(以下簡稱BPSK)、正交相移鍵控(以下簡稱 QPSK)、包含16種符號的正交幅度調(diào)制(以下簡稱16QAM)和包含64種符號的正交幅度調(diào) 制(以下簡稱64QAM)這四種，匹配后獲得四個代價函數(shù)J(k)，表示調(diào)制信號與這四種調(diào)制 方式的匹配程度，其中k= 1，2，3，4代表四種調(diào)制方式。選取最小代價函數(shù)所對應的調(diào)制 方式作為識別結(jié)果。接下來以調(diào)制信號u與QPSK調(diào)制方式(k = 2)進行匹配為例，詳細說明代價函數(shù) 值J(2)的計算過程。其他調(diào)制方式代價函數(shù)值的計算過程完全類似。匹配過程如下(3-1)對上述調(diào)制信號u中的第η個調(diào)制信號u (η)以調(diào)制方式QPSK進行常規(guī)解調(diào)，得到第η個解調(diào)后信號ζ (η)；例如
以QPSK調(diào)制方式常規(guī)解調(diào)，結(jié) 果是= + y‘7^/2，ζ (η)是QPSK標準星座圖上與u(η)歐氏距離最小的星座點。(3-2)計算上述第η個解調(diào)后信號ζ (η)與上述第η個調(diào)制信號u (η)的歐氏距離 平方值·Λ", 2) - II" ( )= ||o.51 + 70.43 - ν/2/2 - _/萬/2『=0.465 ；(3-3)重復步驟(3-1)和(3-2)，分別對上述步驟(2_7)的所有Nsym個調(diào)制信號
進行解調(diào)，得到Nsym個解調(diào)后信號ζ = [Ζ(1) ζ (2)··· z(Nsym)]，分別計算Nsym個解調(diào)后信
號與上述調(diào)制信號u的歐氏距離平方值，得到Nsym個歐氏距離平方值，計算代價函數(shù)值 1 ".、，
，即作為調(diào)制信號u與第k種調(diào)制方式星座圖的匹配度，代價函數(shù) 值越小，匹配度越大；例如Nsym = 500時，分別對500個調(diào)制信號完成(3_2)的工作后，計算代價函數(shù)
1 500 .、 其中，代價函數(shù)值0. 46為舉例。(3-4)根據(jù)上述解調(diào)后信號ζ在第k種調(diào)制方式星座圖中的坐標值，統(tǒng)計第k種調(diào) 制方式星座圖中第d個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量Nk,d ；(3-5)重復步驟(3-4)，得到第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后 信號數(shù)量[Nu Nk,^Nk,D]，其中D為第k種調(diào)制方式星座圖中星座點的數(shù)量；滿足等式
Nsym =YjNkd ；例如QPSK調(diào)制方式的標準星座點有4個，即D = 4，那么500個采樣點經(jīng)過 d=\
QPSK常規(guī)解調(diào)后的結(jié)果見表1 ；表1代價函數(shù)計算舉例 (3-6)根據(jù)上述第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量[Nk Nk./"Nk.n]，計算代價函數(shù)值 例如根據(jù)表1，計算得到平均每個
座點周圍的信號數(shù)量 發(fā)射信號的原始比特經(jīng)過信源編碼，如卷積編碼、擾碼和交織后，呈現(xiàn)近似隨機 性。它們將以相同概率調(diào)制到所有星座點上，因此16QAM或64QAM接收信號在星座圖上分布均勻，而BPSK信號集中在實數(shù)軸附近。這成為調(diào)制識別的一個重要特征。因此代價函數(shù) 值了200越大，表示各星座點周圍的信號數(shù)量越不均勻，調(diào)制信號是BPSK的概率比較高；代 價函數(shù)值J2(k)越小，調(diào)制信號在星座圖上的分布越均勻；(3-7)將上述得到的代價函數(shù)值J1GO和J2GO進行疊加，得到代價函數(shù)值J(k) = α ！ J1 (k) + α 2 J2 (k)其中、和α2為設定閾值，01和Ci2的取值如表2所示，調(diào)制信號u與第k種調(diào) 制方式星座圖的匹配度即為代價函數(shù)值J(k)，代價函數(shù)值J(k)越小，匹配度越高；表2不同星座圖k時的權值α i和02值 最終代價函數(shù)為J (2) = Q1 (2) J1 (2) + α 2 (2) J2 (2)= 1. 0X0. 46+1. 5X 1(Γ6X4242= 0. 466這樣就計算出了調(diào)制信號以QPSK星座圖進行匹配后的代價函數(shù)值；(3-8)重復步驟(3-1)-(3_7)，遍歷所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式，分別 得到匹配度，其中最高匹配度相對應的調(diào)制方式即為調(diào)制信號u的調(diào)制方式識別結(jié)果。
權利要求
一種無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，該方法包括以下步驟(1)無線通信系統(tǒng)中的接收端對接收到的射頻信號進行預處理，其步驟如下(1 1)對接收到的射頻信號經(jīng)下變頻，得到接收正交頻分復用信號r(t) <mrow><mi>r</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>l</mi><mo>=</mo><mn>1</mn> </mrow> <mi>L</mi></munderover><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mi>s</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <msub><mi>τ</mi><mi>l</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><msup> <mi>e</mi> <mrow><mi>j</mi><mn>2</mn><mi>π</mi><msub> <mi>f</mi> <mi>dl</mi></msub><mi>t</mi> </mrow></msup><mo>+</mo><mi>n</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>,</mo> </mrow>上式中，s(t)為發(fā)送端發(fā)出的正交頻分復用信號，正交頻分復用信號的子載波個數(shù)為Nsub，數(shù)據(jù)子載波位置為Pdata，虛擬子載波位置為Pnull，符號長度為Lofdm，循環(huán)前綴長度為Lcp，L為無線信道的路徑數(shù)，τl為第l條路徑的時延，hl(t)為第l條路徑的瑞利衰落因子，fdl為第l條路徑的多普勒頻移，n(t)為無線信道的加性白高斯噪聲；(1 2)從上述接收正交頻分復用信號r(t)中提取第i個符號的循環(huán)前綴段rCP(i)和數(shù)據(jù)段rM(i)，i＝1，2，…N；(1 3)重復步驟(1 2)，從接收正交頻分復用信號r(t)中提取N個符號，表示為r＝[rCP(1) rM(1) rCP(2) rM(2)…rCP(N) rM(N)]；(2)無線通信系統(tǒng)中的接收端分別對上述N個符號進行補償、盲信道估計和均衡，具體過程如下(2 1)在無線通信系統(tǒng)的接收端生成一個由N個符號構成的正交頻分復用信號w，使該正交頻分復用信號w的子載波的個數(shù)數(shù)據(jù)子載波位置和虛擬子載波位置分別與上述接收正交頻分復用信號r(t)中的子載波個數(shù)Nsub、數(shù)據(jù)子載波位置Pdata和虛擬子載波位置Pnull相同；(2 2)在生成的正交頻分復用信號w的第i′個符號的頻域上生成一個信號wf，在生成的信號wf中的虛擬子載波上加載高斯白噪聲，使高斯白噪聲的均值為0，方差為σw2；使生成的信號wf中的數(shù)據(jù)子載波上加載的信號能量為0；(2 3)對生成的信號wf通過逆傅立葉變換得到時域信號wt，wt＝W·wf，其中W為逆傅立葉變換矩陣，使時域信號wt的符號長度與上述接收正交頻分復用信號r(t)中的符號長度Lofdm相同；(2 4)將上述得到的時域信號wt作為上述N個正交頻分復用信號中第i′個符號的數(shù)據(jù)段wM(i′)，wM(i′)＝wt，并使第i′個符號的循環(huán)前綴段wCP(i′)為數(shù)據(jù)段wM(i′)末尾的個數(shù)據(jù)，第i′個符號的循環(huán)前綴長度與上述接收正交頻分復用信號r(t)中的循環(huán)前綴長度Lcp相同；(2 5)重復步驟(2 2) (2 4)，，生成N個符號，表示為w＝[wCP(1) wM(1) wCP(2) wM(2)…wCP(N) wM(N)]，i′＝1，2，…N；(2 6)將生成的N個符號w與上述接收到的N個符號相疊加，得到補償后信號v＝r+w(2 7)對上述補償后信號v進行盲信道估計和均衡，提取數(shù)據(jù)子載波上的調(diào)制信號u，u＝[u(1) u(2)…u(Nsym)]，其中Nsym為調(diào)制信號數(shù)量；(3)使上述調(diào)制信號u與所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的星座圖進行匹配，選擇匹配度最大的調(diào)制方式，匹配過程如下(3 1)對上述調(diào)制信號u中的第n個調(diào)制信號u(n)以所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式中的第k種調(diào)制方式進行常規(guī)解調(diào)，得到第n個解調(diào)后信號z(n)，n＝1，2，…Nsym；(3 2)計算上述第n個解調(diào)后信號z(n)與上述第n個調(diào)制信號u(n)的歐氏距離平方值P(n，k)＝‖z(n) u(n)‖2；(3 3)重復步驟(3 1)和(3 2)，分別對上述步驟(2 7)的所有Nsym個調(diào)制信號進行解調(diào)，得到Nsym個解調(diào)后信號z＝[z(1) z(2)…z(Nsym)]，分別計算Nsym個解調(diào)后信號與上述調(diào)制信號u的歐氏距離平方值，得到Nsym個歐氏距離平方值，計算代價函數(shù)值調(diào)制信號u與第k種調(diào)制方式的標準信號之間的相似性即為代價函數(shù)值J1(k)，代價函數(shù)值越小，調(diào)制信號與標準信號越相似；(3 4)根據(jù)上述解調(diào)后信號z在第k種調(diào)制方式星座圖中的坐標值，統(tǒng)計第k種調(diào)制方式星座圖中第d個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量Nk，d；(3 5)重復步驟(3 4)，得到第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量[Nk，1 Nk，2…Nk，D]，其中D為第k種調(diào)制方式星座圖中星座點的數(shù)量；(3 6)根據(jù)上述第k種調(diào)制方式星座圖中每個星座點處的解調(diào)后信號數(shù)量[Nk，1 Nk，2…Nk，D]，計算代價函數(shù)值 <mrow><msub> <mi>J</mi> <mn>2</mn></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>k</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfrac> <mn>1</mn> <mi>D</mi></mfrac><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>d</mi><mo>=</mo><mn>1</mn> </mrow> <mi>D</mi></munderover><msup> <mrow><mo>(</mo><msub> <mi>N</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>,</mo><mi>d</mi> </mrow></msub><mo>-</mo><mfrac> <mn>1</mn> <mi>D</mi></mfrac><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><msup> <mi>d</mi> <mo>′</mo></msup> </mrow> <mi>D</mi></munderover><msub> <mi>N</mi> <msup><mrow> <mi>k</mi> <mo>,</mo> <mi>d</mi></mrow><mo>′</mo> </msup></msub><mo>)</mo> </mrow> <mn>2</mn></msup> </mrow>調(diào)制信號u在第k種調(diào)制方式星座圖上的分布均勻程度即為代價函數(shù)值J2(k)，代價函數(shù)值J2(k)越小，調(diào)制信號在星座圖上的分布越均勻；(3 7)將上述得到的代價函數(shù)值J1(k)和J2(k)進行疊加，得到代價函數(shù)值J(k)＝α1J1(k)+α2J2(k)其中α1和α2為設定閾值，α1和α2的取值范圍為
，調(diào)制信號u與第k種調(diào)制方式星座圖的匹配度即為代價函數(shù)值J(k)，代價函數(shù)值J(k)越小，匹配度越高；(3 8)重復步驟(3 1) (3 7)，遍歷所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式，分別得到代價函數(shù)值，其中最小代價函數(shù)值相對應的調(diào)制方式即為調(diào)制信號u的調(diào)制方式識別結(jié)果。FSA00000199655100012.tif,FSA00000199655100013.tif,FSA00000199655100014.tif,FSA00000199655100015.tif,FSA00000199655100021.tif,FSA00000199655100022.tif,FSA00000199655100023.tif
全文摘要
本發(fā)明涉及一種無線通信中識別正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的方法，屬于無線通信信號處理領域。首先無線通信系統(tǒng)中的接收端對接收到的射頻信號進行預處理，從接收正交頻分復用信號中提取N個符號，分別對N個符號進行補償、盲信道估計和均衡，得到數(shù)據(jù)子載波上的調(diào)制信號，使調(diào)制信號與所有正交頻分復用信號子載波調(diào)制方式的星座圖進行匹配，選擇匹配度最大的調(diào)制方式，作為識別結(jié)果。本發(fā)明方法使用了存在虛擬子載波時的OFDM魯棒盲信道估計算法，適用于非理想信道均衡的時變多徑環(huán)境中，而其流程簡單、計算量小，并具有觀測時間短和適用于時變信道環(huán)境的優(yōu)點。
文檔編號H04L27/26GK101909035SQ20101023255
公開日2010年12月8日 申請日期2010年7月16日 優(yōu)先權日2010年7月16日
發(fā)明者楊晨陽, 王軼 申請人:北京航空航天大學