本發(fā)明涉及電子技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種環(huán)形振蕩電路。

背景技術(shù)：

對(duì)于大多數(shù)系統(tǒng)級(jí)芯片(systemonachip，soc)，振蕩器能夠?yàn)樾酒峁r(shí)鐘信號(hào)，是必不可少的組成部分。在各種類型的振蕩器中，環(huán)形振蕩器不需要外掛晶體，也不需要使用lc調(diào)諧電路，即可工作。環(huán)形振蕩器(ringoscillator，rosc)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單起振容易，成本低廉，且通常不需要額外引腳，適用于一些對(duì)頻率精度要求不高但對(duì)功耗和電路面積要求較高的應(yīng)用場(chǎng)合，例如單片機(jī)的看門狗時(shí)鐘。

現(xiàn)有的環(huán)形振蕩器，通常是由三個(gè)或者更多奇數(shù)個(gè)反相器構(gòu)成，相鄰兩個(gè)反相器中的前一個(gè)反相器的輸出端與后一個(gè)反相器的輸入端連接，且最后一個(gè)反相器的輸出端連接到第一個(gè)反相器的輸出端，所有反相器一起構(gòu)成環(huán)狀。

但是，采用反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器中，反相器的功耗可控性較差，因此由反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器的功耗可控性也較差。現(xiàn)有技術(shù)中出現(xiàn)了一種采用單邊電流源做負(fù)載的環(huán)形振蕩器，相比于現(xiàn)有的由反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器，具有很好的功耗控制效果。

然而，采用單邊電流源做負(fù)載的環(huán)形振蕩器存在輸出時(shí)鐘信號(hào)占空可調(diào)性低的問題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的技術(shù)問題是如何提高環(huán)形振蕩器的輸出時(shí)鐘信號(hào)占空比的可調(diào)范圍。

為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明實(shí)施例提供一種環(huán)形振蕩電路，包括：電流鏡像電路單元、振蕩電路單元、開關(guān)整形電路單元以及反相器，其中：所述電流鏡像電路單元，與所述振蕩電路單元耦接，適于為所述振蕩電路單元 以及所述開關(guān)整形電路單元提供鏡像電流；所述振蕩電路單元，輸入端與所述電流鏡像電路單元耦接，包括n個(gè)首尾相連組成環(huán)狀的振蕩子單元，且其中至少一個(gè)振蕩子單元的負(fù)載電容為可調(diào)電容模塊，n為奇數(shù)且n≥3；所述開關(guān)整形電路單元，與所述振蕩電路單元的輸出端耦接，適于根據(jù)所述振蕩電路單元的輸出電壓導(dǎo)通或斷開，以對(duì)所述振蕩電路單元的輸出電壓波形進(jìn)行整形；所述反相器，與所述開關(guān)整形電路單元的輸出端耦接。

可選的，所述開關(guān)整形電路單元包括：第一nmos管以及第一pmos管，其中：所述第一pmos管，源極與預(yù)設(shè)電壓源耦接，柵極與所述電流鏡像電路單元的電流輸出端耦接，漏極與所述第一nmos管的漏極連接；所述第一nmos管，源極與地線耦接，柵極與所述振蕩電路單元的輸出端耦接，漏極與所述反相器的輸入端耦接。

可選的，所述振蕩子單元包括：第二pmos管、第二nmos管以及負(fù)載電容，其中：所述第二pmos管的源極與預(yù)設(shè)電壓源耦接，柵極與所述電流鏡像電路單元的電流輸出端耦接，漏極與所述第二nmos管的漏極耦接；所述第二nmos管的源極與地線耦接，柵極與前一級(jí)振蕩子單元中的第二pmos管的漏極耦接，漏極與后一級(jí)振蕩子單元中的第二nmos管的柵極耦接；所述負(fù)載電容的第一端與所述第二nmos管的漏極耦接，第二端與地線耦接。

可選的，所述可調(diào)電容模塊包括：至少兩個(gè)相互并聯(lián)的電容，且其中至少一個(gè)電容與對(duì)應(yīng)的開關(guān)串聯(lián)。

可選的，所述電流鏡像電路單元包括：第五pmos管以及電流源，其中：所述第五pmos管，源極與預(yù)設(shè)電壓源耦接，柵極與漏極耦接且作為所述電流鏡像電路單元的電流輸出端，漏極與所述電流源的輸入端耦接；所述電流源，輸出端與地線耦接。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案具有以下有益效果：

在振蕩子單元中使用可調(diào)電容模塊，通過對(duì)可調(diào)電容模塊的電容值進(jìn)行調(diào)整，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)振蕩電路的輸出電壓波形的占空比進(jìn)行調(diào)整。通過增加或減小可調(diào)電容模塊的電容值，即可對(duì)應(yīng)調(diào)高或降低振蕩電路的輸出時(shí)鐘信號(hào) 的占空比，提高輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比的可調(diào)性。

開關(guān)整形電路單元耦接在振蕩電路單元的輸出端，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓大于一定值時(shí)導(dǎo)通，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓小于一定值時(shí)斷開，向反相器輸入電壓的時(shí)長(zhǎng)降低，可以降低環(huán)形振蕩電路的功耗。

附圖說明

圖1是現(xiàn)有技術(shù)中一種環(huán)形振蕩電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖2是本發(fā)明實(shí)施例中的一種環(huán)形振蕩電路的結(jié)構(gòu)圖；

圖3是本發(fā)明實(shí)施例中的一種可調(diào)電容模塊的結(jié)構(gòu)圖。

具體實(shí)施方式

采用反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器中，反相器的功耗可控性較差，因此由反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器的功耗可控性也較差。現(xiàn)有技術(shù)中出現(xiàn)了一種采用單邊電流源做負(fù)載的環(huán)形振蕩器，相比于現(xiàn)有的由反相器構(gòu)成的環(huán)形振蕩器，具有很好的功耗控制效果。但是，采用單邊電流源做負(fù)載的環(huán)形振蕩器存在占空比較差的問題。

參照?qǐng)D1，給出了現(xiàn)有的一種環(huán)形振蕩電路的結(jié)構(gòu)圖。圖1中，環(huán)形振蕩電路包括電流鏡像電路單元、振蕩電路單元以及反相器。

電流鏡像電路單元包括pmos管mp5以及預(yù)設(shè)電流源，其中：pmos管mp5的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd耦接，柵極與漏極耦接且耦接端作為電流輸出端，漏極與預(yù)設(shè)電流源的輸入端耦接；預(yù)設(shè)電流源的輸出端與地線耦接。

振蕩電路單元共包括三個(gè)振蕩子單元，其中：nmos管mn2、pmos管mp2以及負(fù)載電容c1組成第一振蕩子單元；nmos管mn3、pmos管mp3以及負(fù)載電容c2組成第二振蕩子單元；nmos管mn4、pmos管mp4以及負(fù)載電容c3組成第三振蕩子單元。第一振蕩子單元、第二振蕩子單元以及第三振蕩子單元首尾連接構(gòu)成環(huán)狀。

在第一振蕩子單元中，pmos管mp2的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd耦接，柵極與pmos管mp5的柵極耦接，漏極與nmos管mn2的漏接耦接；nmos管mn2的源極與地線耦接，柵極與前一級(jí)振蕩子單元(即第三振蕩子單元) 中的pmos管mp4的漏極耦接，漏極與后一級(jí)振蕩子單元(即第二振蕩子單元)中的nmos管mn3的柵極耦接。負(fù)載電容c1的第一端與nmos管mn2的漏極耦接，第二端與地線耦接。

在第二振蕩子單元中，pmos管mp3的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd耦接，柵極與第五pmos管mp5的柵極耦接，漏極與nmos管mn3的漏接耦接；nmos管mn3的源極與地線耦接，柵極與前一級(jí)振蕩子單元(即第一振蕩子單元)中的pmos管mp2的漏極耦接，漏極與后一級(jí)振蕩子單元(即第三振蕩子單元)中的nmos管mn4的柵極耦接。負(fù)載電容c2的第一端與nmos管mn3的漏極耦接，第二端與地線耦接。

在第三振蕩子單元中，pmos管mp4的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd耦接，柵極與第五pmos管mp5的柵極耦接，漏極與nmos管mn4的漏接耦接且耦接端作為振蕩電路單元的輸出端；nmos管mn4的源極與地線耦接，柵極與前一級(jí)振蕩子單元(即第二振蕩子單元)中的pmos管mp3的漏極耦接，漏極與后一級(jí)振蕩子單元(即第一振蕩子單元)中的nmos管mn2的柵極耦接。負(fù)載電容c2的第一端與nmos管mn3的漏極耦接，第二端與地線耦接。

反相器的輸入端與pmos管mp4的漏極以及nmos管mn4的漏接耦接。

圖1中提供的環(huán)形振蕩電路輸出的時(shí)鐘信號(hào)占空比通常是固定不可調(diào)的，輸出的時(shí)鐘信號(hào)的占空比通常不到30％。而在實(shí)際應(yīng)用中，可能會(huì)遇到一些對(duì)時(shí)鐘信號(hào)占空比存在特殊要求的場(chǎng)合，或者是遇到一些要求時(shí)鐘信號(hào)占空比可調(diào)的場(chǎng)合。例如，要求時(shí)鐘信號(hào)的占空比為50％，或者要求時(shí)鐘信號(hào)的占空比在30％～75％之間。在這些特殊應(yīng)用場(chǎng)景下，現(xiàn)有的環(huán)形振蕩電路由于輸出時(shí)鐘信號(hào)占空比不可調(diào)，已經(jīng)無法滿足需求。

在本發(fā)明實(shí)施例中，在振蕩子單元中使用可調(diào)電容模塊，通過對(duì)可調(diào)電容模塊的電容值進(jìn)行調(diào)整，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)振蕩電路的輸出電壓波形的占空比進(jìn)行調(diào)整。通過增加或減小可調(diào)電容模塊的電容值，即可對(duì)應(yīng)調(diào)高或降低振蕩電路的輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比，提高輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比的可調(diào)性。

為使本發(fā)明的上述目的、特征和有益效果能夠更為明顯易懂，下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例做詳細(xì)的說明。

本發(fā)明實(shí)施例提供了一種環(huán)形振蕩電路，包括：電流鏡像電路單元、振蕩電路單元、開關(guān)整形電路單元以及反相器。

在具體實(shí)施中，電流鏡像電路單元，與振蕩電路單元以及開關(guān)整形電路單元耦接，為振蕩電路單元以及開關(guān)整形電路單元提供鏡像電流。電流鏡像電路單元可以包括電流輸出端，電流輸出端分別與振蕩電路單元以及開關(guān)整形電路單元耦接。

振蕩電路單元，輸入端與電流鏡像電路單元的電流輸出端耦接。振蕩電路單元可以包括n個(gè)首尾相連組成環(huán)狀的振蕩子單元，n≥3且n為奇數(shù)。n個(gè)振蕩子單元中的至少一個(gè)振蕩子單元的負(fù)載電容為可調(diào)電容模塊。

在本發(fā)明實(shí)施例中，n個(gè)振蕩子單元的結(jié)構(gòu)相同，每一個(gè)振蕩子單元中可以包括一個(gè)第二pmos管、一個(gè)第二nmos管以及一個(gè)負(fù)載電容c，其中：

第二pmos管的源極與預(yù)設(shè)電壓源耦接，柵極與電流鏡像電路單元的電流輸出端耦接，漏極與第二nmos管的漏極耦接；第二nmos管的源極與地線耦接，柵極與前一級(jí)振蕩子單元中的第二pmos管的漏極耦接，漏極與后一級(jí)振蕩子單元中的第二nmos管的柵極耦接；負(fù)載電容的第一端與第二nmos管的漏極耦接，第二端與地線耦接。

開關(guān)整形單元，與振蕩電路單元的輸出端耦接，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓發(fā)生變化時(shí)，開關(guān)整形單元隨之導(dǎo)通或斷開，從而對(duì)振蕩電路單元的輸出電壓波形進(jìn)行整形。

在本發(fā)明實(shí)施例中，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓大于預(yù)設(shè)值時(shí)，開關(guān)整形電路導(dǎo)通；當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓小于預(yù)設(shè)值時(shí)，開關(guān)整形電路斷開。

反相器，與開關(guān)整形電路單元的輸出端耦接，適于對(duì)開關(guān)整形電路單元輸出的電壓波形的相位進(jìn)行反轉(zhuǎn)。

在實(shí)際應(yīng)用中，環(huán)形振蕩器輸出的時(shí)鐘信號(hào)的占空比與各振蕩子單元的負(fù)載電容之間的比值相關(guān)。通常情況下，各振蕩子單元的負(fù)載電容相等，因此理論上環(huán)形振蕩器輸出的時(shí)鐘信號(hào)的占空比為33％。

而在本發(fā)明實(shí)施例中，在振蕩子單元中使用可調(diào)電容模塊，通過對(duì)可調(diào) 電容模塊的電容值進(jìn)行調(diào)整，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)振蕩電路的輸出電壓波形的占空比進(jìn)行調(diào)整。通過增加或減小可調(diào)電容模塊的電容值，即可對(duì)應(yīng)調(diào)高或降低振蕩電路的輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比，提高輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比的可調(diào)性。

在實(shí)際應(yīng)用中，采用單邊電流源作為負(fù)載的環(huán)形振蕩器輸出的時(shí)鐘信號(hào)波形為三角波。時(shí)鐘信號(hào)輸入至反相器，反相器存在一定的開啟電壓，也即當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)的電壓值大于或等于開啟電壓時(shí)，反相器才將輸入的時(shí)鐘信號(hào)反轉(zhuǎn)，而時(shí)鐘信號(hào)的電壓從0上升至開啟電壓需要一定的時(shí)間，在這個(gè)時(shí)間之內(nèi)反相器是處于未開啟狀態(tài)的，因此存在較大的功耗。

在本發(fā)明實(shí)施例中，在振蕩電路單元的輸出端耦接開關(guān)整形電路單元，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓大于一定值時(shí)導(dǎo)通，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓小于一定值時(shí)斷開，從而對(duì)振蕩電路單元的輸出電壓波形進(jìn)行整形，改變輸出電壓波形的斜率，使得反相器能夠快速地響應(yīng)輸出電壓的波形變化，可以降低環(huán)形振蕩電路的功耗。

下面對(duì)本發(fā)明上述實(shí)施例中提供的環(huán)形振蕩電路進(jìn)行具體的介紹。

參照?qǐng)D2，給出了本發(fā)明實(shí)施例中的一種環(huán)形振蕩電路的具體電路圖。下面結(jié)合圖1進(jìn)行具體說明。

圖2中，第五pmos管mp5與預(yù)設(shè)電流源組成環(huán)形振蕩電路的電流鏡像電路單元。

在電流鏡像電路單元中，第五pmos管mp5的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd耦接，柵極與漏極耦接且耦接端作為電流鏡像電路單元的電流輸出端，漏極與預(yù)設(shè)電流源的輸入端耦接；預(yù)設(shè)電流源的輸出端與地線耦接。

圖2中的振蕩電路單元的具體電路連接關(guān)系可以參照本發(fā)明上述實(shí)施例中對(duì)圖1的描述，此處不做贅述。

從圖2可以獲知，與圖1相比，本發(fā)明實(shí)施例中提供的環(huán)形振蕩電路多了開關(guān)整形電路單元，所述開關(guān)整形電路單元由第一pmos管mp1與第一nmos管mn1組成。

在開關(guān)整形電路單元中，第一pmos管mp1的源極與預(yù)設(shè)電壓源vdd 耦接，柵極與電流鏡像電路單元的電流輸出端(也即第五pmos管mp5的柵極)耦接，漏極與第一nmos管mn1的漏極耦接；第一nmos管mn1的源極與地線耦接，柵極與nmos管mn4的漏極以及pmos管mp4的漏極耦接，漏極與反相器的輸入端耦接。

此外，在本發(fā)明實(shí)施例中，與圖1中的環(huán)形振蕩電路所不同的是，在三個(gè)振蕩子單元中，三個(gè)負(fù)載電容c1、c2、c3中的至少一個(gè)為可調(diào)電容模塊，可調(diào)電容模塊是指電容值能夠進(jìn)行調(diào)整的電容模塊。相應(yīng)地，負(fù)載電容c1、c2、c3中最多只存在兩個(gè)不可調(diào)電容，不可調(diào)電容是指電容值固定的電容。可調(diào)電容模塊的電容值可以與不可調(diào)電容的電容值相等，也可以不等；不可調(diào)電容之間的電容值相等。

例如，負(fù)載電容c2為可調(diào)電容模塊，負(fù)載電容c1以及負(fù)載電容c3為不可調(diào)電容，則負(fù)載電容c1的電容值與負(fù)載電容c2的電容值相等，且均小于負(fù)載電容c2的電容值。

參照?qǐng)D3，給出了本發(fā)明一實(shí)施例中的可調(diào)電容模塊的結(jié)構(gòu)示意圖，負(fù)載電容c2為可調(diào)電容模塊，包括四個(gè)相互并聯(lián)的電容：依次為電容c21、電容c22、電容c23以及電容c24，其中：電容c21的電容值與負(fù)載電容c1的電容值以及負(fù)載電容c3的電容值相等；電容c22與開關(guān)s1串聯(lián)，且電容值與負(fù)載電容c1的電容值相等；電容c23與開關(guān)s2串聯(lián)，且電容值是負(fù)載電容c1的1/2；電容c24與開關(guān)s3串聯(lián)，且電容值是負(fù)載電容c1的1/4。

可以理解的是，負(fù)載電容c2中的電容的大小也可以根據(jù)實(shí)際需要的時(shí)鐘信號(hào)占空比進(jìn)行設(shè)定。此外，負(fù)載電容c2還可以單獨(dú)的一個(gè)可以調(diào)節(jié)電容值的電容。

當(dāng)需要調(diào)整環(huán)形振蕩電路的輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比時(shí)，可以調(diào)整開關(guān)s1、s2、s3的狀態(tài)，控制開關(guān)s1、s2以及s3導(dǎo)通或者閉合。輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比與負(fù)載電容c2的電容值相關(guān)，可以采用如下公式計(jì)算輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比：

d＝[cx/(2×c+cx)]×100％；

其中，d為輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比，cx為可調(diào)電容模塊的電容值，c為 負(fù)載電容c1的電容值。

當(dāng)開關(guān)s1閉合，且開關(guān)s2以及s3均斷開時(shí)，此時(shí)，可調(diào)電容模塊的電容值為2c，則輸出時(shí)鐘信號(hào)的占空比為d＝[2c/(2×c+2c)]×100％＝50％。

下面對(duì)圖2中提供的環(huán)形振蕩電路的工作原理進(jìn)行描述。

圖2中，第五pmos管mp5與第一pmos管mp1、pmos管mp2、pmos管mp3以及pmos管mp4分別構(gòu)成電流鏡，因此，第五pmos管mp5的漏極電流分別與第一pmos管mp1的漏極電流、pmos管mp2的漏極電流、pmos管mp3的漏極電流以及pmos管mp4的漏極電流均相等。

當(dāng)nmos管mn4導(dǎo)通時(shí)，意味著nmos管mn4的柵極電壓大于等于nmos管mn4的閾值電壓vt_mn4，也即nmos管mn3的漏極電壓大于等于nmos管mn4的閾值電壓vt_mn4，因此，nmos管mn3處于截止?fàn)顟B(tài)。

nmos管mn4導(dǎo)通時(shí)，其漏極電壓迅速下拉至0。此時(shí)，nmos管mn2的柵極電壓為0，因此nmos管mn2截止。由于電流鏡像電路單元一直在輸出恒定的電流，因此nmos管mn2的漏極電壓逐漸增加。

當(dāng)nmos管mn2的漏極電壓增加到nmos管mn3的閾值電壓vt_mn3時(shí)，nmos管mn3導(dǎo)通。nmos管mn3導(dǎo)通時(shí)，其漏極電壓迅速下拉至0。此時(shí)，nmos管mn4的柵極電壓為0，因此nmos管mn4從導(dǎo)通狀態(tài)切換至截止?fàn)顟B(tài)。

當(dāng)nmos管mn4處于截止?fàn)顟B(tài)時(shí)，其漏極電壓逐漸增加。當(dāng)nmos管mn4的漏極電壓增加到nmos管mn2的閾值電壓vt_mn2時(shí)，nmos管mn2導(dǎo)通。當(dāng)nmos管mn2導(dǎo)通時(shí)，其漏極電壓迅速下拉至0。此時(shí)，nmos管mn3從導(dǎo)通狀態(tài)切換至截止?fàn)顟B(tài)。nmos管mn3的漏極電壓逐漸增加，當(dāng)增加到nmos管mn4的閾值電壓vt_mn4時(shí)，nmos管mn4導(dǎo)通。

從上述分析中可知，當(dāng)nmos管mn4截止時(shí)，nmos管mn4的漏極電壓逐漸增加。當(dāng)nmos管mn4的漏極電壓增加值第一nmos管mn1的閾值電壓vt_mn1時(shí)，第一nmos管mn1導(dǎo)通，輸入至反相器的電壓被迅速拉低至0，此時(shí)，反相器輸出高電平信號(hào)。當(dāng)nmos管mn4導(dǎo)通時(shí)，第一nmos管mn1的柵極電壓為0，因此第一nmos管mn1截止。第一nmos管mn1的 漏極電壓逐漸增加，也即輸入至反相器的電壓逐漸上升。當(dāng)?shù)谝籲mos管mn1的漏極電壓上升至反相器的開啟電壓時(shí)，反相器開啟，此時(shí)，反相器輸出低電平信號(hào)。

在實(shí)際應(yīng)用中可知，圖1中的環(huán)形振蕩電路輸出的電壓波形是三角波。當(dāng)nmos管mn4導(dǎo)通時(shí)，輸入至反相器的電壓被迅速拉低至0；當(dāng)nmos管mn4截止時(shí)，輸入至反相器的電壓緩慢上升，雖然反相器沒有開啟，但是反相器仍存在較大的功耗。

而在本發(fā)明實(shí)施例中，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓大于等于第一nmos管mn1閾值電壓vt_mn1時(shí)，第一nmos管mn1才導(dǎo)通，反相器的輸入端才有電壓輸入。也就是說，當(dāng)振蕩電路單元的輸出電壓小于第一nmos管mn1閾值電壓vt_mn1時(shí)，反相器的輸入端并沒有電壓輸入。因此，反相器輸入端輸入電壓的時(shí)長(zhǎng)較短，因此環(huán)形振蕩電路的功耗有效降低。

雖然本發(fā)明披露如上，但本發(fā)明并非限定于此。任何本領(lǐng)域技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，均可作各種更動(dòng)與修改，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)當(dāng)以權(quán)利要求所限定的范圍為準(zhǔn)。