專利名稱:延遲檢測電路及低噪音振蕩電路的制作方法
本發(fā)明涉及一種延遲檢測電路以及采用這種延遲檢測電路的低噪音振蕩電路。
圖4示出了一種根據(jù)現(xiàn)有技術構(gòu)成的低噪音振蕩電路。這種低噪音振蕩電路例如還披露于電子信息通信協(xié)會1989年3月的春季國家會議上發(fā)表的SAKUTA等人的論文“振蕩器頻率穩(wěn)定性的改進”中(卷1第A-56頁)(Improvement of Frequency Stability in Oscillator”，Elecrtonic Information Communication Society，Spring NatoinalMeeting，Vol.1，Page A-56，March，1989)。
在這類低噪音振蕩電路中，壓控振蕩器(VCO)10的振蕩輸出一方面直接施加給一個高頻混頻器14，另一方面通過一個延遲單元12再送至混頻器14。高頻混頻器14將延遲單元12的輸出與VCO10的振蕩輸出相乘，所得結(jié)果然后被送至低通濾波器(LPF)16。LPF16將高頻混頻器14輸出中與乘積相關聯(lián)的高頻成份除去。然后LPF16將經(jīng)濾波后的電壓饋送給VCO10作為控制電壓。VCO10以與該控制電壓相對應的頻率振蕩。
如果VCO10的振蕩輸出電壓由下式代表V(t)＝A·cos(ωt+φ(t))，LPF16的輸出電壓VP(t)則可以由下列表示VP(t)＝1/2·A2·cosωτ-1/2·A2·sinωτ·(φ(t)-φ(t-τ))其中A、ω和φ(t)分別為CVO10振蕩輸出電壓的振幅、角頻率和相位變量，而τ則是延遲單元12的延遲時間。如上述文獻所描述的，現(xiàn)有技術通過將延遲單元12的延遲時間τ設定為(2m-1)π/2(其中m是整數(shù))，而與此同時利用LPF16的輸出電壓VP(t)控制VCO10的振蕩頻率，從而減少噪音。
但是，現(xiàn)有技術所存在的缺陷在于，如果延遲單元12的延遲時間由于環(huán)境溫度變化或者隨著老化而改變時，噪音便得不到充分的減小。在適當?shù)馗淖僔CO10振蕩頻率(角頻率ω)的應用情況下，例如在一些合成器應用的情況下，延遲單元12的延遲時間τ可能會由于振蕩頻率的改變，而變得偏離開最佳工作點(2m-1)π/2。
克服這一問題的技術，例如，在日本專利公開文件特開平3-140030中有過披露。圖5示出了其中所披露的低噪音振蕩電路。
在這種低噪音振蕩電路中，VCO10的振蕩輸出電壓V(t)，一方面直接地送至高頻混頻器14，另一方面則通過一個壓控延遲單元18后再送至高頻混頻器14。高頻混頻器14的輸出電壓提供給VCO10作為控制電壓。在此圖中，高頻成分被忽略掉了。換言之，用VP(t)表示高頻混頻器14的輸出。壓控延遲單元18是一種其中延遲時間τ由電壓控制的那種延遲單元。用于壓控延遲單元18的控制電壓，是通過經(jīng)LPF20對高頻混頻器14的輸出VP(t)進行濾波而獲得的。如此地設定LPF20的關斷頻率，使得除去高頻混頻器14振蕩輸出VP(t)中的一些相應噪音成分，亦即，前述等式VP(t)的左邊第二項，以便只有直流(DC)成分(右邊第一項)能夠通過LPF20。由于高頻混頻器14輸出電壓VP(t)中所含的DC電壓取決于壓控延遲單元18的延遲時間τ，所以如果包括該LPF20的反饋環(huán)路的靈敏度足夠高的話，壓控延遲單元的延遲時間τ就總能夠保持在最佳工作點(2m-1)π/2。
圖5所示的第二種現(xiàn)有技術方案優(yōu)于圖4所示的第一種現(xiàn)有技術方案之處在于，延遲時間τ總能維持在最佳工作點(2m-1)π/2。但是，第二種現(xiàn)有技術需要一個反饋環(huán)路，用以將高頻混頻器14的輸出反饋給壓控延遲單元18。而且，通常不能夠做到僅由LPF20來提供足夠的靈敏度，所以反饋回路需要一個直流放大器。此外，盡管可以采用一種壓控電子器件，例如變抗器或類似器件，來提供適當?shù)膲嚎刂蒲舆t單元，但是這種器件不適于用來提供集成電路。這妨礙了系統(tǒng)的集成化和小型化。
因此，本發(fā)明的目的在于，提供不需要控制延遲時間以及用于其中反饋環(huán)路，因而能夠容易地實現(xiàn)系統(tǒng)的集成化和小型化的一種低噪音振蕩電路。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一個延遲檢測電路，用以利用延遲處理，執(zhí)行VCO振蕩輸出的檢測，其包括a)一個第一高頻混頻器，用以將振蕩輸出與一個經(jīng)過延遲的振蕩輸出相乘(后者是通過使振蕩輸出延遲一個預定的延遲時間后獲得的)，以產(chǎn)生一個第一高頻信號；b)一個第二高頻混頻器，用以將該延遲的振蕩輸出與一個經(jīng)過相移的振蕩輸出相乘(后者通過使振蕩輸出或經(jīng)延遲的振蕩輸出相移π/2弧度而獲得的)，以產(chǎn)生一個第二高頻信號。
c)一個第一低頻混頻器，用以將第一高頻信號中所含的DC和相位噪音成分與第二高頻信號中所含的相位噪音成分相乘，以產(chǎn)生一個第一低頻信號；d)一個第二低頻混頻器，用以將第二高頻信號中所含的DC和相位噪音成份與第一高頻信號中的相位噪音成分相乘，以產(chǎn)生一個第二低頻信號；以及e)響應第二低頻信號的加法器-減法器裝置，用以消除第一低頻信號中所含主要相位噪音成分與延遲預定時間的相關性，以便無相關性地產(chǎn)生控制電壓；f)一個延遲單元，用于使所述振蕩輸出延遲所述預定延遲時間，以產(chǎn)生所述延遲振蕩輸出；以及g)一個移相器，用于使所述振蕩輸出或延遲振蕩輸出移相π/2弧度，以產(chǎn)生所述移相振蕩輸出。
根據(jù)本發(fā)明的第二個方面，提供了包括VCO和上述第一方面中所限定的延遲檢測電路的一種低噪音振蕩電路。
根據(jù)本發(fā)明的第三個方面，提供了一種低噪音振蕩電路，包括a).一個VCO；b).一個含有在上述第一方面中所限定的低噪音振蕩電路的頻率鎖定環(huán)路，用以將VCO的振蕩頻率鎖定于一個目標值；以及c).一個鎖相環(huán)路，用以將VCO的振蕩相位鎖定于一個目標值。
本發(fā)明利用了第一和第二高頻混頻器。第一或第二高頻混頻器二者均發(fā)揮使兩個不同輸入信號互乘的作用；然后輸出所得結(jié)果。假設施加到第二高頻混頻器的信號之一超前于其電源相移π/2弧度的話，第一和第二高頻混頻器接收VCO的振蕩輸出以及由使該振蕩輸出延遲一預定(恒定的)延遲時間而提供的信號，作為輸入信號。這種相移，亦即直角相移轉(zhuǎn)換，提供了第一高頻混頻輸出的輸出(第一高頻信號)與第二高頻混頻器的輸出(第二高頻信號)之間的正交性。
第一低頻混頻器使第一高頻信號中所含的DC及相位噪音成分與第二高頻信號中所含的相位噪音成分相乘。第二低頻混頻器使第二高頻信號中所含的DC及相位噪音成分與第一高頻信號中所含的相位噪音成分相乘。因此，第一和第二低頻混頻器的輸出(第一和第二低頻信號)將含有通過DC和相位噪音成分互乘而獲得的成分(主相位噪音成分)，也含有通過相位噪音成分互乘而獲得的一些其它成分(次相位噪音成分)。由于如上所述第一和第二高頻信號是相互正交的，所以在第一低頻信號中所含的主相位噪音成分也與第二低頻信號中所含的主相位噪音成分相正交。
由于第一和第二低頻信號中所含的主噪音成分是互相正交的，所以這種關系可用來消除在主相位噪音成分中對延遲時間的依賴關系。這意味著，可以提供不依賴于延遲單元中的延遲時間的主相位噪音成分，而且，可以利用這些與延遲時間無關的主相位噪音成分作為VCO的控制電壓，從而消除對壓控延遲單元以及用于它的反饋環(huán)路之需要。結(jié)果，根據(jù)本發(fā)明，一方面不需要反饋高頻混頻器的輸出來控制延遲時間，從而消除了形成該反饋環(huán)路的LPF和DC放大器；另一方面，也不需要采用例如變控器或類似的器件，來形成壓控延遲單元。這意味著本發(fā)明可以實現(xiàn)一種低噪音振蕩電路，其在集成化與小型化方面較現(xiàn)有技術有了改進。
由于在第一和第二低頻信號中均包含次相位噪音成分，所以可以利用第二低頻信號來除去第一低頻信號中的次相位噪音成分。因此，不再存在次相位噪音成分的影響。
用于從第一和第二高頻成分中提取DC和相位噪音成分的裝置，可以采用低通濾波器的形式，它可以除去任何諧波成分。還可以進一步采用高通濾波器來除去低通濾波器的輸出中的DC成分。

圖1是根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的低噪音振蕩電路的一個第一實施例的框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的低噪音振蕩電路的一個第二實施例的框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明相應實施例的框圖；圖4是根據(jù)現(xiàn)有技術構(gòu)成的一個低噪音振蕩電路的框圖；圖5是根據(jù)現(xiàn)有技術構(gòu)成的另一個低噪音振范電路的框圖。
現(xiàn)在將參見附圖描述本發(fā)明的一些較佳實施例。附圖中與圖4和圖5中類似的部分用相同的標號表示并不再贅述。
圖1示出根據(jù)本發(fā)明構(gòu)低噪音振蕩電路的第一實施例。在此第一實施例中，VCO10的振蕩輸出電壓V(t)提供給一個延遲檢測電路22，而延遲檢測電路22的輸出電壓Vout則回供給VCO10作為控制電壓。
延遲檢測電路22包括兩個高頻混頻器14-1和14-2。VCO10的振蕩輸出電壓V(t)提供給高頻混頻器14-1作為電壓V1(t)，也提供給延遲單元12和π/2移相器24。延遲單元12使VCO10的振蕩輸出電壓V(t)延遲一個延遲時間τ，然后經(jīng)過延遲的振蕩輸出電壓被提供給高頻混頻器14-1和14-2作為電壓V2(t)。π/2移相器24使VCO10的振蕩輸出電壓V(t)移相π/2弧度，然后經(jīng)過移相的振蕩輸出電壓被提供給高頻混頻器14-2作為電壓V3(t)，。高頻混頻器14-1使電壓V1(t)與V2(t)互乘，以形成一輸出電壓Vp1(t)。高頻混頻器14-2使電壓V2(t)與V3(t)互乘，以形成一輸出電壓VP2(t)。
若用前述的計算式表示VCO10的振蕩輸出電壓V(t)，那么可以下式來表示提供給高頻混頻器14-1和14-2的電壓V1(t)～V3(t)V1(t)＝A·cos(ωt+φ(t))；V2(t)＝A·cos(ω(t-τ)+φ(t-τ))；以及V3(t)＝A·cos(ωt+φ(t)-π/2)。
因此，高頻混頻器14-1的輸出電壓Vp1(t)可用下式表示Vp1(t)＝A·cos(ωt+φ(t))×A·cos(ω(t-τ)+φ(t-τ))＝1/2·A2·cos(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ))+1/2·A2·cos(ωτ+φ(t)-φ(t-τ))＝1/2·A2·cos(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ))+1/2·A2·cosωτ cos(φ(t)-φ(t-τ))-1/2·A2·sinωτ sin(φ(t)-φ(t-τ))。
由于在上式中φ(t)-φ(t-τ)非常小，所以等式Cos(φ(t)-φ(t-τ))＝1和Sin(φ(t)-φ(t-τ))＝φ(t)-φ(t-τ)大致可以成立。因此，上述計算式Vp1(t)可變換為Vp1(t)＝1/2·A2·cos(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ)+1/2·A2·cosωτ-1/2·A2·sinωτ·(φ(t)-φ(t-τ)。
類似地，高頻混頻器14-2的輸出電壓Vp2(t)可由下式表示Vp2(t)＝A·cos(ωt+φ(t)-π/2)×A·cos(ω(t-τ)+φ(t-τ)＝1/2·A2·cos(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ)-π/2)+1/2·A2·cos(ωτ+φ(t)-φ(t-τ)-π/2)＝1/2·A2·cos(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ)-7τ/2)+1/2·A2·cos(ωτ-π/2)·cos(φ(t)-φ(t-τ))-1/2·A2·sin(ωτ-π/2)·sin(φ(t)-φ(t-τ))＝1/2·A2·sin(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ))+1/2·A2·sinωτ·cos(φ(t)-φ(t-τ))+1/2·A2·cosωτ·sin(φ(t)-φ(t-τ))＝1/2·A2·sin(2ωt-ωτ+φ(t)+φ(t-τ))+1/2·A2·sinωτ+1/2·A2·cosωτ·(φ(t)-φ(t-τ))。
高頻混頻器14-1和14-2的后一級分別包括低通濾波器(LPF)16-1和16-2。LPF16-1和16-2的作用都是除去高頻混頻器14-1或14-2的輸出電壓VP1(t)或VP2(t)中的高頻成分。因此，LPF16-1和16-2的輸出電壓VLF1和VlF2可分別由下式表示
VLF1＝1/2·A2·cosωτ-1/2·A2·sinωτ·(φ(t)-φ(t-τ))；以及VLF2＝1/2·A2·sinωτ+1/2·A2·cosωτ·(φ(t)-φ(t-τ))。
LF16-1和16-2的后一級分別包括一高通濾波器(HPF)26-1或26-2以及一低頻混頻器28-1或28-2。HPF26-1的作用是除去LPF16-1輸出電壓VLF1中的DC成分；而HPF26-2的作用是除去LPF16-2輸出電壓VLF2中的DC成分。因此，通過HPF26-1和26-2獲得的電壓VHF1和VHF2可由下式代表VHF1＝-1/2·A2·sinωτ·(φ(t)-φ(t-τ))；以及VHF2＝ 1/2·A2·cosωτ·(φ(t)-φ(t-τ))。
低頻混頻器28-1使電壓VHF1和VHF2互乘，以形成電壓VM01，后者則被送至減法器30；低頻混頻器28-2使電壓VHF2和VHF1互乘，以形成電壓VM02，后者亦被提供給減法器30。電壓VM01可由下式表示VM01＝1/4·A4·cos2ωτ·(φ(t)-φ(t-τ)-1/4·A4·sin2ωτ·cosωτ·(φ(t)-φ(t-τ))2。電壓VM02可由下式表示VM02＝1/4·A4·sin2ωτ·(φ(t)-φ(t-τ)-1/4·A4·sin2ωτ·cosωτ·(φ(t)-φ(t-τ))2。
各表示電壓VM01和VM02的計算式中右邊第一項表示與相位噪音成分(φ(t)-φ(t-τ)相關的基波成分(主相位噪音成分)，而其右邊第二項則表示諧波成分(次相位噪音成分)。電壓VM01和VM02中所含的主相位噪音成分取決于延遲單元12的延遲時間τ。由于高頻混頻器14-2的前級含有π/2移相器24，所以電壓VM01的主相位噪音成分正比于cos2ωτ，而電壓VM02的主噪音成分成正比于sin2ωτ。
因此，使從電壓VM01中減去電壓VM02的減法器30，不僅能夠抵消次相位噪音成分，而且也能抵消對延遲時間τ的相關性。換言之，減法器30能夠提供一個電壓VoutVout＝1/4·A4·sin2ωτ·(φ(t)-φ(t-τ))+1/4·A4·cos2ωτ·(φ(t)-φ(t-τ))＝+1/4·A4·(φ(t)-φ(t-τ))當這一電壓Vout提供給VCO10作為控制電壓時，就可以實現(xiàn)適用于合成器或類似裝置中的低噪音振蕩電路，而不用使用任何壓控延遲單元。
這一實施例中的高頻混頻器14-1和14-2，例如，可以通過現(xiàn)有技術中的雙平衡混頻器來實現(xiàn)。π/2移相器24的作用在于產(chǎn)生高頻混頻器14-1和14-2輸出電壓Vp1(t)和Vp2(t)之間的正交性。因此π/2移相器24可以如圖2所示地設置在延遲單元12和高頻混頻器14-2之間，后者具有與圖1所示電路相同的優(yōu)點。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的前述電路的一種應用實例。在這一應用之中，VCO20的振蕩輸出經(jīng)由一個分頻器32分頻之后，送至一個相位比較器34。相位比較器34還接收一個來自基準信號源36的基準信號。相位比較器34將分頻器32的輸出與基準信號源36的輸出進行比較，比較的結(jié)果經(jīng)過一個用以使環(huán)路穩(wěn)定化的LPF38送至一組合器40。組合器40將延遲檢測電路22的輸出(亦即，控制電壓Vout)與LPF38的輸出通過加法或減法運算進行組合，然后經(jīng)組合后的電壓被送至VCO10。在這種設置中，采用了本發(fā)明的頻率鎖定環(huán)路可以與現(xiàn)有技術的鎖相環(huán)路相配合。盡管結(jié)合前面的實施例描述了減法器30，實際上當?shù)皖l混頻器28-1和28-2具有反轉(zhuǎn)其輸出極性的功能時，可以用一加法器來取而代之。
如上所述，本發(fā)明通過采用兩個高頻混頻器，采用一個使VCO輸出或延遲單元移相π/2弧度以在第一和第二高頻混頻器的輸出之間提供正交性的移相器，利用正交性提供不依賴于延遲時間的主相位噪音成分，并利用這些主相位噪音成分作為VCO的控制電壓，從而實現(xiàn)了低噪音振蕩。因此，不需要反饋高頻混頻器的輸出以控制延遲單元中的延遲時間。這使得用以形成反饋環(huán)路的LPF和DC放大器得以免除。另一方面，本發(fā)明還不再需要為形成壓控延遲單元所需的變抗器等類似器件。所以，這種低噪音振蕩電路能夠被更高地集成和小型化。
權利要求
1.一種延遲檢測電路，用于利用延遲處理來檢測壓控振蕩器的振蕩輸出，所述壓控振蕩器對應于一個控制電壓而以一種頻率振蕩，其特征在于，該電路包括一個第一高頻混頻器，用于將所述振蕩輸出與通過使該振蕩輸出延遲一預定的延遲時間而獲得的延遲振蕩輸出相乘，以產(chǎn)生一個第一高頻信號；一個第二高頻混頻器，用于將所述延遲振蕩輸出與通過使所述振蕩輸出或延遲振蕩輸出相移π/2弧度而獲得的相移振蕩輸出相乘，以產(chǎn)生一個第二高頻信號；一個第一低頻混頻器，用于將所述第一高頻信號中所含的直流(DC)和相應噪音成分與所述第二高頻信號中所含有的相移成分相乘，以產(chǎn)生一個第一低頻信號；一個第二低頻混頻器，用于將所述第二高頻信號中所含的直流(DC)和相位噪音成分與所述第一高頻信號內(nèi)所含的相位噪音成分相乘，以產(chǎn)生一個第二低頻信號；響應于該第二低頻信號的加法器-減法器裝置，用于消除所述第一低頻信號內(nèi)所含的主相位噪音成分對該預定延遲時間的相關性，以產(chǎn)生與所述相關性無關的所述控制電壓；一個延遲單元，用于使所述振蕩輸出延遲所述預定延遲時間，以產(chǎn)生所述延遲振蕩輸出；以及一個移相器，用于使所述振蕩輸出成延遲振蕩輸出移相π/2弧度，以產(chǎn)生所述相移振蕩輸出。
2.如權利要求
1所限定的延遲檢測電路，其特征在于，所述加法器-減法器裝置響應于所述第二低頻信號，以消除所述第一低頻信號中的次相位噪音成分。
3.如權利要求
1所限定的延遲檢測電路，其特征在于，還包括一個第一低通濾波器，用于在所述第一及第二低頻混頻器的乘法之前，除去第一高頻信號內(nèi)與所述振蕩輸出的諧波成分相對應的成分。
4.如權利要求
3所限定的延遲檢測電路，其特征在于，還包括一個第一高通濾波器，用于在所述第二低頻混頻器的乘法之前，除去通過所述第一低通濾波器的所述第一高頻信號中的DC成分。
5.如權利要求
1所限定的延遲檢測電路，其特征在于，還包括一個第二低通濾波器，用于所述第一及第二低頻混頻器的乘法之前，除去第二高頻信號中與所述振蕩輸出的諧波成分相對應的成分。
6.如權利要求
5所限定的延遲檢測電路，其特征在于，還包括一個第二高通濾波器，用于在所述第一低頻混頻器的乘法之前，除去通過所述第二低通濾波器的第二高頻信號中的DC成分。
7.如權利要求
3所限定的延遲控測電路，其特征在于，還包括一個第二低通濾波器，用于在所述第一及第二低頻混頻器的乘法之前，除去所述第二高頻信號中與所述振蕩輸出的諧波成分相對應的成分。
8.如權利要求
7所限定的延遲控測電路，其特征在于，還包括一個第二高通濾波器，用于在所述第一低頻混頻器的乘法之前，除去通過所述第二低通濾波器的第二高頻信號中的DC成分。
9.一種低噪音振蕩電路，其特征在于，包括一個壓控振蕩器，其對應于一個控制電壓而以一種頻率振蕩；以及一個如權利要求
1所述的延遲檢測電路。
10.一種低噪音振蕩電路，其特征在于，包括一個壓控振蕩器，其以一種對應于一個控制電壓的頻率振蕩；一個頻率鎖定環(huán)，用于將所述壓控振蕩器的振蕩頻率鎖定于一個目標值；一個鎖相環(huán)，用于將所述壓控振蕩器的振蕩相位鎖定于一個目標值；和一個組合器，用于將來自所述頻率鎖定環(huán)的電壓與來自所述鎖相環(huán)的電壓耦合并將所獲得電壓供給所述壓控振蕩器作為其控制電壓；所述頻率鎖定環(huán)包括a)一個第一高頻混頻器，用于將所述振蕩輸出與通過使該振蕩輸出延遲一個預定的延遲時間而獲得的一個延遲振蕩輸出相乘，以產(chǎn)生一個第一高頻信號；b)一個第二高頻混合頻器，用于將所述延遲振蕩輸出與通過使所述振蕩輸出或延遲振蕩輸出相移π/2弧度而獲得的一個相移振蕩輸出相乘，以產(chǎn)生一個第二高頻信號；c)一個第一低頻混頻器，用于將所述第一高頻信號中所含的直流和相位噪音成分與所述第二高頻信號中所含的相位噪音成分相乘，以產(chǎn)生一個第一低頻信號；d)一個第二低頻混頻器，用于將所述第二高頻信號中所含的直流和相位噪音成分與所第一高頻信號中所含的相位噪音成分相乘，以產(chǎn)生一個第二低頻信號；以及e)響應于所述第二低頻信號的加法器-減法器裝置，用于消除所述第一低頻信號中所含的主相位噪音成分對預定延遲時間的相關性，以便產(chǎn)生與所述相關無關的所述控制電壓。
專利摘要
延遲檢測電路及采用該電路的低噪音振蕩電路。當要將VCO的振蕩輸出提供給兩個高混頻器時，其中之一的前級中的π/2移相器給出一種正交相移形式。通過LPF除去高頻混頻器輸出電壓中的高頻成分，而通過HPF除去高頻混頻器輸出電壓中的DC成分。低頻混頻器的輸出電壓含有與相位噪音成分的平方成正比的次相位噪音成分和與相位噪音成分成正比、并取決于延遲單元延遲時間τ的主相位噪音成分。
文檔編號H03L7/00GKCN1085450SQ96101613
公開日2002年5月22日 申請日期1996年1月16日
發(fā)明者山下和郎, 足立誠幸 申請人:日本無線株式會社導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan專利引用 (1),