專利名稱：一種平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電能質(zhì)量檢測技術(shù)領(lǐng)域，具體地說是涉及一種高精度的數(shù)字鎖相方 法。
背景技術(shù)：
實(shí)時(shí)相位同步方法需滿足收斂速度要快、相位估計(jì)精度高、抗干擾能力強(qiáng)等幾方 面要求。鎖相環(huán)(PLL)是目前使用最普遍的相位同步方法，其廣泛應(yīng)用于電力系統(tǒng)信號采 集方面、電力電子裝置的控制，是柔性交流輸電系統(tǒng)(FACTS)中的重要組成部分。它用于獲 得準(zhǔn)確實(shí)時(shí)的相位信息，提供計(jì)算基準(zhǔn)，其性能對于整個(gè)控制系統(tǒng)的性能至關(guān)重要。如在有 源電力濾波器(APF)的計(jì)算和控制過程中，所需的基波相位信息由同步模塊中PLL環(huán)節(jié)提 供。在控制過程中要求鎖相電路必須在存在電壓畸變?nèi)缰C波、頻率突變、相位突變以及三相 不平衡條件下，能夠快速、準(zhǔn)確地鎖定電壓相位。常用鎖相環(huán)一般采用過零比較的方法，通過檢測過零點(diǎn)的時(shí)間來計(jì)算相位，但其 動態(tài)性能較差，過零點(diǎn)的檢測對諧波、直流偏移和其他干擾非常敏感，實(shí)際應(yīng)用效果不佳。 對于三相鎖相的要求，可以采用三個(gè)單相鎖相環(huán)獨(dú)立進(jìn)行相位鎖定或者是一個(gè)三相鎖相環(huán) 進(jìn)行鎖定，但獨(dú)立的單相鎖相環(huán)之間的同步處理較難實(shí)現(xiàn)，且一般只能對某一設(shè)定基頻進(jìn) 行相位鎖定，出現(xiàn)頻率偏差時(shí)鎖相效果較差，而后者的則可以在信號發(fā)生頻率變化的同時(shí) 同步有效地鎖定相位，在滿足實(shí)時(shí)性要求的前提下動態(tài)地跟蹤輸出同頻同相位的正弦波， 不會出現(xiàn)三相間的相位偏差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種能在頻率發(fā)生變動時(shí)能有效鎖定相位的平衡誤差消除 式的高精度數(shù)字鎖相方法。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案本發(fā)明包括以下步驟①、對三相瞬時(shí)采樣值進(jìn)行d、q坐標(biāo)變換，得到第i相的相位給定值θ i，其中θ i 可以為θ a或0b或θ c ;根據(jù)所述的相位給定值θ i和相位跟蹤輸出值θν得到相位差 信號Δ θ ν，相位差信號Δ θ ν經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器鎖定到輸入信號的角頻率ω，對角頻率ω進(jìn) 行積分得到第i相的相角I θ i ；②、對應(yīng)于步驟①中的第i相，將第i相的瞬時(shí)采樣值作為輸入信號分別與 sin (t), cos (t)數(shù)據(jù)池進(jìn)行相乘得到Uinsinw和Uin—。。s(t)，根據(jù)所得結(jié)果分別進(jìn)行周期平均
得到Xc和Yc，而第i相的相角II θ 2即為化=arctan( Tf)③、對所述的相角I θ工和相角II θ 2進(jìn)行加權(quán)平均，得到最終的相位角θ。在步驟①中，相位跟蹤輸出值θ V為對PI調(diào)節(jié)器鎖定的輸入信號角頻率ω進(jìn)行 積分得到的相位值。
上述的步驟①還包括通過反饋控制使Δ θ V = 0。上述的步驟②還包括對Uin sinw和Uin。。s(t)進(jìn)行周期平均后，再進(jìn)行去零檢測，最 后計(jì)算第i相的相角II θ 2。上述的步驟③中，對相角I θ工和相角II θ 2進(jìn)行加權(quán)數(shù)學(xué)平均，得到最終的相位角上述的三相瞬時(shí)采樣值均為電壓值。采用該技術(shù)方案的本發(fā)明，針對一般過零檢測的常用鎖相環(huán)動態(tài)性能差，易受直 流偏移等干擾影響，鎖相效果差的缺點(diǎn)和單相鎖相環(huán)同步性差的不足，采用三相鎖相環(huán)技 術(shù)，利用d、q坐標(biāo)變換檢測相位和頻率信息，在頻率發(fā)生變動時(shí)仍能有效地鎖定相位，輸出 同頻同相位的正弦波，動態(tài)特性較理想，能夠滿足實(shí)時(shí)性要求。同時(shí)還對信號另進(jìn)行三相鎖 相環(huán)相位檢測，利用自有的sin、cos數(shù)據(jù)進(jìn)行計(jì)算，得出和設(shè)定相位的差角，從而確定信號 的相位。最后再比對兩種算法的相位，采用數(shù)學(xué)平均法，進(jìn)一步減小相位誤差。在輸入三相實(shí)時(shí)變量存在諧波干擾的誤差情況下，當(dāng)θ kl = 50°，Ulk = 310V, U3k =50V, U5k = 30V, θ3η= θ5η = 0°。得到鎖相環(huán)的仿真輸出如圖4所示。圖4為鎖相環(huán) 的輸出電壓與輸入的a相電壓波形，其中E線代表鎖相環(huán)輸出，F(xiàn)線代表A相輸入。圖5為對應(yīng)的0. 04s后鎖相環(huán)穩(wěn)態(tài)輸出波形的FFT分析，由圖可以讀出其中三、五 次含量分別為5. 3V，1. 5V(諧波含量均以310V為基波幅值)，其他次諧波含量均在IV以 下，可以忽略。前面的理論分析可知ιιΔ的特征次諧波含量為輸入的低一次頻率諧波，在此 條件下二次和四次諧波的含量最高，相應(yīng)地鎖相環(huán)輸出波形應(yīng)該為三次和五次諧波含量。 圖5也說明了這一點(diǎn)。在輸入三相實(shí)時(shí)變量存在三相不平衡和諧波干擾誤差情況下，在輸入電壓含有大 量高次諧波，并且基波不對稱的條件下，三相仿真輸入的波形如圖6所示，其各次諧波含量 如表1所示。
一 ι 次Hk~
幅值角幅角 幅 角幅角
_度值度值度值度
L0019」Α 相 3IOV 50°80V 100°~50V 5o°30V 30。
B 相 360V 50° 80V 100。 50V 60° 30V 30° C 相 260V 50。 80V ioo° 50V 6o° 30V 30。表 1對相應(yīng)的鎖相過程中的瞬時(shí)輸出相位進(jìn)行分析，穩(wěn)態(tài)時(shí)波動情況為最小值為 42.18°，最大值為57. 82°，平均值為50. 92°?？梢娫诨冚^嚴(yán)重的情況下，瞬時(shí)相位會 有較大的波動，將導(dǎo)致輸出的波形出現(xiàn)畸變。圖7為鎖相輸出波形與a相輸入波形，其中G線代表鎖相環(huán)輸出，H線代表A相輸 入。表2中列出了鎖相環(huán)鎖相環(huán)穩(wěn)態(tài)輸出波形的各次諧波含量，其中2、3、5倍頻含量較高， 分別由輸入基波不平衡和含3、5、7次特征諧波引起。其他次幾乎可以忽略，7倍頻在經(jīng)過鎖 相環(huán)后衰減，可以忽略。
表2
基波2次3次 4次5次6次7次308V12. 95V12. 52V 1. 13V2. 39V0. 88V0. 26V


圖1為本發(fā)明的原理圖；圖2為本發(fā)明實(shí)施例中的開環(huán)傳遞函數(shù)波特圖；圖3為本發(fā)明實(shí)施例中的閉環(huán)傳遞函數(shù)波特圖；圖4為本發(fā)明輸入三相實(shí)時(shí)變量存在諧波干擾的誤差情況下的PLL的輸出波形與 輸入比較圖；圖5為本發(fā)明輸入三相實(shí)時(shí)變量存在諧波干擾的誤差情況下的鎖相環(huán)輸出的FFT 分析結(jié)果；圖6為本發(fā)明在輸入三相實(shí)時(shí)變量存在三相不平衡和諧波干擾誤差情況下三相 輸入波形；圖7為本發(fā)明在輸入三相實(shí)時(shí)變量存在三相不平衡和諧波干擾誤差情況下諧波 和不平衡情況下的鎖相環(huán)輸出。
具體實(shí)施例方式如圖1所示，本發(fā)明包括以下步驟①、檢測三相瞬時(shí)電壓Ua、Ub, Uc,利用變換矩陣M進(jìn)行d、q坐標(biāo)變換，其 中，d、q坐標(biāo)變換完成了普通PLL結(jié)構(gòu)中的鑒相器功能。另外需要指出的是，本實(shí)施 例中，采樣的為瞬時(shí)電壓值，也可以三相電流值；另外，d、q坐標(biāo)變換的變換矩陣M為
-1/2 -1/2"
2 I 3
-I
M
0 -Λ/3/2 Λ/3/2
。經(jīng)過d、q坐標(biāo)變換得到第i相的相位給定值θ i，其中θ i可
以為Qa或0b或ec，在本實(shí)施例中，以A相為例說明，即經(jīng)過變換得到A相的相位給定值 θ a。然后，根據(jù)相位給定值θ a和相位跟蹤輸出值θ V得到相位差信號Δ θ V，相位差信號 Δ θ ν經(jīng)過一個(gè)采樣周期的延遲Tsz/(ζ-1)后進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，其中Ts為采樣周期。對PI調(diào)節(jié) 器鎖定的輸入信號角頻率ω進(jìn)行積分得到A相的相角I θ 10需要說明的是，通過坐標(biāo)變換 和PI調(diào)節(jié)，理想的穩(wěn)態(tài)情況下應(yīng)該有Δ θν = 0。但是在實(shí)際情況中，應(yīng)通過反饋控制使得 δ θν = ο，從而οη+θν= on+eal，即鎖相環(huán)最終輸出的電角度為α相的基波電角度θ1()以一個(gè)實(shí)際情況為例，延時(shí)由一階慣性環(huán)節(jié)近似表示。其中，Ts = IOus, φν=ω + θν φα 二 ω + θα]
yο設(shè)計(jì)取Gu = 2400，kp = 0. 17，Iii = 30. 78則開環(huán)傳遞函數(shù)為
Gjs) = ^= 4術(shù) + 73872 ‘Αφ IxlO"5 ^3 +^2閉環(huán)傳遞函數(shù)為
權(quán)利要求
一種平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在于，它包括以下步驟①、對三相瞬時(shí)采樣值進(jìn)行d、q坐標(biāo)變換，得到第i相的相位給定值θi，其中θi可以為θa或θb或θc；根據(jù)所述的相位給定值θi和相位跟蹤輸出值θv得到相位差信號Δθv，相位差信號Δθv經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器鎖定到輸入信號的角頻率ω，對角頻率ω進(jìn)行積分得到第i相的相角Iθ1；②、對應(yīng)于步驟①中的第i相，將第i相的瞬時(shí)采樣值作為輸入信號分別與sin(t)、cos(t)數(shù)據(jù)池進(jìn)行相乘得到Uin_sin(t)和Uin_cos(t)，根據(jù)所得結(jié)果分別進(jìn)行周期平均得到XC和YC，而第i相的相角IIθ2即為③、對所述的相角Iθ1和相角IIθ2進(jìn)行加權(quán)平均，得到最終的相位角θ。F2009100655002C0000011.tif
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在于，在步 驟①中，所述的相位跟蹤輸出值θ ν為對PI調(diào)節(jié)器鎖定的輸入信號角頻率ω進(jìn)行積分得 到的相位值。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在于，所述 的步驟①還包括通過反饋控制使Δ θ ν = 0。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在于，所述 的步驟②還包括對Uin sinw和U一ω進(jìn)行周期平均后，再進(jìn)行去零檢測，最后計(jì)算第i相 的相角Π θ 2。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在于所 述的步驟③中，對相角I θ i和相角II θ 2進(jìn)行加權(quán)數(shù)學(xué)平均，得到最終的相位角θ，即2
6.根據(jù)權(quán)利要求1 5任一所述的平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，其特征在 于所述的三相瞬時(shí)采樣值均為電壓值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種平衡誤差消除式的高精度數(shù)字鎖相方法，它包括以下步驟①、對三相瞬時(shí)采樣值進(jìn)行d、q坐標(biāo)變換，得到第i相的相位給定值θi，根據(jù)所述的相位給定值θi和相位跟蹤輸出值θv得到相位差信號Δθv，相位差信號Δθv經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器鎖定到輸入信號的角頻率ω，對角頻率ω進(jìn)行積分得到第i相的相角Iθ1；②、對應(yīng)于步驟①中的第i相，將第i相的瞬時(shí)采樣值作為輸入信號分別與sin(t)、cos(t)數(shù)據(jù)池進(jìn)行相乘得到Uin_sin(t)和Uin_cos(t)，根據(jù)所得結(jié)果分別進(jìn)行周期平均得到XC和YC，而第i相的相角IIθ2即為③、對所述的相角Iθ1和相角IIθ2進(jìn)行加權(quán)平均，得到最終的相位角θ。
文檔編號H03L7/00GK101964655SQ200910065500
公開日2011年2月2日 申請日期2009年7月22日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月22日
發(fā)明者向俊梅, 周保臣, 彭曉華, 楊合嶺, 楚金甫, 解大, 龍翔 申請人:河南森源電氣股份有限公司