本發(fā)明涉及一種采用多路反饋跨導(dǎo)增強(qiáng)和共模反饋有源負(fù)載的低功耗寬帶射頻混頻器，具有寬帶、低噪聲系數(shù)和低功耗的特點(diǎn)，屬于射頻集成電路技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

隨著個(gè)人通信技術(shù)和市場(chǎng)的迅速發(fā)展，通信容量、速率和低功耗要求不斷提高。各種各樣的通信協(xié)議和標(biāo)準(zhǔn)不斷涌現(xiàn)，通信設(shè)備需要兼容多個(gè)通信標(biāo)準(zhǔn)，可以同時(shí)工作在不同頻帶，且不導(dǎo)致性能下降。在射頻接收機(jī)中，主要模塊電路為射頻接收前端和基帶處理電路。射頻接收前端對(duì)整個(gè)接收機(jī)的性能起決定性作用。混頻器作為射頻接收機(jī)的關(guān)鍵模塊，一般與低噪聲放大器相連接，用來將低噪聲放大器處理后的射頻信號(hào)與本振信號(hào)混頻，使射頻信號(hào)的頻譜搬移至中頻。混頻器的主要技術(shù)指標(biāo)為：轉(zhuǎn)換增益、噪聲系數(shù)、線性度、功耗和芯片面積等。因?yàn)樾枰嫒荻嗤ㄐ艠?biāo)準(zhǔn)、適應(yīng)高速通信的要求，對(duì)混頻器的工作帶寬和工作頻率也有嚴(yán)格的要求。隨著集成電路的持續(xù)發(fā)展，市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)加劇，成本問題也成為需要特別考慮的方面。

傳統(tǒng)射頻混頻器分為無源和有源兩種結(jié)構(gòu)。無源混頻器具有低功耗和高線性度的優(yōu)點(diǎn)。但對(duì)本振信號(hào)的幅度有著較高的要求，且需要一個(gè)設(shè)計(jì)良好的緩沖器作為負(fù)載來提供電壓增益，其次信號(hào)饋通干擾也是無源混頻器的一大缺點(diǎn)。有源混頻器主要由吉爾伯特單元構(gòu)成，由跨導(dǎo)級(jí)、開關(guān)級(jí)和負(fù)載級(jí)構(gòu)成?？鐚?dǎo)級(jí)將輸入電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)。開關(guān)級(jí)由本振信號(hào)控制，對(duì)射頻電流信號(hào)通路進(jìn)行連續(xù)的開斷，從而實(shí)現(xiàn)頻譜搬移。負(fù)載級(jí)將已經(jīng)轉(zhuǎn)換至中頻的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，并為混頻器整體提供增益。有源混頻器的主要優(yōu)點(diǎn)是可以提供正的轉(zhuǎn)換增益，從而優(yōu)化噪聲性能。缺點(diǎn)是線性度不如無源混頻器。為了改善有源混頻器的性能，通常采用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)來提高增益；采用有源負(fù)載來增大輸出信號(hào)裕度。同時(shí)使用共柵結(jié)構(gòu)來拓展工作頻帶帶寬。

跨導(dǎo)增強(qiáng)的一種方式是交叉電容耦合技術(shù)，圖1參考文獻(xiàn)【1】(Z.Lei,K.Minsu,and Y.Youngoo."A common-gate down-conversion mixer with capacitive cross-coulping technique for UHF RFID applications,"in International Conference on Microwave Technology&Computational Electromagnetics,2011.ICMTCE 2011.IEEE,2011,pp.277-280.)其結(jié)構(gòu)由帶交叉電容耦合跨導(dǎo)增強(qiáng)的共柵跨導(dǎo)級(jí)、開關(guān)級(jí)和電阻負(fù)載構(gòu)成。帶交叉電容耦合跨導(dǎo)增強(qiáng)的共柵跨導(dǎo)級(jí)由NMOS放大管M1、M2構(gòu)成，放大結(jié)構(gòu)為共柵結(jié)構(gòu)；交叉耦合的電容C1和C2將差分輸入信號(hào)交流耦合至M1、M2的柵端，使得其柵源端之間的交流信號(hào)壓降增大一倍，可等效的看為引入了一路正反饋，使跨導(dǎo)增加了一倍。從而實(shí)現(xiàn)跨導(dǎo)增強(qiáng)，來提高混頻器的轉(zhuǎn)換增益。

跨導(dǎo)增強(qiáng)的另一種方式是有源跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，圖2參考文獻(xiàn)【2】(W.Sanghuyun,K.Woonyun and L.Chang-Ho."A 3.6mW differential common-gate CMOS LNA with positive-negative feedback,"in International Solid-State Circuits Conference,2009.ISSCC 2009.IEEE,2009,pp.218-219.)其結(jié)構(gòu)由NMOS放大管M_N1、M_N2，PMOS放大管M_P1、M_P2和電容C_C1、C_C2構(gòu)成，M_P1、M_P2將由M_N1、M_N2共柵放大后的信號(hào)反向共源放大并通過C_C1、C_C2交流耦合至M_N1、M_N2的柵端，從而實(shí)現(xiàn)有源跨導(dǎo)增強(qiáng)，且因?yàn)榭鐚?dǎo)增強(qiáng)倍數(shù)由共源反向放大倍數(shù)決定，實(shí)現(xiàn)了更大的跨導(dǎo)增強(qiáng)。其缺點(diǎn)是，由于M_P1、M_P2的引入，可能貢獻(xiàn)更多的噪聲。

共模反饋有源負(fù)載是一種使用MOS放大管來構(gòu)成負(fù)載的典型技術(shù)。圖3參考文獻(xiàn)【3】(T.Mi,W.Zhigong and X.Jian."Design of a novel CMOS Gilbert mixer with high performance."Analog Integrated Circuits and Signal Processing,Vol.82,No.1,pp.683-689.)其結(jié)構(gòu)由跨導(dǎo)級(jí)、開關(guān)級(jí)和共模反饋負(fù)載級(jí)構(gòu)成。共模反饋負(fù)載級(jí)由PMOS放大管M9、M10；電阻R1、R2、R3、R4和電容C1構(gòu)成。節(jié)點(diǎn)A可等效為交流虛地，直流部分只消耗了一個(gè)M9或M10的漏源電壓，從而極大的增大了信號(hào)的輸出裕度。明顯的缺點(diǎn)是引入了較多的噪聲，這點(diǎn)可以通過選擇共模反饋MOS放大管的工作參數(shù)進(jìn)行改進(jìn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種采用多路反饋跨導(dǎo)增強(qiáng)和共模反饋有源負(fù)載的低功耗寬帶射頻混頻器，解決現(xiàn)有混頻器工作頻帶較窄，噪聲系數(shù)較高的問題，并進(jìn)一步提高線性度和功耗性能。本發(fā)明在混頻器跨導(dǎo)級(jí)使用了共柵結(jié)構(gòu)和基于多路反饋的有源跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了較高的等效跨導(dǎo)，提高了混頻器的轉(zhuǎn)換增益，拓展了混頻器工作頻帶帶寬。在負(fù)載級(jí)使用了共模反饋有源負(fù)載，增大了輸出信號(hào)的裕度，提高了混頻器的線性度，降低了功耗。本發(fā)明結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易實(shí)現(xiàn)，工作穩(wěn)定，占用芯片面積較小。該射頻混頻器可以用于Wi-Fi、藍(lán)牙、4G移動(dòng)通信、RFID和多模多帶通信等系統(tǒng)中。

為此，本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的：一種采用多路反饋跨導(dǎo)增強(qiáng)和共模反饋有源負(fù)載的低功耗寬帶射頻混頻器，包括采用電阻電容構(gòu)成的信號(hào)輸入級(jí)(1)、多路反饋雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)構(gòu)成的跨導(dǎo)級(jí)(2)、對(duì)稱開關(guān)管構(gòu)成的開關(guān)級(jí)(3)和共模反饋有源負(fù)載構(gòu)成的負(fù)載級(jí)(4)，實(shí)現(xiàn)了高帶寬、低功耗、低噪聲的射頻混頻器，其中，

1.采用電阻電容構(gòu)成的信號(hào)輸入級(jí)(1)通過電容C1和C2連接至差分輸入信號(hào)源。將差分輸入信號(hào)交流耦合接入主跨導(dǎo)管NM1和NM2的源端。電阻R2連接NM1的源端和電源地，電阻R3連接NM2的源端和電源地，用來為主跨導(dǎo)管提供直流偏置，代替了尾電流源，提高了電路的線性度性能。

2.多路反饋雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)構(gòu)成的跨導(dǎo)級(jí)(2)分別用NMOS放大管NM3、NM4的源端連接輸入差分信號(hào)，電容C1、C4分別連接NM3和NM4的柵端和與其源端極性相反的差分輸入信號(hào)，形成交叉電容耦合跨導(dǎo)增強(qiáng)。電阻R9和R10分別連接NM3、NM4的漏端與電源VDD，對(duì)已經(jīng)進(jìn)行了一次跨導(dǎo)增強(qiáng)的信號(hào)進(jìn)行共源放大，形成有源跨導(dǎo)增強(qiáng)。交叉電容耦合跨導(dǎo)增強(qiáng)和有源跨導(dǎo)增強(qiáng)的雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)構(gòu)成了第一路正反饋。電容C6、C7分別連接主跨導(dǎo)管NM1、NM2的柵端與NM3、NM4的漏端，將產(chǎn)生的正反饋信號(hào)交流耦合輸入NM1、NM2的柵端，以此來增大主跨導(dǎo)管柵源端之間的交流電壓差，在主跨導(dǎo)管實(shí)現(xiàn)跨導(dǎo)增強(qiáng)。第二路正反饋由PMOS放大管PM3和PM4構(gòu)成。PM3和PM4的漏端分別接差分輸入信號(hào)，PM3和PM4的柵端分別通過電容C5、C8連接至NM3、NM4的漏端，PM3和PM4的源端接電源VDD。分別使用大電阻R6、R7連接NM1和NM2的柵端至偏置VBNMOS1，NM3、NM4的柵端分別使用大電阻R1、R4連接至偏置VBNMOS2，PM3、PM4的柵端分別使用大電阻R5、R8連接至偏置VPMOS。兩路反饋的作用為：第一路反饋提高了跨導(dǎo)級(jí)的等效跨導(dǎo)，并通過雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，使輸入信號(hào)與噪聲信號(hào)相位相反，從而實(shí)現(xiàn)噪聲抵消。第二路正反饋實(shí)現(xiàn)了等效跨導(dǎo)和輸入匹配的折衷，拓展了混頻器的工作頻帶帶寬。

3.對(duì)稱開關(guān)管構(gòu)成的開關(guān)級(jí)(3)由兩對(duì)對(duì)稱的NMOS開關(guān)管組成雙平衡結(jié)構(gòu)。NM5、NM6的源端接NM1的漏端，NM7、NM8的源端接NM2的漏端，將通過跨導(dǎo)級(jí)轉(zhuǎn)換得到的電流信號(hào)輸入至開關(guān)級(jí)。NM5、NM8的柵端接正向本振信號(hào)LO+，NM6、NM7的柵端接負(fù)向本振信號(hào)LO-。NM5、NM6、NM7和NM8的通斷通過本振信號(hào)控制，從而實(shí)現(xiàn)了射頻信號(hào)的頻譜搬移，并提高了本振信號(hào)和中頻信號(hào)饋通干擾的抑制能力。NM5、NM6、NM7和NM8的柵端分別使用大電阻R11、R12和R13連接至偏置VBLO。

4.共模反饋有源負(fù)載構(gòu)成的負(fù)載級(jí)(4)用PMOS放大管PM1的漏端連接NM5和NM7的漏端，用PMOS放大管PM2的漏端連接NM6和NM8的漏端，從而將頻率轉(zhuǎn)換后的中頻電流信號(hào)輸入負(fù)載級(jí)。PM1和PM2的柵端相連構(gòu)成公共節(jié)點(diǎn)A，電阻R14連接PM1的漏端和節(jié)點(diǎn)A，電阻R15連接PM2的漏端和節(jié)點(diǎn)A。節(jié)點(diǎn)A可等效為交流信號(hào)虛擬地，R14和R15可等效為交流負(fù)載。PM1和PM2的源端連接電源VDD，分別在PM1和PM2的源漏端之間形成直流通路，交流通路和直流通路的分離，增大了輸出信號(hào)裕度，優(yōu)化了混頻器的線性度性能。電容C9、C10分別跨接在PM1、PM2的漏端和電源VDD之間，其作用是濾除輸出中頻信號(hào)的高頻干擾成分。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點(diǎn)主要體現(xiàn)在如下方面：

1.本發(fā)明降低了混頻器的功耗，由于在跨導(dǎo)級(jí)使用了多路反饋雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)了在一定功耗下更大的等效跨導(dǎo)，優(yōu)化了混頻器的功耗性能。

2.本發(fā)明提高了混頻器的線性度性能，通過在負(fù)載級(jí)使用共模反饋有源負(fù)載，引入交流虛擬地節(jié)點(diǎn)，將直流和交流通路分離，在相同的直流工作點(diǎn)下實(shí)現(xiàn)了更高的交流負(fù)載，從而在提高增益的同時(shí)增大了輸出信號(hào)裕度，優(yōu)化了混頻器的線性度。

3.本發(fā)明對(duì)工作頻帶和噪聲性能進(jìn)行了改進(jìn)。使用共柵的跨導(dǎo)級(jí)結(jié)構(gòu)，且使用多路反饋來實(shí)現(xiàn)增益和輸入匹配的折衷，從而極大的拓展了混頻器的工作頻帶帶寬。多路反饋使輸入信號(hào)和噪聲相位相反，實(shí)現(xiàn)了噪聲抵消，優(yōu)化了混頻器的噪聲因子。

4.本發(fā)明沒有使用片上電感，極大的節(jié)省了芯片的面積，降低了芯片的生產(chǎn)制造成本。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他附圖。

圖1是現(xiàn)有技術(shù)中采用的交叉電容耦合跨導(dǎo)增強(qiáng)的有源混頻器；

圖2是現(xiàn)有技術(shù)中采用的使用有源跨導(dǎo)增強(qiáng)的低噪聲放大器；

圖3是現(xiàn)有技術(shù)中采用的使用共模反饋有源負(fù)載作為負(fù)載級(jí)的有源混頻器；

圖4是本發(fā)明提供的采用多路反饋跨導(dǎo)級(jí)和共模反饋有源負(fù)載的低功耗寬帶射頻混頻器示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。

本發(fā)明提供了一種采用多路反饋跨導(dǎo)級(jí)和共模有源反饋有源負(fù)載的低功耗寬帶射頻混頻器，以解決現(xiàn)有混頻器工作頻帶較窄，噪聲系數(shù)較高的問題，并進(jìn)一步提高線性度和功耗性能。本設(shè)計(jì)的跨導(dǎo)級(jí)引入兩路反饋通路。第一路反饋提高了跨導(dǎo)級(jí)的等效跨導(dǎo)，并通過雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)，使輸入信號(hào)與噪聲信號(hào)相位相反，從而實(shí)現(xiàn)噪聲抵消。第二路正反饋實(shí)現(xiàn)了等效跨導(dǎo)和輸入匹配的折衷，拓展了混頻器的工作頻帶帶寬。并在負(fù)載級(jí)使用共模反饋有源負(fù)載，進(jìn)一步增大了混頻器的輸出信號(hào)裕度，中頻信號(hào)經(jīng)過去耦電容，濾除高頻干擾成分，使中頻輸出信號(hào)的頻譜表現(xiàn)更加優(yōu)異。并通過調(diào)節(jié)各放大管的工作狀態(tài)，使用先進(jìn)制造工藝，可得到最好性能。

進(jìn)一步地闡述發(fā)明具體實(shí)施方法，如圖4所示：電阻電容構(gòu)成的信號(hào)輸入級(jí)(1)通過電容C2和C3連接至差分輸入信號(hào)源。將差分輸入信號(hào)交流耦合接入主跨導(dǎo)管NM1和NM2的源端。電阻R2連接NM1的源端和電源地，電阻R3連接NM2的源端和電源地。多路反饋雙重跨導(dǎo)增強(qiáng)結(jié)構(gòu)構(gòu)成的跨導(dǎo)級(jí)(2)分別用NMOS放大管NM3、NM4的源端連接輸入差分信號(hào)，電容C1、C4分別連接NM3和NM4的柵端和與其源端極性相反的差分輸入信號(hào)。電阻R9和R10分別連接NM3、NM4的漏端與電源VDD，電容C6、C7分別連接NM1、NM2的柵端與NM3、NM4的漏端。PMOS放大管PM3和PM4的漏端分別接差分輸入信號(hào)，PM3和PM4的柵端分別通過電容C5、C8連接至NM3、NM4的漏端，PM3和PM4的源端接電源VDD。分別使用大電阻R6、R7連接NM1、NM2的柵端至偏置VBNMOS1，NM3、NM4的柵端分別使用大電阻R1、R4連接至偏置VBNMOS2，PM3、PM4的柵端分別使用大電阻R5、R8連接至偏置VPMOS。對(duì)稱開關(guān)管構(gòu)成的開關(guān)級(jí)(3)為兩對(duì)對(duì)稱的NMOS開關(guān)管構(gòu)成。NM5、NM6的源端接NM1的漏端，NM7、NM8的源端接NM2的漏端。NM5、NM6、NM7和NM8的柵端分別使用大電阻R11、R12和R13連接至偏置VBLO。共模反饋有源負(fù)載構(gòu)成的負(fù)載級(jí)(4)用PMOS放大管PM1的漏端連接NM5和NM7的漏端，用PMOS放大管PM2的漏端連接NM6和NM8的漏端，PM1和PM2的柵端相連構(gòu)成公共節(jié)點(diǎn)A，電阻R14連接PM1的漏端和節(jié)點(diǎn)A，電阻R15連接PM2的漏端和節(jié)點(diǎn)A，PM1和PM2的源端連接電源VDD，電容C9、C10分別跨接在PM1、PM2的漏端和電源VDD之間。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明披露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。