專(zhuān)利名稱(chēng)：多載波發(fā)射系統(tǒng)中同相及正交分支間不對(duì)稱(chēng)前導(dǎo)信號(hào)的評(píng)估及均衡的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于一種用于評(píng)估無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真的方法，其中無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真是由IQ不對(duì)稱(chēng)形成，所述無(wú)線(xiàn)信號(hào)是以多載波發(fā)射方法在數(shù)據(jù)塊中發(fā)射，以及本發(fā)明是關(guān)于將IQ不對(duì)稱(chēng)性引起的錯(cuò)誤均衡的方法。
背景技術(shù)：
在歐洲D(zhuǎn)VB(數(shù)字?jǐn)z影廣播)系統(tǒng)中，已發(fā)展用于衛(wèi)星(DVB-S)、有線(xiàn)(DVB-C)與用于地面數(shù)字廣播發(fā)射(DVB-T)的數(shù)字發(fā)射系統(tǒng)，且已有精心設(shè)計(jì)的對(duì)應(yīng)規(guī)格。由于在地面無(wú)線(xiàn)信道所存在有問(wèn)題的發(fā)射條件，所以在DVB-T規(guī)格所規(guī)定的發(fā)射方法是OFDM發(fā)射方法(正交頻分多路復(fù)用)，其可有效對(duì)抗困難的發(fā)射條件。
所述OFDM發(fā)射方法的另一重要應(yīng)用領(lǐng)域是高速無(wú)線(xiàn)發(fā)射網(wǎng)絡(luò)，例如WLAN(無(wú)線(xiàn)地區(qū)網(wǎng)絡(luò))，特別是在標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.11a與11g以及HIPERLAN/2中所定義的發(fā)射方法。
所述OFDM發(fā)射方法是一多載波發(fā)射方法，其中在許多平行(正交)子載波之間分割數(shù)據(jù)流，其中是借助相對(duì)低數(shù)據(jù)速度以調(diào)整子載波。如圖1所示，配置(次)載波頻率，因而在一發(fā)射戴寬K中，所述(次)載波頻率彼此相距相同距離。所述載波頻率是對(duì)稱(chēng)地位于一中心頻率f的兩側(cè)。在時(shí)間區(qū)域中，所有k載波頻率的重置形成OFDM符號(hào)。在幀形式或是脈沖串(burst)中，完成所述數(shù)據(jù)發(fā)射，一幀是包含相同數(shù)目的OFDM符號(hào)。
基于以后續(xù)數(shù)字正交混合的外差接收原則的已知接收概念，可完成OFDM無(wú)線(xiàn)信號(hào)的接收與解調(diào)。然而，對(duì)于影像頻率抑制，降低功率消耗與避免芯片-外部過(guò)濾器的主要原因，越來(lái)越有益的接收概念是使用直接混的方法。在直接混合接收器概念中，通過(guò)一天線(xiàn)所接收與放大的無(wú)線(xiàn)信號(hào)被分為同相(I)與正交(Q)分支，且與兩分支中的一地區(qū)振蕩器的輸出頻率混合，借助一相位偏移器往復(fù)90度偏移送至所述混合器的振蕩器頻率。所以，在此接收概念中，使用模擬電路技術(shù)，執(zhí)行所述正交解調(diào)或是回收所述信息承載基帶信號(hào)。
制程產(chǎn)品中述所知配的不正確性與模擬混合器與振蕩器的非理想性，以及I與Q分支中所述過(guò)濾器與之間的誤差，引起所謂的IQ不對(duì)稱(chēng)或是IQ失真(distortion)，亦即正交組件之間振幅與相位的不對(duì)稱(chēng)性。所述復(fù)數(shù)基帶信號(hào)的實(shí)部與虛部并非彼此實(shí)際相偏移90度，以及更發(fā)生I分支與Q分支間的振幅誤差。在所述發(fā)射器與所述接收器中，皆可發(fā)生此IQ不對(duì)稱(chēng)性。在所述接收器中，在以O(shè)FDM為基礎(chǔ)的系統(tǒng)中，所述IQ不對(duì)稱(chēng)性，在頻率區(qū)域中，亦即在所述接收器中的，F(xiàn)FT變換(快速傅立葉變換；Fast Fourier Transform)之后，導(dǎo)致子載波上兩數(shù)據(jù)符號(hào)間的往復(fù)干擾，關(guān)于所述OFDM頻譜的負(fù)載頻率fc，所述子載波頻率是對(duì)稱(chēng)配置(此后稱(chēng)為子載波n與-n)。由于在時(shí)間區(qū)域中所加的IQ不對(duì)稱(chēng)性，在所述子載波n上所發(fā)射的各個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)產(chǎn)生一信號(hào)貢獻(xiàn)于指針-n(虛部頻率)的子載波。所述重置形成在位置n與-n有用信號(hào)的失真。
在Bergische Universitt-Gesamthochschule Wuppertal電子工程與信息技術(shù)系所接受的Andreas Schuchert論文「在OFDM接收器中混合模擬正交不對(duì)稱(chēng)性的數(shù)字補(bǔ)償方法」第四章中，提出IQ不對(duì)稱(chēng)性的數(shù)學(xué)描述且提供在所欲信號(hào)映像頻率所發(fā)生的干擾貢獻(xiàn)的量化評(píng)估。上述論文中的第六章提出兩種不同的方法，借助頻率區(qū)域均衡，而用于IQ錯(cuò)誤補(bǔ)償。所提出的第一種方法是IQ不對(duì)稱(chēng)性的個(gè)別頻率獨(dú)立補(bǔ)償。對(duì)于借助一IQ錯(cuò)誤檢測(cè)器而檢測(cè)均衡系數(shù)，亦提出使用導(dǎo)頻載波(pilot carrier)，其發(fā)射是為了達(dá)到評(píng)估信到轉(zhuǎn)換功能成為訓(xùn)練符號(hào)的目的，而達(dá)到評(píng)估IQ失真的目的。然而，用于兩方法錯(cuò)誤補(bǔ)償?shù)碾娐放渲镁哂蟹浅６嗟墓δ軌K且因而具有高的執(zhí)行花費(fèi)。
WO 02/056523揭露另一種方法，其可排除發(fā)射器與接收器端IQ不對(duì)稱(chēng)性。此方法的基礎(chǔ)在于產(chǎn)生補(bǔ)償信號(hào)，對(duì)應(yīng)于所述IQ錯(cuò)誤且將其使用于補(bǔ)償。
因此，本發(fā)明的目的是提供評(píng)估的方法與后續(xù)無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真的均衡方法，其是由多載波發(fā)射系統(tǒng)中的IQ不對(duì)稱(chēng)性所形成，特別是OFDM發(fā)射系統(tǒng)中IQ不對(duì)稱(chēng)性所造成，且執(zhí)行所述方法花費(fèi)較低。
借助本案提出的方法的特征而達(dá)到本發(fā)明的目的。本發(fā)明的有利發(fā)展與修飾是描述于所述權(quán)利要求附屬項(xiàng)中。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是關(guān)于用于評(píng)估無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真的方法，所述無(wú)線(xiàn)信號(hào)的失真是由IQ不對(duì)稱(chēng)性所引起，所述無(wú)線(xiàn)信號(hào)是在多載波發(fā)射方法中的數(shù)據(jù)塊形式(亦指幀或脈沖串)中發(fā)射。所述方法可用于所有領(lǐng)域中，可使用多載波發(fā)射方法，亦即在無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)發(fā)射網(wǎng)絡(luò)(WLAN)領(lǐng)域中或是在數(shù)字地面攝影或聲音信號(hào)發(fā)射的領(lǐng)域中。一已知的多載波發(fā)射方法例如上述的OFDM方法。所述多載波發(fā)射方法的頻譜包含關(guān)于中心頻率fc而對(duì)稱(chēng)頻譜配置的子載波n與子載波-n。
本發(fā)明的重要觀念是是提供各個(gè)數(shù)據(jù)塊，其在所述發(fā)射器端具有所謂的參考數(shù)據(jù)符號(hào)，所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)為所述接收器所已知，以及由所接收與失真的參考數(shù)據(jù)符號(hào)，計(jì)算所述失真參數(shù)。在此范例中涉及兩個(gè)參考數(shù)據(jù)符號(hào)，其是彼此暫時(shí)接續(xù)，且條件支持關(guān)于各個(gè)子載波對(duì)n/-n的參考數(shù)據(jù)符號(hào)過(guò)程中，在一子載波上所發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)暫時(shí)保持固定，而在另一子載波上改變符號(hào)。而后可由所接收子載波符號(hào)，計(jì)算所述失真參數(shù)。
以下條件為真dn(i)＝-dn(i-1) 以及dn(i)＝d-n(i-1)(1.1)或是dn(i)＝dn(i-1) 以及d-n(i)＝-d-n(i-1) (1.2)對(duì)于所有的子載波對(duì)n/-n，其中i，i-1為所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)。
在所述子載波上調(diào)整所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的方法形式，與調(diào)整所述負(fù)載數(shù)據(jù)符號(hào)的形式不同。為了可靠地發(fā)射所述參考數(shù)據(jù)，可適當(dāng)?shù)卦谒鲎虞d波上，使用干擾不敏感形式調(diào)整所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)，例如BPSK調(diào)整(二位相位偏移鍵；binary phase shift keying)，在一范例中，所述子載波各別具有兩個(gè)不同相位角，其彼此相對(duì)偏移180度，且在符號(hào)表中分別以1，-1表示，因而dn/-n(i)∈{-1；1}。因此相位角決定一符號(hào)子載波的信號(hào)。在此范例中，借助相位角(同調(diào)方法)，定義一子載波上所發(fā)射的信息。相對(duì)地，在D-BPSK調(diào)整中，所述信息是包含在彼此暫時(shí)接續(xù)的兩符號(hào)(非同調(diào)方法)的相同子載波上所發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)間的相位差中。
包含在所述數(shù)據(jù)塊中負(fù)載信號(hào)的調(diào)整形式，與先前在參考數(shù)據(jù)符號(hào)的子載波上數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)整形式無(wú)關(guān)。所以，亦可使用任何其它形式的調(diào)整，用于所述負(fù)載數(shù)據(jù)的調(diào)整。
所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)有利的是成為前導(dǎo)信號(hào)(preamble)的一部分，所述前導(dǎo)信號(hào)是存在發(fā)射數(shù)據(jù)塊中，所是前導(dǎo)信號(hào)亦可包含其它數(shù)據(jù)符號(hào)，所述數(shù)據(jù)符號(hào)是可使用于例如用于同步化目的的接收器中。一前導(dǎo)信號(hào)總是包含一數(shù)據(jù)符號(hào)序列，根據(jù)字面上的意義，是暫時(shí)配置在所述數(shù)據(jù)塊的最前面位置。然而，所謂的中間碼(midamble)一如習(xí)之記憶已知的；其大約發(fā)射在一數(shù)據(jù)塊的中心，且暫時(shí)配置在所述數(shù)據(jù)塊中負(fù)載數(shù)據(jù)信號(hào)之間。原則上，本發(fā)明中所述數(shù)據(jù)塊的架構(gòu)與其中所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的分類(lèi)并不重要。根據(jù)本發(fā)明，理論上所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)亦可合并于所述數(shù)據(jù)塊中，成為一中間碼的一部分。
如上所述，對(duì)于本發(fā)明重要的失真(distortion)包含在多載波頻譜中心頻率的兩側(cè)上鏡像對(duì)稱(chēng)子載波之間干擾。此失真是由發(fā)射器與/或接收器端IQ不對(duì)稱(chēng)性所形成。再者，所述無(wú)線(xiàn)信道的多路徑形成所述子載波的線(xiàn)性失真。包含所述IQ失真與所述信道失真的整個(gè)失真可由以下方程序進(jìn)行仿真 在所述范例中， 是在i于所述子載波n所接收的失真符號(hào)，dn(i)是未失真的發(fā)射符號(hào)，ATX形成所述發(fā)射器端IQ失真矩陣，ARX形成接收端IQ失真矩陣，以及C包含多路徑信道的信道系數(shù)。
因而，借助根據(jù)本發(fā)明的方法，評(píng)估所述矩陣A中所包含的失真參數(shù)。由于借助所述參考符號(hào)dn(i)在所述發(fā)射器端放置一中間碼，根據(jù)本發(fā)明在所述次載波上，可以假設(shè)對(duì)于彼此接續(xù)的兩個(gè)OFDM符號(hào)，所述信道大致保持固定(對(duì)于所述IQ失真矩陣ATX與ARX組件而調(diào)整假設(shè))，而將上述i-1(第1前導(dǎo)信號(hào)符號(hào))與i(第2中間符號(hào))的上述失真方程式公式化。若是假設(shè)方程式(1.1)的上述系統(tǒng)為所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的條件，則所述矩陣A的失真參數(shù)因而形成所述所接收符號(hào) 的增加或減少an=0.5·d^n′(i)-d^n′(i-1)dn(i)]]>bn=0.5·d^n′(i)+d^n′(i-1)d-n*(i)]]>b-n=0.5·d^-n′(i)-d^-n′(i-1)dn*(i)---(3)]]>an=0.5·d^-n′(i)+d^-n′(i-1)d-n(i)]]>相對(duì)地，若是假設(shè)方程式(1.2)的上述系統(tǒng)為所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的條件，則所述矩陣A的失真參數(shù)因而形成所述所接收符號(hào) 的增加或減少an=0.5·d^n′(i)+d^n′(i-1)dn(i)]]>bn=0.5·d^n′(i)-d^n′(i-1)d-n*(i)]]>b-n=0.5·d^-n′(i)+d^-n′(i-1)dn*(i)---(4)]]>a-n=0.5·d^-n′(i)-d^-n′(i-1)d-n(i)]]>在此范例中，除以所發(fā)射的前導(dǎo)信號(hào)符號(hào)dn(i)與d-n(i)僅構(gòu)成使用BPSK調(diào)整例子中的因子(factor)±1的乘法。
若是僅存在一發(fā)射器端IQ錯(cuò)誤，則可借助所提出的前導(dǎo)信號(hào)結(jié)構(gòu)而分別評(píng)估信道與IQ錯(cuò)誤的影響，因而在所述IQ校正之后習(xí)用的0FDM信道均衡變成可能。在這些條件之下，考量anTX， 一旦再次假設(shè)上述方程式(1.1)的系統(tǒng)作為所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的條件時(shí)，則形成以下方程序d^n′(i)-d^n′(i-1)=2·Cn·dn(i)]]>
d^n′(i)+d^n′(i-1)=2·Cn·bnTX·d-n*(i)]]>d^-n′(i)-d^-n′(i-1)=2·C-n·b-nTX·dn*(i)]]>d^n′(i)+d^-n′(i-1)=2·C-n·d-n(i)---(5.1)]]>可將所述IQ失真參數(shù)計(jì)算為bnTX=d^n′(i)+d^n′(i-1)d^n′(i)-d^n′(i-1)·dn(i)d*n(i)]]>b-nTX=d^-n′(i)-d^-n′(i-1)d^-n′(i)+d^-n′(i-1)·d-n(i)dn*(i)---(5.2)]]>在此范例中，當(dāng)使用BPSK調(diào)整用于所述參考符號(hào)dn與d-n時(shí)，dn(i)/d-n*(i)與d-n(i)/dn*(i)的乘法僅以±1加權(quán)。
相對(duì)地，若是假設(shè)上述方程式(1.2)的系統(tǒng)作為所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)的條件，則形成以下方程序d^n′(i)-d^n′(i-1)=2·Cn·bnTX·d-n*(i)]]>d^n′(i)+d^n′(i-1)=2·Cn·dn(i)]]>d^-n′(i)-d^-n′(i-1)=2·C-n·d-n(i)]]>d^n′(i)+d^n′(i-1)=2·C-n·b-nTX·dn(i)---(6.1)]]>可將所述IQ失真參數(shù)計(jì)算為bnTX=d^n′(i)-d^n′(i-1)d^n′(i)+d^n′(i-1)·dn(i)d-n*(i)]]>b-nTX=d^-n′(i)+d^-n′(i-1)d^-n′(i)-d^-n′(i-1)·d-n(i)dn*(i)---(6.2)]]>在此范例中，當(dāng)使用BPSK調(diào)整用于所述參考符號(hào)dn與d-n時(shí)，dn(i)/d-n*(i)與d-n(i)/dn*(i)的乘法僅以±1加權(quán)。


根據(jù)本發(fā)明，所述方法的實(shí)施例如下所述，并請(qǐng)參閱所附隨的附圖。
圖1是說(shuō)明OFDM發(fā)射方法的頻率頻譜。
圖2是根據(jù)OFDM標(biāo)準(zhǔn)IEEE 802.11a，說(shuō)明一已知的PLCP前導(dǎo)信號(hào)。
圖3是說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施例，其是在一前導(dǎo)信號(hào)中使用參考數(shù)據(jù)符號(hào)。
具體實(shí)施例方式
圖2是說(shuō)明在發(fā)射器端根據(jù)OFDM標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.11a所發(fā)射的數(shù)據(jù)時(shí)脈的區(qū)段，其暫時(shí)的開(kāi)頭是在左手端，其在一時(shí)間軸上向右延續(xù)，且終止于右手端的第二數(shù)據(jù)符號(hào)。通過(guò)所述標(biāo)準(zhǔn)IEEE802.11a，所述數(shù)據(jù)塊具有一所謂的PLPC前導(dǎo)信號(hào)(物理層收斂協(xié)議)。此標(biāo)準(zhǔn)是將所述OFDM發(fā)射方法規(guī)定為多載波發(fā)射方法。在第一OFDM符號(hào)所開(kāi)始的負(fù)載數(shù)據(jù)標(biāo)示為「數(shù)據(jù)1」。各個(gè)OFDM符號(hào)長(zhǎng)度為3.2μs，以及各個(gè)OFDM符號(hào)是借助一守衛(wèi)間隔(GI)而處理，其大致相當(dāng)于發(fā)射信道脈沖反應(yīng)的最大可預(yù)期期間(此處為0.8μs)。
所述PLCP前導(dǎo)信號(hào)具有四個(gè)OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度，因而總共為16μs，且分為兩個(gè)相等暫時(shí)長(zhǎng)度的區(qū)段。所述PLCP前導(dǎo)信號(hào)的第一區(qū)段長(zhǎng)度為8μs，且次分為10個(gè)短符號(hào)用于信號(hào)檢測(cè)、自動(dòng)階級(jí)比對(duì)、多樣性選擇、過(guò)程頻率決定以及接收器中的時(shí)間同步化。所述PLCP前導(dǎo)信號(hào)的第二區(qū)段包含GI2守衛(wèi)間隔(長(zhǎng)度為GI的兩倍)以及兩個(gè)OFDM符號(hào)T1與T2。在圖2已知PLCP前導(dǎo)信號(hào)的范例中，這些數(shù)據(jù)符號(hào)是用于所述接收器中習(xí)用信道評(píng)估。在所述已知PLCP前導(dǎo)信號(hào)中，所述符號(hào)T1與T2彼此相同。
為了可以實(shí)施根據(jù)本發(fā)明的方法，可修飾所述已知的PLCP前導(dǎo)信號(hào)，因而對(duì)于彼此接續(xù)的所述符號(hào)T1與T2，填充在子載波對(duì)n/-n上對(duì)于數(shù)據(jù)符號(hào)所解釋的條件。本發(fā)明的一實(shí)施例如圖3中所示。
圖3中，在時(shí)間步驟i中根據(jù)本發(fā)明所使用的前導(dǎo)信號(hào)數(shù)據(jù)符號(hào)T1是第一前導(dǎo)信號(hào)符號(hào)，以及在時(shí)間步驟i-1中，根據(jù)本發(fā)明所使用的OFDM符號(hào)T2是第二前導(dǎo)信號(hào)符號(hào)。在此范例中，如所述標(biāo)準(zhǔn)中所規(guī)定，可留下圖2的已知PLCP前導(dǎo)信號(hào)的兩個(gè)OFDM符號(hào)T1與T2之一，以及而后可修飾所述OFDM符號(hào)T1與T2中的另一個(gè)，因而完全填充根據(jù)本發(fā)明的條件。借助在此方式中所修飾的連續(xù)OFDM符號(hào)T1與T2，可在接收器中評(píng)估由所述IQ錯(cuò)誤所引起失真的失真參數(shù)。與此無(wú)關(guān)的是可在接收器中，使用原始提供的兩個(gè)OFDM符號(hào)T1與T2，用于已知的信道評(píng)估。
由于所述前導(dǎo)信號(hào)(T2)的第二OFDM符號(hào)不再代表脈沖串(T1)的循環(huán)延續(xù)，所以在T2之前必須取代長(zhǎng)的守衛(wèi)間隔(GI2)，如圖3所示。
在所述接收器中，根據(jù)本發(fā)明的方法，首先可評(píng)估所述失真參數(shù)，而后以特定方式將其使用于均衡。例如可借助在數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)中進(jìn)行所述均衡。對(duì)于各個(gè)子載波對(duì)，可將所述矩陣A倒轉(zhuǎn)且乘以所接收數(shù)據(jù)符號(hào)的向量，以獲得所發(fā)射數(shù)據(jù)符號(hào)的向量(請(qǐng)參閱方程式1.1)。
本發(fā)明通常可使用的接收器概念為進(jìn)行I與Q分支間所接收輸入信號(hào)的分支，而仍為所述接收器的模擬電路部分。本發(fā)明最重要的應(yīng)用是關(guān)于所謂的直接混合接收器，如發(fā)明背景中所引用Schuchert的論文第3.5圖。然而，本發(fā)明原則上可用于已知的具有直接混合第二階段的外差接收器，如上述相關(guān)文章中第3.6圖所示。此具有直接混合第二階段的外差接收器是一外差接收器的修飾，其中所述第二混合階段是實(shí)施為直接混合模擬正交接收器。在發(fā)明背景中所描述的IQ錯(cuò)誤亦可發(fā)生在此一接收器中，且可借助根據(jù)本發(fā)明的方法而被評(píng)估與均衡。
權(quán)利要求
1.一種用于評(píng)估無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真的方法，所述失真是同相及正交分支(IQ)不對(duì)稱(chēng)性所形成，所述無(wú)線(xiàn)信號(hào)是在一多載波發(fā)射方法的數(shù)據(jù)塊中發(fā)射，其具有子載波n與子載波-n，該等子載波乃分別在相對(duì)于一中心頻率fc的發(fā)射譜中對(duì)稱(chēng)配置，所述數(shù)據(jù)塊包含由子載波符號(hào)dn/-n所組成的許多數(shù)據(jù)符號(hào)d，其特征在于-各個(gè)數(shù)據(jù)塊包含兩個(gè)參考數(shù)據(jù)符號(hào)(T1，T2)，其在時(shí)刻i，i-1時(shí)彼此接續(xù)；-在與各個(gè)子載波對(duì)n/-n相關(guān)的所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)(T1，T2)的過(guò)程中，在一子載波上所發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)暫時(shí)保持固定，而另一個(gè)子載波上則改變記號(hào)，以及-自所接收子載波符號(hào)，計(jì)算所述失真參數(shù)。
2.如權(quán)利要求1的方法，其特征在于借助以下方程序而仿真所述失真 其中 是在時(shí)刻i時(shí)于所述子載波n所接收的失真符號(hào)，dn(i)是未失真的發(fā)射符號(hào)，ATX形成所述發(fā)射器端IQ失真矩陣，ARX形成接收端IQ失真矩陣，以及C所述多路徑信道的失真矩陣。
3.如權(quán)利要求2的方法，其特征在于對(duì)于所有的子載波對(duì)n/-n以及對(duì)于彼此接續(xù)的兩數(shù)據(jù)符號(hào)大致保持固定的信道，假設(shè)dn(i)＝-dn(i-1)以及dn(i)＝dn(i-1)，則所述矩陣A的所述失真參數(shù)計(jì)算為an=0.5·d^n′(i)-d^n′(i-1)dn(i)]]>bn=0.5·d^n′(i)+d^n′(i-1)d-n*(i)]]>b-n=0.5·d^-n′(i)-d^-n′(i-1)dn*(i)]]>a-n=0.5·d^-n′(i)+d^-n′(i-1)d-n(i).]]>
4.如權(quán)利要求2的方法，其特征在于對(duì)于所有的子載波對(duì)n/-n以及對(duì)于彼此接續(xù)的兩數(shù)據(jù)符號(hào)大致保持固定的信道，假設(shè)dn(i)＝dn(i-1)以及d-n(i)＝-d-n(i-1)，則所述矩陣A的所述失真參數(shù)計(jì)算為an=0.5·d^n′(i)+d^n′(i-1)dn(i)]]>bn=0.5·d^n′(i)-d^n′(i-1)d-n*(i)]]>b-n=0.5·d^-n′(i)+d^-n′(i-1)dn*(i)]]>a-n=0.5·d^-n′(i)-d^-n′(i-1)d-n(i).]]>
5.權(quán)利要求2的方法，其特征在于對(duì)于所有的子載波對(duì)n/-n而言，dn(i)＝-dn(i-1)以及d-n(i)＝d-n(i-1)，以及僅存在一發(fā)射器端IQ不對(duì)稱(chēng)性時(shí)，則所述失真參數(shù)計(jì)算為bnTX=d^n′(i)+d^n′(i-1)d^n′(i)-d^n′(i-1)·dn(i)d-n*(i)]]>b-nTX=d^-n′(i)-d^-n′(i-1)d^-n′(i)+d^-n′(i-1)·d-n(i)dn*(i).]]>
6.權(quán)利要求2的方法，其特征在于對(duì)于所有的子載波對(duì)n/-n而言，dn(i)＝dn(i-1)以及d-n(i)＝-d-n(i-1)，以及僅存在一發(fā)射器端IQ不對(duì)稱(chēng)性時(shí)，則所述失真參數(shù)計(jì)算為bnTX=d^n′(i)-d^n′(i-1)d^n′(i)+d^n′(i-1)·dn(i)d-n*(i)]]>b-nTX=d^-n′(i)+d^-n′(i-1)d^-n′(i)-d^-n′(i-1)·d-n(i)dn*(i).]]>
7.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)的方法，其特征在于將所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)發(fā)射為所述數(shù)據(jù)塊的前導(dǎo)信號(hào)的部分。
8.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)的方法，其特征在于所述多載波發(fā)射方法是一OFDM方法。
9.如前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)的方法，其特征在于根據(jù)一BPSK或是D-BPSK調(diào)整方法而調(diào)整所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)。
10.一種用于移動(dòng)無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真的均衡方法，所述移動(dòng)無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真是由同相及正交分支(IQ)不對(duì)稱(chēng)性所形成，由所接收的負(fù)載-數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)與所述失真參數(shù)決定所發(fā)射的負(fù)載-數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)符號(hào)。
11.一種在一直接混合接收器中使用前述權(quán)利要求中任一項(xiàng)的方法。
12.一種在具有一直接混合第二階段的外插接收器中使用權(quán)利要求1至10中任一項(xiàng)的方法。
全文摘要
在一OFDM方法中在數(shù)據(jù)塊中發(fā)射的無(wú)線(xiàn)信號(hào)失真，可借助特定的參考數(shù)據(jù)符號(hào)而將其均衡，其中所述失真是由IQ不對(duì)稱(chēng)性所造成，而后所述參考數(shù)據(jù)符號(hào)是在發(fā)射器端發(fā)射且可為前導(dǎo)信號(hào)的部分。所述方法特別適用于一直接混合接收器中。
文檔編號(hào)H04L27/38GK1682509SQ03821375
公開(kāi)日2005年10月12日 申請(qǐng)日期2003年8月22日 優(yōu)先權(quán)日2002年9月9日
發(fā)明者L·布雷杰, K·-D·坎梅耶, V·科赫恩, S·沃格勒 申請(qǐng)人:因芬尼昂技術(shù)股份公司