專利名稱：發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及利用了功率放大器(以下，稱為PA)的發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法。
背景技術：
圖1表示使用了極化調制方式的典型的發(fā)送裝置的例子。發(fā)送裝置具有
極化信號生成電路l、振幅控制電路2、相位調制信號生成電路3和PA4。在該發(fā)送裝置中，極化信號生成電路1根據輸入信號(也就是發(fā)送調制信號)生成有關發(fā)送調制信號的振幅以及相位的信號。振幅控制電路2基于振幅分量信號而控制對PA4供給的電源電壓，相位調制信號生成電路3基于相位分量信號生成被輸入到PA4的相位調制信號。
實際上，該發(fā)送裝置通過將PA4在壓縮模式(compressed mode )和非壓縮模式(uncompressed mode)之間進行切換，確保發(fā)送功率的動態(tài)范圍(dynamic range)。另外，也可以將壓縮模式稱為飽和動作模式，將非壓縮模式稱為非飽和動作i^莫式。
該發(fā)送裝置在被要求較高的發(fā)送功率時，使PA々以壓縮模式動作。另一方面，發(fā)送裝置在被要求較低的發(fā)送功率時，使PA4以非壓縮模式動作。具體而言，在壓縮模式時，發(fā)送裝置通過根據振幅分量信號改變提供給PA4的電源電壓，進行振幅調制。本質上，該壓縮模式的輸出功率變動(drift,漂移)非常少。另一方面，在非壓縮模式下，發(fā)送裝置以輸出功率變動(漂移)比壓縮模式大的狀態(tài)使PA4動作。
在現有的發(fā)送裝置中，在進行發(fā)送功率控制時，在壓縮模式(C模式)和非壓縮模式(U模式)之間進行切換的情況下，各個模式的特性的差異(溫度引起的變動、時效變化引起的變動、負荷變動等)成為原因，發(fā)送功率有可能發(fā)生最大超過5dB的變動。
利用圖2簡單地說明該情形。在圖2中表示以下的情形，在壓縮模式下的輸出功率比較正確，而在非壓縮模式下的輸出功率，由于溫度引起的變動、時效變化引起的變動、負荷變動等的變動而發(fā)生變化。
如圖2所示，非壓縮才莫式的輸出功率由于各種原因而易于變動，因此在壓縮模式和非壓縮模式之間進行切換的情況下，輸出功率不連續(xù)的可能性較高，其結果發(fā)生較大的發(fā)送功率的變動的可能性較高。
另外，作為正確進行發(fā)送功率控制的方法，還有測定實際的功率放大器的輸出功率，反饋控制輸出功率以使該測定值與設定目標值相等的方法。
一般而言，在該反饋控制中，采用以下方法使用低通濾波器，從功率放大器的輸出中去除起因于發(fā)送數據的調制變動分量。然后，基于去除了調制變動分量后的所謂平均發(fā)送功率與設定目標值之間的誤差，對發(fā)送功率進行調整。

發(fā)明內容
發(fā)明需要解決的問題
這里，可考慮如果將低通濾波器的時間常數設定為越大的值，則能夠去除越多的調制分量等變動分量，所以能夠進行精度更高的發(fā)送功率控制。
然而，將低通濾波器的時間常數設定為越大的值，低通濾波器的響應性自然越惡化，所以反饋控制的跟蹤性隨之惡化。根據無線通信標準，有時要求在非常短的期間完成發(fā)送功率控制，所以實際上無法將低通濾波器的時間常數設定得太大。
因此，在現有的這種發(fā)送裝置中，必須基于調制變動分量殘余了某些程度的測定結果，控制發(fā)送功率，從而發(fā)送功率控制的4青度相應地降低。
另一方面，根據通信標準，也規(guī)定了對于發(fā)送功率的誤差的限制。例如，3GPP ( 3rd Generation Partnership Project,第三代合作伙伴計劃)25.101中，要求發(fā)送功率的誤差滿足圖3 ~圖5所示的必要條件。
以下詳細地說明。以普及UMTS和W - CDMA標準為目的的標準母體即3GPP，要求根據來自基站的TPC命令，移動終端以離散的步長(例如+/
-ldB、 +/-2dB、 +/-3dB.......)增減輸出功率。UMTS標準也指定在某
一特定的容許范圍內實行這些功率增減步長(step)。
例如，如圖3的表所示，在使輸出功率以+/-ldB步長(增減)的TPC
以內。于是，例如，若移動終端的發(fā)送裝置在輸出功率為0dBm時動作，并接收了"r，的tpc命令，則移動終端的發(fā)送裝置需要進行調整，以使發(fā)送功
率收納在+0.5dBm 1.5dBm的范圍以內。在為更大的步長大小(step size)即2dB和3dB的步長大小的情況下，容許+/ - ldB和+/ - 1.5dB這樣的更寬的容許范圍。
如圖5的表所示，在3GPP UMTS標準中，也對功率命令組規(guī)定累計性的容許范圍。例如對于由ldB的步長大小構成的IO個TPC命令，它們都分別同樣地要求輸出功率電平在目標輸出功率電平的+/ - 2dB以內。
從圖3的表的一覽以及圖4可知，對于一個TPC命令最嚴格的步長大小為與表示+/- ldB的TPC命令(要求+/-0.5dB的容許)對應的步長大小。
基于上述內容，對這種發(fā)送裝置，期望維持反饋控制的快速性，并且高精度地控制發(fā)送功率。
本發(fā)明的目的在于，提供能夠維持反饋控制的快速性，并且高精度地控制發(fā)送功率的發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法。
解決問題的方案
本發(fā)明的發(fā)送裝置，具有使功率放大器在壓縮模式下進行動作的模式以及在非壓縮模式下進行動作的模式，該發(fā)送裝置所采用的結構包括濾波器，對所述功率放大器的輸出進行波形整形；模擬數字變換單元(analog digitalconverter),通過對壓縮模式時的濾波信號進行采樣，并且以與所述壓縮模式時的濾波信號的相位相同的相位對非壓縮模式時的濾波信號進行采樣，從而獲得各個模式的輸出功率數據；以及發(fā)送功率控制單元，基于通過所述模擬數字變換單元得到的所述各個模式的輸出功率數據，控制模式變更時的所述功率放大器的輸出功率。
發(fā)明的效果
根據本發(fā)明，可以提供能夠維持反饋控制的快速性，同時高精度地控制發(fā)送功率的發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法。


圖l是表示現有的發(fā)送裝置的結構例的方框圖。
圖2是用于說明模式切換引起的發(fā)送功率的變動(輸出功率的不連續(xù))的圖。
圖3是表示3GPP UMTS標準的、對于各個輸出功率步長大小命令的功率控制容許值。
圖4是匯總容許步長大小的圖。
圖5是表示3GPP UMTS標準的、對于各組的功率命令的累計性的功率
控制容許值的圖。
圖6是表示本發(fā)明實施方式1的極化調制發(fā)送裝置的結構的方框圖。
圖7是表示設置在發(fā)送功率控制單元的縮放系數組的情形的圖。
圖8是用于說明極化調制發(fā)送裝置的動作的功率設定流程圖。
圖9是用于說明將圖8和圖12的功率設定流程適用于HSDPA通信的情
況的圖。
圖IO是表示檢測電路的輸出波形的圖。圖ll是表示LPF的輸出波形的圖。
圖12是用于說明極化調制發(fā)送裝置的動作的功率設定流程圖。
圖13是用于說明實施方式2的功率設定處理的圖。
圖14是表示實施方式3的極化調制發(fā)送裝置的結構的方框圖。
圖15是用于說明ADC輸出功率的平均值變動的圖。
圖16是用于說明振幅分量信號的輸出功率的平均值變動的圖。
圖17是表示作為平均化單元的結構例的FIR濾波器的連接圖。
圖18是表示作為平均化單元的結構例的IIR濾波器的連接圖。
圖19是在一幀中表示各個碼元的特定的區(qū)間的、PA的輸出功率的平均
值的變動的情形的圖。
圖20是在一幀中表示各個碼元的特定的區(qū)間的、振幅分量信號的輸出功
率的平均值的變動的情形的圖。
圖21是用于說明在LPF的輸出波形的平均值的變動、與振幅分量信號
的平均值的變動之間存在相關關系的圖。
圖22是用于說明LPF的輸出波形的平均值的變動、與振幅分量信號的
平均值的變動之間的相關系數的算出方法的流程圖。
圖23是用于說明當前的模式為壓縮模式時的極化調制發(fā)送裝置的動作
的流程圖。
圖24是用于說明當前的模式為非壓縮模式時的極化調制發(fā)送裝置的動作的流程圖。
圖25是用于說明在圖23以及圖24的流程中使用的參數的圖。
具體實施方式
(實施方式1) (1 )整體結構
圖6表示本發(fā)明的實施方式1的極化調制發(fā)送裝置(polar modulation transmitter)的結構。極化調制發(fā)送裝置100包括擴頻單元(spreading section) 110 、才及化信號生成電路(polar signal generation circuit) 101、相位調制 信號生成電路(phase modulated signal generation circuit) 102、 功率放大器 (PA) 103、振幅控制電路(amplitude control circuit) 104、由可變增益放大器 (VGA)和/或衰減器構成的可變放大器(variable amplifier) 105、功率校正環(huán) (alignment loop ) 120 、以及采樣控制單元111。
功率校正環(huán)120包括檢測PA103的輸出功率的檢測電路(detector)106、 發(fā)送功率(power)控制單元107、 LPF108、以及ADC109。
擴頻單元110通過擴頻碼對輸入信號(正交調制信號)進行擴頻，并將其 輸出到極化信號生成電路101。例如，在生成HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信號的情況下，擴頻單元110對DPDCH信號、DPCCH信號、HS-DPCCH信號、以及E-DPCCH信號，分別乘以擴頻碼Cd、 Cc、 Chs、 Ced 以及Cec ，并調整作為增益因子的Beta ratio c (Be ) 、 Beta ratio d (Bd)、 Beta ratio hs (Bhs )、 Beta ratio ed ( Bed )、以及Beta ratio ec ( Bee )，由此生成HSUPA 信號，并將所生成的HSUPA信號輸出到極化信號生成電^各101。
極化信號生成電路101根據輸入信號生成振幅分量信號和相位分量信 號。具體而言，極化信號生成電路101根據來自擴頻單元110的輸入信號動
作，生成包含了輸入信號的振幅信息的包絡線分量信號(振幅分量信號)、以 及包含了輸入信號的相位信息的恒定包絡線分量信號(相位分量信號)。包絡 分量信號沿著振幅路徑輸入到振幅控制電路104，恒定振幅的相位分量信號 輸入到相位調制信號生成電路102。
相位調制信號生成電路102根據相位分量信號生成RF相位調制信號。 可變放大電路105基于由PAL 120獲得的相位路徑縮力欠系H (Phase-path magnitude scaling) S10, 使RF相位調制信號放大或者衰減，將由此縮放后 的RF相位調制信號提供給PA103的RF信號輸入端子。
振幅控制電路104通過將來自發(fā)送功率控制單元107的振幅路徑縮放系數(AM-path envelope scaling ) Sll與振幅分量信號相乘，形成PA103的電源 電壓，并將其^是供給PA103的電源輸入端子。
檢測電路106例如由PIN二極管或者其它半導體^全測器構成，用于檢測 PA103的輸出功率。
LPF108例如由RC電路構成，用于通it^j" PA103的輸出功率的檢測結果 進行積分而得到PA103的輸出功率的平均值。
ADC109根據采樣控制單元111的控制，對LPF108的輸出結果進行采樣。 將在后面論述該采樣的控制。
發(fā)送功率控制單元107通過LPF108以及ADC109,輸入檢測電路106 的輸出。另外，發(fā)送功率控制單元107輸入發(fā)送功率控制信號(發(fā)送功率控制 命令)。
發(fā)送功率控制單元107基于發(fā)送功率控制信號和PA103的輸出功率的平 均值，決定極化調制發(fā)送裝置100的發(fā)送功率的設定發(fā)送功率，從而控制極 化調制發(fā)送裝置100的發(fā)送功率。
在決定了設定發(fā)送功率后，發(fā)送功率控制單元107通過將振幅路徑縮放 系數輸出到振幅控制電路104，將相位路徑縮放系數輸出到可變放大電路 105,控制PA103的電源電壓以及PA103的輸入信號(RF相位調制信號)電平。
發(fā)送功率控制單元107通過對將發(fā)送功率控制信號作為地址(address) 而參照表所得到的縮放系數的原來的值、以及根據PA103的輸出功率的平均 值求出的縮放系數的校正值進行合計，算出最終的縮放系數S10和Sll。
也就是說，本實施方式的發(fā)送功率控制單元107具有使TPC命令與縮放 系數關聯對應的表(以下將其稱為功率表)。
圖7表示在發(fā)送功率控制單元107中所設置的功率表的縮放系數組(set) 的情形。在壓縮模式下，極化調制發(fā)送裝置100的輸出功率通過提供給PA103 的集電極(或者漏極)節(jié)點(node)的振幅調制后的電源電壓來控制，另一 方面，恒定振幅的相位調制RF信號的功率保持為恒定。在非壓縮模式下， 對于PA103的輸出功率而言，將與振幅路徑的包絡線相乘的縮放系數維持為 恒定，同時使與在相位路徑的驅動信號相乘的縮放系數變化，由此控制功率。 但是，無論在哪種動作模式中，都無需將不用于功率控制的一方的縮放系數 (在壓縮模式的情況下，為與相位調制RF信號相乘的相位路徑縮放系數；在非壓縮模式的情況下，為與振幅路徑的包絡線相乘的振幅路徑縮放系數) 維持為恒定，也可以為了功率放大器的輸出的失真特性和噪聲特性的改善、 或者進行輸出功率的校正而對其進行調整。
實際上，如圖7所示，發(fā)送功率控制單元107具有壓縮模式用的縮放系 數組和非壓縮才莫式用的縮放系數組。在本實施方式的情況下，壓縮;f莫式用的 縮放系數組和非壓縮模式用的縮放系數組在模式轉移區(qū)域中設有重疊 (overlap)區(qū)域。
重疊區(qū)域是，在無論選擇了壓縮模式還是非壓縮模式的哪種模式的情況 下，都能夠生成所需的輸出功率的范圍。以下具體地說明，雖然實際上，若 具有如圖7中的實線所示的振幅路徑縮放系數與相位路徑縮放系數，則能夠 實現壓縮模式與非壓縮模式，但是在本實施方式的情況下，通過除了以實線 表示的縮放系數組，還具有以虛線表示的縮放系數組，擴展壓縮模式的區(qū)域 以及非壓縮模式的區(qū)域，從而設置在壓縮模式以及非壓縮模式的任一種模式 下都能夠使PA103動作的重疊區(qū)域。
校正(calibration)區(qū)域是，在模式轉移時有可能發(fā)送功率發(fā)生不連續(xù)，因 而具有需要校正的可能性的輸出功率范圍。在本實施方式中，在該校正區(qū)域 中，選擇使發(fā)送功率不發(fā)生不連續(xù)的縮放系數S10和Sll，從而進行PA1(B
的模式切換。
這樣，根據由發(fā)送功率控制單元107算出的縮放系數，決定PA103以壓
縮模式動作還是以非壓縮模式動作。
以下說明一例縮放系數的算出方法。設功率表內的縮放系數如表1所示。
表l 一例在功率表中所存儲的數據組
地址輸出功率電平相位路徑縮振幅路徑縮
設定值放系數放系數
001-11 dBm90100
002- 10dBm100100
003-9dBm110100
004_ 8犯m120100
100
這里，說明以下情況的相位路徑縮放系數的算出方法，即在非壓縮模式
下正進行動作的極化調制發(fā)送裝置IOO"將相位路徑縮放系數設定為100并使 PA103以-lOdBm輸出，，時，發(fā)送功率控制單元107進行動作，并且判斷為"由
ii于與壓縮模式動作下的輸出功率電平之間的電平差為0.3dBm,所以提高 PA103的輸出功率"。
根據表1，作為從非壓縮模式動作時的相位路徑縮放系數"100，，的變化量， 加上相當于輸出功率電平的增加量"+ 0.3dBm"的相位路徑縮放系數的增加量 "+ 3"，使相位路徑縮放系數為"103"。
另夕卜，在將PA103的輸出提高相當于"十ldBm，，的情況下，也可以不進行 上述的算出，而直接參照與存儲了縮放系數"100"的"地址002"相鄰的"地址 003"。
在本實施方式的情況下，功率校正環(huán)120的4全測電路106、 LPF108以及 ADC109只在必要的情況下進行動作。具體而言，發(fā)送功率控制單元107基 于所輸入的TPC命令，將通斷(on/off)控制信號S20輸出到檢測電路106、 LPF108以及ADC109。例如，如圖4所示，在TPC命令為表示如ldB、 2dB、 3dB等容許值較嚴格的目標步長大小的TPC命令的情況下，輸出接通控制信 號作為開關控制信號S20。相對于此，在TPC命令為表示如4dB以上的容許 值不嚴格的目標步長大小的TPC命令的情況下，輸出關斷控制信號作為開關 控制信號S20。通過這樣處理，能夠使功率校正環(huán)120只在實質上需要的情 況下才進行動作，因此能夠降低功耗。
如以上說明，本實施方式的極化調制發(fā)送裝置IOO通過功率校正環(huán)l20 測定PA103的輸出功率，同時選擇振幅路徑縮放系數Sll以及相位路徑縮放 系數SIO,由此能夠抑制在發(fā)送功率變更時的PA103的輸出功率的不連續(xù)(特
別是模式轉移時的不連續(xù))。 (2)采樣控制
如上所述，為了正確進行發(fā)送功率控制，采用了測定實際的PA103的輸 出功率，反饋控制輸出功率以使該測定值與設定目標值相等的方法。
LPF108 ^皮設置以抑制由檢測電路106得到的PA103的輸出功率的^^測 <直的變動。
但是，如將LPF108的截止(cutoff)頻率設定得過高，則無法充分地抑制 變動。相反地，如將截止頻率設定得過低，則在功率的調整后LPF108的輸 出穩(wěn)定為止需要較長的時間，難于例如在3GPP的標準所規(guī)定的時間內完成 功率控制。附帶說明的是，在3GPP的標準中，要求在從碼元邊界的士25psec 內完成功率控制。為了滿足該要求，LPF108的時間常數(time constant)需要為數psec左右以下。實際上，LPF108的時間常數設定得可消除調制信號 的瞬時包絡變動的程度即可。截止頻率可考慮優(yōu)選數十kHz-數百kHz的范 圍。在本實施方式中，作為一例將截止頻率設為300kHz。
因此，在LPF108的輸出中，殘余有無法通過LPF108完全去除的變動分 量。該變動分量依據起因于在擴頻單元110中使用的擴頻碼的圖案(pattern) 的、擴頻調制信號的基本周期(擴頻碼的碼片速度)。
因此，采樣控制單元111控制ADC109的采樣，以使在殘余有變動分量 的情況下，也能夠正確地求平均發(fā)送功率與設定目標值之間的誤差。
具體而言，采樣控制單元111獲得與起因于擴頻單元110中所使用的擴 頻碼的圖案的、擴頻調制信號的基本周期有關的信息(以下，有時稱為基本周 期信息)。采樣控制單元111生成與起因于擴頻碼的圖案的、擴頻調制信號的 基本周期相應的采樣周期信息。另外，采樣控制單元lll基于基本周期信息， 確定在LPF108的輸出中周期性地出現的峰值的出現候補定時，并獲得該峰 值出現候補定時以外的定時作為采樣開始定時。然后，采樣控制單元111將 包含所生成的采樣周期信息和采樣開始定時的采樣控制信號輸出到 ADC109。
ADC109以與來自采樣控制單元111的采樣控制信號相應的、采樣開始 定時和采樣周期，對LPF108的輸出進行采樣，并將采樣信號輸出到發(fā)送功 率控制單元107。
(3)極化調制發(fā)送裝置100的動作
接下來，參照圖6至圖12說明具有上述結構的極化調制發(fā)送裝置100 的動作。
按照圖8所示的功率設定流程，說明當前的模式為壓縮模式的情況。 首先，獲得從基站(未圖示)發(fā)送來的發(fā)送功率控制信號(例如，TPC)所指 定的、功率調整值AP(步驟S201)，判定功率調整值AP是否為0以上，也就 是說，發(fā)送功率控制信號表示發(fā)送功率的UP(提高)或KEEP(維持)，還是表示
DOWN(降低)(步驟S202)。
在功率調整值AP小于0時(步驟S202:"否，，)，判斷為由發(fā)送功率控制信 號指示發(fā)送功率的降低，判定作為降低了發(fā)送功率的結果，模式是否變化為 非壓縮模式(步驟S2(X3)。
在有模式的切換時(步驟S203:"是")，在步驟S204中檢測電路106變成啟動狀態(tài)，檢測電路106的輸出即PA103的輸出功率的檢測結果通過LPF108 進行了波形整形并輸出。
這里，如圖IO所示，可知檢測電路106的輸出在其電壓為O[V]附近的 值以及與其相比較大的值(在該圖中，0.35[V]附近)，周期性地變動。該檢測 電路106的輸出電壓變動的周期性起因于基于正交調制信號的擴頻時所使用 的擴頻碼的圖案的擴頻調制信號的基本周期。在該圖中，檢測電路106的輸 出電壓變動呈現8碼片周期(也就是說，在8碼片的期間為O[V]附近的值而在 其下一個的8碼片的期間為0.35[V]附近的值)，或者呈現其一半的4碼片周 期。另外，在8碼片持續(xù)HIGH(高)的情況，或者在8碼片持續(xù)LOW(低)的情 況有可能在碼元間的邊界附近發(fā)生。
圖11表示對該檢測電路106的輸出進行波形整形后的LPF108的輸出。 對LPF108要求其輸出電壓收斂在規(guī)定的范圍(以下，有時稱為"收斂目標范圍，，) 之內。如圖11的A所示，在LPF108的輸出中，除了收斂在5dB的范圍(這 里，與收斂目標范圍對應)的部分，即后級的發(fā)送功率控制單元107中的利用 對象部分之外，出現超過收斂目標范圍10dB以上的峰值。
如圖11的A所示，該發(fā)送功率控制單元107中的利用對象部分具有周 期性(即規(guī)定的頻率)。該周期性與起因于正交調制信號的擴頻時所使用的擴頻 碼的圖案的擴頻調制信號的基本周期本身對應。
另外，如圖11的B所示，LPF108的輸出中出現的峰值具有規(guī)則性地出 現。基于起因于上述正交調制信號的擴頻時所使用的擴頻碼的圖案的擴頻調 制信號的基本周期，能夠確定該峰值的出現候補定時。具體而言，峰值的出現。
返回到圖8的流程，在步驟S205-步驟S209中，通過ADC109進行 LPF108的輸出的采樣。
這里，發(fā)送功率控制單元107中的利用對象樣本為LPF108的輸出中收 斂在規(guī)定范圍的部分，所以ADC109需要避開峰值進行采樣。因此，采樣控 制單元111生成與起因于擴頻碼的圖案的、擴頻調制信號的基本周期相應的 采樣周期信息，并且獲得所確定的峰值的出現候補定時以外的定時作為采樣 開始定時，并利用包含采樣周期信息和采樣開始定時的采樣控制信號，控制 ADC109的采樣。實際上，ADC109的啟動開始定時與碼元邊界一致，但達
14到ADC109能夠穩(wěn)定地進行動作的狀態(tài)，需要一定的時間。因此，采樣開始 定時為在碼元邊界的定時啟動而ADC109能夠穩(wěn)定地進行動作的定時，并且 為上述峰值的出現候補定時以外的定時。
ADC109從采樣控制信號所包含的、采樣開始定時開始采樣，并直到到 達規(guī)定的采樣次lt n為止，以與采樣周期信息相應的周期測定采樣定時的電 壓值Pcur,k。這樣，ADC109能夠避開峰值進行采樣。
所測定的電壓值Pcur,k通過發(fā)送功率控制單元107進行平均化，從而求得
平均值Pcur(步驟S210)。
在步驟S211中，進行變更為非壓縮模式的模式變更。也就是說，在步驟 S205 ~步驟S209中所進行的采樣通過'變更前的模式即壓縮模式進行。
若進行了^^莫式變更，則發(fā)送功率控制單元107將如在步驟S212中使電壓 成為目標電壓那樣的縮放組輸出到振幅控制電路104和可變增益放大器105。
然而，在目標電壓PTar—set與實際獲得的電壓PTar之間有可能產生誤差，
所以在步驟S213以后進行目標電壓的調整。
在步驟S213 ~步驟S217中，ADC109在Setting(設定)時間后開始采樣， 并直至到達規(guī)定的采樣次數n為止，都以與采樣周期信息相應的周期測定采
樣定時的電壓值PTar,k。
所測定的電壓值PTar,k通過發(fā)送功率控制單元107進行平均化，從而求出 平均值PTar(步驟S218)。
在步驟S219中，發(fā)送功率控制單元107將使電壓成為目標電壓
P，TarSe產PTar—Set+(Pcur+A卩-PTar)那樣的縮放組'輸出到振幅控制電路104和可 變增益放大器105。由此，發(fā)送功率的調整結束，并在步驟S220中檢測電路
106變成非啟動狀態(tài)。
圖12是當前的模式為非壓縮模式的情況下的功率設定流程。此時，步驟 S302的判定基準與圖8的情況相反(也就是說，功率調整值AP是否為0以下)，
以及步驟S311的模式變更從非壓縮模式變更為壓縮模式，除此之外都與圖8 相同。
接著，參照圖9說明適用于HSDPA通信的情況作為圖8和圖12所示的 功率設定流程的適用例。在該圖中，表示在步驟S203中判定為在功率調整基 準時刻即3.2msec之前存在模式變更的情況。
首先，在HSDPA通信中，存在以下的嚴格的要求，即接收發(fā)送功率控制信號，并基于該發(fā)送功率控制信號，在功率調整基準時刻起的一定時間(前 后"jisec)的期間(以下，有時稱為"功率調整容許期間，，)進行功率調整。另夕卜， 要求將發(fā)送功率的設定誤差收斂在設定目標P，Tar—w起的0.5dB之內(ldB功率
變化時)。在該圖中，32msec的碼元邊界為功率調整基準時刻，所以需要在 從3,175msec到3.225msec為止完成功率調整。
如該圖所示，在從功率調整基準時刻("功率調整容許期間，，的中心)到進行 模式切換時刻(在該圖中的模式切換定時)為止的期間(以下，有時稱為"第一功 率調整期間，，)，通過ADC109避開峰值進行第一次采樣處理(與步驟S205 ~步 驟S209對應)(與圖10的1ST ADC read對應)。
另夕卜，在進行模式切換時刻以后的功率調整容許期間(以下，有時稱為"第 二功率調整期間")中，通過ADC〗09對第一次功率調整后的LPF108的輸出進 行第二次采樣處理(與步驟S213 ~步驟S217對應)(與圖10的2ST ADC read 對應)。
這里，ADC109對切換前的模式時的濾波信號進行采樣，并且利用與切 換前的模式時的濾波信號的相位相同的相位，對切換后的模式時的濾波信號 進行采樣。也就是說，以相同的相位對"第一功率調整期間"即進行模式切換 前的采樣信號、以及"第二功率調整期間，，即進行模式切換后的采樣信號進行 采樣。由此，濾波信號的變動頻率在模式切換前后未改變，所以通過以相同 的相位進行采樣，能夠根據濾波信號波形，獲得在模式切換前后相同條件的 采樣信號。
另外，在第一功率調整期間和第二功率調整期間的各個期間，ADCI09
號波形中的頻率依賴于起因于擴頻碼的圖案的擴頻調制信號的基本頻率(基 本周期)，所以如該圖所示，例如以基本頻率的兩倍的頻率即960kHz進行采
條件的樣本。另外，采樣頻率并不限于960kHz,只要是起因于擴頻碼的圖案 的擴頻調制信號的基本頻率的整數倍(換句話說，采樣周期是相當于起因于擴 頻碼的圖案的、擴頻調制信號的基本周期的整數的 一倍)即可。
另外，ADC109中的對于各個模式的初次的采樣定時彼此具有相當于起 因于擴頻碼的圖案的、擴頻調制信號的基本周期的整數倍的間隔。由此，能 夠可靠地使模式切換前后的初次的采樣信號的相位為相同的相位。
16然后，在第 一功率調整期間測定出的電壓值PCurk通過發(fā)送功率控制單元 107進行平均化，從而求得平均值P^(與圖9的第一次的平均功率對應)。
接著，在Mode change timing(模式切換定時)中進行模式變更(與步驟S211 或步驟SHI對應)，將在Setting time(設定時間)發(fā)送功率控制單元107將使電 壓成為目標電壓PTar—se產Pcur+AP那樣的縮放組，輸出到振幅控制電路104和 可變增益放大器105,從而進行發(fā)送功率調整。
然后，在第二功率調整期間測定出的電壓值PTM,k通過發(fā)送功率控制單元
107進行平均化，從而求得平均值P^(與圖9的第二次的平均功率對應)。
然后，發(fā)送功率控制單元107通過將以使電壓成為目標電壓
P^PTar一Set+(Pcur+AP-PTar)那樣的縮放組輸出到振幅控制電路104和可變增益 放大器105，從而進行發(fā)送功率調整。由此，發(fā)送功率的調整結束。這樣， 由于能夠進行發(fā)送功率控制，所以能夠提高發(fā)送功率控制的精度，所述發(fā)送 功率控制為基于進行模式切換的緊前緊后的采樣信號即最反映當前的狀況的 信息的發(fā)送功率控制。
這樣，根據本實施方式，在極化調制發(fā)送裝置100中設置了檢測電路 106，檢測PA103的輸出功率；LPF108,對通過檢測電路106得到的檢測結 果進行波形整形；ADC109,對壓縮模式時的濾波信號進行采樣，并且以與所 述壓縮模式時的濾波信號相同的信號對非壓縮模式時的濾波信號進行采樣， 從而獲得各個模式的輸出功率凄t據；以及發(fā)送功率控制單元107，基于通過 ADC109所獲得的所述各個模式的輸出功率數據，控制才莫式變更時的PA103 的輸出功率。
由此，能夠獲得受到模式切換所造成的功率輸出變動的影響前后的采樣 信號，基于該模式切換前后的采樣信號，調整模式變更時的PA103的輸出功 率，所以能夠適當地控制發(fā)送功率，從而能夠高精度地進行發(fā)送功率控制。 另外，因為采用模式切換前后的采樣信號的相位彼此相同的方法，所以能夠 根據濾波信號波形，獲得在模式切換的前后相同條件的采樣信號。在基于這 樣的模式切換前后的采樣信號的反饋控制中，即使在濾波信號中殘余有變動 分量，也能夠忽視其影響，所以無需將低通濾波器的時間常數設定得較大， 從而能夠維持快速性，而且高精度地估計并控制發(fā)送功率。
另外，極化調制發(fā)送裝置100發(fā)送通過擴頻碼擴頻的擴頻調制信號， ADC109對壓縮模式時的濾波信號和非壓縮模式時的濾波信號，從彼此相同的相位開始，利用與起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本 頻率相同的采樣頻率進行采樣。
由此，濾波信號波形中的頻率依賴于起因于擴頻碼的圖案的擴頻調制信 號的基本頻率(基本周期)，所以以與基本頻率相等的采樣頻率進行采樣，從而 能夠在各個模式中將采樣信號的平均值作為基準而在振幅方向上獲得相同條 件的樣本。在基于這樣的模式切換前后的采樣信號的反饋控制中，即使在濾 波信號中殘余有變動分量，也能夠忽視其影響，所以無需將低通濾波器的時 間常數設定得較大，從而能夠維持快速性，而且高精度地估計并控制發(fā)送功
率。另外，采樣頻率也可以為基本頻率的整數倍。特別地，在HSDPA通信的 情況下，根據與擴頻碼的碼片速度之間的關系，作為濾波信號的變動特性， 存在頻率為480kHz、 960kHz和oo(無變動)的三種。能夠全部對應于這些頻率 的ADC的釆樣頻率為960kHz。因此，在HSDPA通信的情況下，采樣頻率 最好是960kHz。
極化調制發(fā)送裝置IOO發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號，在 ADC109中的對于各個模式的初次的采樣定時彼此具有相當于起因于擴頻碼 的圖案的、擴頻調制信號的基本周期的整數倍的間隔。
由此，能夠可靠地使;t莫式切換前后的初次的采樣信號的相位為相同的相位。
C實施方式2)
在實施方式1的極化調制發(fā)送裝置100中，以基于在第一功率調整期間 進行了采樣的采樣信號、以及在第二功率調整期間進行了采樣的采樣信號， 對發(fā)送功率的目標電壓進行調整的情況為例，進行了說明。也就是說，在實 施方式1中，以一階段方式進行目標電壓的調整。
相對于此，在本實施方式中，在第一功率調整期間與第二功率調整期間 之間，設置用于進行目標電壓的粗略調整的"第三功率調整期間"。
因此，在判定為存在模式切換時，如圖13所示，在第一功率調整期間對 低通濾波器108的輸出進行采樣，在Setting(設定)時間進行模式切換后，在 第三功率調整期間對低通濾波器108的輸出進行采樣。
接著，求模式切換后的第一目標電壓(PTar》尸Pcur+AP)與第三功率調整期 間中的樣本的功率平均值(Pcur)之間的差?；谠摬?，對第一目標電壓進行調 整(與上述的粗略調整對應)，從而求得第二目標電壓。這里，與第一功率調整期間和第二功率調整期間的情況同樣，在第三功
率調整期間也通過ADC109以基本頻率的整數倍的采樣頻率，從與其他的功
率調整期間相同的相位開始進行采樣。
但是，在第三功率調整期間所采樣的樣本數設定為少于第一功率調整期 間和第二功率調整期間的樣本數。因此，在第三功率調整期間中的樣本的功
率平均值(Pcur)的精度有可能比其他的功率調整期間下降，但即使這樣，也能 夠獲得對于目標電壓的粗略調整的充分精度。
接著，在第二功率調整期間對低通濾波器108的輸出進行采樣。求第二 目標電壓與第二功率調整期間中的樣本的功率平均值(Pcur)之間的差?；谠?差，對第二目標電壓進行調整(主調整)，從而求得最終的目標電壓。
這樣，根據本實施方式，在第一功率調整期間與第二功率調整期間之間 設置其樣本數少于該兩個功率調整期間的樣本數的、第三功率調整期間。
由此，能夠在目標電壓的主調整的前級進行粗略調整。其結果，能夠提
高目標電壓的主調整的精度。另外，特別在3GPP中，需要在短時間內完成
功率控制，能夠滿足其嚴格的時間性限制，并且提高功率控制精度。 另外，雖然將第三功率調整期間的樣本數設定得少于第一和第二功率調
整期間的樣本數，但本實施方式并不限于此。在系統(tǒng)的運行上，檢測電路106
的響應時間不成問題時，對第三功率調整期間也能夠設定與第一和第二功率 調整期間的樣本數相同的樣本數。此時，能夠期待改善對目標電壓的調整精度。
(實施方式3)
圖14表示本發(fā)明的實施方式3的極化調制發(fā)送裝置200的結構。另外， 對與圖6相同的結構附加相同的標號，并省略其說明。
圖6的極化調制發(fā)送裝置200包括具有發(fā)送功率控制單元220的功率 定位環(huán)(alignment loop)210、以及平均化單元230。
平均化單元230對從極化信號生成電路101輸出的振幅分量信號進行平 均化。平均化單元230在規(guī)定時間纟金測作為極化信號生成電路101的輸出的 振幅分量信號的輸出功率的平均值。
發(fā)送功率控制單元220從平均化單元230輸入振幅分量信號的平均值的 檢測結果。
發(fā)送功率控制單元220基于PA103的輸出功率的平均值的變動量、以及振幅分量信號的輸出功率的平均值的變動量，求從PA103的輸出功率的平均
值中去除了擴頻調制造成的殘余變動分量的功率估計值。然后，發(fā)送功率控
制單元220基于發(fā)送功率控制信號、排除了擴頻調制造成的殘余變動分量后 的功率估計值PA103的輸出功率的平均值的變動量、以及振幅分量信號的輸 出功率的平均值的變動量，決定極化調制發(fā)送裝置200的發(fā)送功率的設定目 標發(fā)送功率值，并控制發(fā)送功率。
PA103的輸出功率的平均值與振幅分量信號的輸出功率的平均值之間的 關系，以及從PA103的輸出功率的平均值中排除了擴頻調制造成的殘余變動 分量的功率估計值的求法，將在后面描述。
在決定了發(fā)送功率的設定目標值后，發(fā)送功率控制單元230通過將振幅 路徑縮放系數Sll輸出到振幅控制電路104，將相位路徑縮放系數S10輸出 到可變放大電路105,控制PA103的電源電壓以及PA103的輸入信號(RF相 位調制信號)電平。
發(fā)送功率控制單元107使用將發(fā)送功率控制信號(例如TPC命令)作為 地址(address)參照表而得到的縮放系數的原來的值，以及通過排除了擴頻 調制造成的殘余變動分量的功率估計值求出的縮放系數的校正值，算出最終 的縮放系數SlO和Sll。
本實施方式的極化調制發(fā)送裝置200基于PA103的輸出功率的平均值的 變動量、以及振幅分量信號的輸出功率的平均值的變動量，求從PA103的輸 出功率的平均值中去除了擴頻調制造成的殘余變動分量的功率估計值，并基
于該功率估計值和發(fā)送功率控制信號，決定發(fā)送功率的設定目標值，從而控 制發(fā)送功率，由此能夠去除殘余變動分量的影響而控制發(fā)送功率，因此能夠 提高發(fā)送功率控制的精度。
接下來，詳細地說明去除殘余變動分量的方法。
首先，參照圖15和圖16說明PA103的輸出功率的平均值與振幅分量信 號的輸出功率的平均值之間的關系。
圖15為表示LPF108的輸出波形(圖中的實線)、ADC109的采樣定時 (圖中的豎的虛線)、與在規(guī)定期間的采樣值的平均值(圖中的4黃的虛線)之 間的關系的圖。圖16為表示振幅分量信號(AM路徑信號)的、功率波形以 及短時間的平均值的圖。圖15以及圖16都表示在不受發(fā)送功率的變更以及 裝置(device)特性所造成的影響的情況下的波形。附帶說明的是，對于檢測電路106的輸出而言，雖然根據檢測電路106 的電路結構的不同而產生規(guī)模(scale)的不同和噪聲的影響等，俱是與圖9 的實線所示的振幅信號分量信號(AM路徑信號)的波形圖案大致同樣。具 體而言，檢測電路106的輸出電壓在0 [V]附近和0.35 [V]附近周期性地 變動。該沖企測電路106的輸出電壓變動的周期性起因于基于在擴頻單元110 使用的擴頻碼的圖案的擴頻調制信號的基本周期。例如擴頻碼的基本周期為 8碼片周期的情況下，檢測電路106的輸出電壓變動的周期為8碼片周期(4 碼片的期間在O [V]附近，下一個4碼片的期間在0.35 [ V]附近)，或者為 其一半的4碼片周期。另外，例如擴頻碼的基本周期為4碼片周期的情況下， 檢測電路10 6的輸出電壓變動的周期為4碼片周期(2碼片的期間在0 [ V ] 附近，下一個2碼片的期間在0.35 [ V]附近)，或者為其一半的2碼片周期。
從圖15可知，LPF108的輸出信號中殘余有4dB寬度左右的變動，在圖 15中的3.66msec (毫秒)(碼元邊界)附近殘余有10dB以上的變動。因為該 變動使功率控制的精度劣化，所以在本實施方式中，去除這些變動分量。
本實施方式的發(fā)送功率控制單元220對避開了圖15中的3.66msec(碼元 邊界)附近的、變動較大的定時的時間位置的采樣值進行平均。實際上，在 從碼元邊界開始經過調整(settling)期間(到LPF 108的輸出穩(wěn)定為止的期間) 為止不進行平均，使用在經過了調整期間后的LPF輸出進行平均。
另外，ADC 109的采樣周期設定得與上述4dB左右的變動的周期一致。 在發(fā)送功率控制單元220中，通過對除了碼元邊界的位置以外的的數個樣本 的ADC值進行平均，能夠去除碼元邊界附近的較大的變動以及4dB寬度的 變動的影響。
但是，無法去除更低的頻率的變動分量。在圖15中，豎的虛線表示在 4dB左右的變動的周期的整數倍(960kHz)的采樣定時，橫的虛線表示4個 樣本的平均值。因為平均化區(qū)間1的平均值L1、平均化區(qū)間2的平均值L2 和平均化區(qū)間3的平均^直L3都不一樣，所以可知未能除去變動分量。將該凝: 小的變動分量稱為殘余變動分量。
發(fā)明人為了去除該殘余變動分量，著眼于振幅分量信號。圖16表示振幅 分量信號(AM路徑信號)，橫軸表示時間，縱軸表示振幅分量的瞬時功率。 為了明確在該振幅分量信號中是否包含上述殘余變動分量，以橫的虛線分別 表示與圖15的平均化區(qū)間1、 2、 3對應的、對平均化區(qū)間1、 2、 3的振幅分量信號進行了平均化的值。
這里，什么樣的電路都可以用于對振幅分量信號i^行平均，例如使用FIR
濾波器、IIR濾波器，或者只在必要的區(qū)間進行加法運算的加法器等即可。例 如，作為平均化單元230,使用如圖17所示的FIR濾波器或者如圖18所示 的IIR濾波器即可。圖17表示使用抽頭數為256、抽頭系數p(O) ~p(255) 都為1的FIR濾波器的例子。
這里，根據振幅分量信號的采樣頻率、ADC 109的采樣周期、以及ADC 109 的平均化樣本數來求抽頭數，以使其與在圖15說明的ADC109的4個樣本的 區(qū)間對應即可。作為一例，i殳振幅分量信號的采樣頻率為61.44MHz、 ADC109 的采樣周期為960kHz、以及ADC109的平均化樣本數為4，則FIR濾波器的 抽頭數可根據下式求出。
(FIR的抽頭數)=(ADC的平均化樣本數)x (振幅分量信號的采樣 頻率)/ (ADC的采樣周期)
=461.44MHz/960kHz = 256 另外，在振幅分量信號的采樣頻率為61.44MHz,因此將FIR濾波器的 抽頭數設為256的情況下，FIR濾波器的時鐘頻率CLK被設定為61.44MHz 即可。
另一方面，FIR濾波器的乘法器較大地占據基板上的設置面積，因此抽 頭數的削減是本領域的技術人員的共同的課題。但是，在本實施方式中，也 可以將在乘法器用于相乘的濾波器系數都設為1，由此FIR濾波器可以用加 法器構成。因此，即使抽頭數增加，設置面積也不會大幅度地增加。
圖18表示使用IIR濾波器來代替圖17的FIR濾波器時的構成例。在圖 18中，例如，與圖17的情形同樣地將時鐘頻率CLK設定為與振幅分量信號 的采樣頻率相同的61.44MHz,前饋的系數aO a255設定為1,反饋的系數 bl-b255設定為255/256即可。但是，該設定值只是一例，并不限于此。
從圖16可知，平均化區(qū)間1、 2、 3的平均值，在平均化區(qū)間1、 2、 3 之間略微變動。因為該圖為不存在裝置的偏差等的影響時的波形，所以平均 值的變動起因于振幅分量信號本身所包含的變動分量。對于該變動分量而言， 由于擴頻圖案、以及擴頻碼的增益因子，在擴頻調制后的振幅分量信號中， 包含寬帶的變動分量，短時間的平均化無法去除較低的頻率分量的變動。因 此，在不存在裝置的特性的影響的情況下，如圖15所示，規(guī)定時間內的PA103的輸出功率的LPF后的平均值也因平均區(qū)間而變動。
以下論述上述LPF后的平均值所包含的殘余變動分量、與振幅分量信號
所包含的殘余變動分量之間的相關。在上面，雖然著眼于某個特定的碼元的 特性，但是這里，著眼于也包含在其它碼元的特性的、相當于一幀的特性，
對LPF后的平均值所包含的殘余變動分量、與振幅分量信號所包含的殘余變 動分量進行比較。
圖19表示在一幀中提取出的各個碼元中的LPF輸出的、第一次的ADC 采樣區(qū)間(例如圖15的平均化區(qū)間1 )的平均值L1與第二次的ADC采樣區(qū) 間(例如圖15的平均化區(qū)間2)的平均值L2之間的殘余變動分量，圖中， 橫軸表示在一幀中的碼元的位置，縱軸表示殘余變動分量的大小。
圖20表示在一幀中提取出的各個碼元中的振幅分量信號的、第一次的平 均區(qū)間(例如圖9的平均化區(qū)間1)的平均值與第二次的平均區(qū)間(例如圖9 的平均化區(qū)間2)的平均值之間的殘余變動分量，圖中，橫軸表示在一幀中 的碼元的位置，縱軸表示殘余變動分量的大小。
在這些圖中，同一碼元位置中的、LPF后的平均值所包含的殘余變動分 量與振幅分量信號所包含的殘余變動分量具有相同的特性，因此可預想在它 們之間相關關系成立。
圖21為將一幀的各個碼元中的、振幅分量信號所包含的殘余變動分量標 繪在橫軸上，LPF后的平均值所包含的殘余變動分量標繪在縱軸上的圖。這 里，在各個殘余變動分量之間不存在相關關系時，標繪的分布呈隨機性，但 是在圖21中，分布在具有某種斜率的直線的附近，由此能夠視為在兩個殘余 變動分量之間存在相關關系。
這里，設相關系數為C，則通過根據下式求將圖21的分布直線近似了的 直線的斜率，能夠得到相關系數C。
相關系數C- (LPF后的平均值所包含的殘余變動分量的變化量)/ (振
幅分量信號所包含的殘余變動分量的變化量)
因此，若使用計算機仿真或已知信號區(qū)間等預先求該相關系數C，則根
據振幅分量信號求殘余變動分量(由平均化單元230得到的平均值的差)，并
將其與相關系數C相乘，由此能夠估計LPF后的平均值所包含的殘余變動分量。
因此，通過從PA 103的輸出功率的平均值的變動量中減去上述LPF后的平均值所包含的殘余變動分量的估計值，能夠求去除了殘余變動分量造成的 影響的功率估計值。
也就是說，發(fā)送功率控制單元220使用將發(fā)送功率控制信號作為地址參
照表而得到的縮放系數的原來的值、以及縮放系數的修正值，算出最終的縮
放系數SlO和Sll，所述縮放系數的校正值如下求出從PA103的輸出功率 的平均值的變動量中，減去將振幅分量信號的輸出功率的平均值的變動量與 相關系數C相乘而得到的值，根據所得到的減法運算結果(也就是去除了擴 頻調制造成的殘余變動分量的功率估計值)求出。
圖22是表示一例相關系數C的算出方法的流程圖。
在步驟S401 ~S406中，算出在規(guī)定時間內從極化信號生成電路101輸 出的振幅分量信號(AM路徑)的輸出功率的平均值Pamlavg，在步驟S407 中，使用算式log (Pamlavg) =PamP使輸出功率的單位變換為dB。另外， 在上述的例子的情況下，圖22中的參數m設定為m='256，，參數n設定為 n='4，。
同樣地，在步驟S408~S413中，算出從極化信號生成電路101輸出的 振幅分量信號的輸出功率的平均值PAM2一avg,在步驟S414中，使用算式log (Pam2，) =Pam2，使輸出功率的單位被變換為對數。在步驟S415中，從 Pam2中咸去Pam"從而算出從極化信號生成電路101輸出的振幅分量信號的 殘余變動分量Fam。
在步驟S421 -S426中，測定》見定時間內的ADC109的輸出結果的平均 值PADd,同樣地，在步驟S427 ~ S432中，測定規(guī)定時間內的ADC109的輸 出結果的平均值PADC2。在步驟S433中，從Padc2中威去Padci，從而算出殘 余變動分量FAcc。另外，在LPF108以及ADC109中，因為輸出功率的單位
變換為對數，所以對于PADC2以及PADd不設置與步驟S407以及步驟SAM對
應的步驟,在步驟S433中，通過從Padc2中減去Padci
算出殘余變動分量FADc。
最后，在步驟S434中，通過將殘余變動分量Fadc除以殘余變動分量Fam， 算出相關系數C。
相關系數C對于將用于構成HSUPA信號的DPDCH信號、DPCCH信號、 以及HS - DPCCH信號，與擴頻碼相乘時的增益因子Beta ratio c ( Be)、 Beta ratio d (Bd )、 Beta ratio hs (Bhs )的所有的Beta ratio的組合，既可以只準備 一個共用的系數，也可以準備與增益因子的組合對應的多個相關系數C。另外，也可以改變多個碼元、多個增益因子的組合、各個碼元內的平均化區(qū)間 等的條件，在各種各樣的條件下算出相關系數C,并將其平均值作為相關系 數C使用。
發(fā)送功率控制單元220基于發(fā)送功率控制命令、PA103的輸出功率的平 均值的變動量、以及振幅分量信號的輸出功率的平均值的變動量，控制極化 調制發(fā)送裝置200的發(fā)送功率。
接下來，參照圖23說明如上構成的極化調制發(fā)送裝置200的動作。
圖23是用于說明當前的模式為壓縮模式時的極化調制發(fā)送裝置200的動 作的流程圖。極化調制發(fā)送裝置200在步驟S501中，檢測由未圖示的通信對 方指示的功率的變化量AP,在步驟S502中，判定變化量AP是否為O以上， 如果變化量AP為0以上(步驟S502:"是，，)，則判斷為能夠繼續(xù)進行壓縮沖莫 式，并轉移到步驟S540,使功率變化相當于AP的量。相對于此，在步驟S502, 如果變化量AP小于O (步驟S502:"否，，)，判斷是否模式切換為非壓縮模式 (步驟S503 )，在判定為不進行^^莫式切換(步驟S503:"否")時，轉移到步 驟S540,使功率變化相當于AP的量。
另一方面，在步驟S503中，判定為模式切換為非壓縮模式(步驟S503: "是，，)時，發(fā)送功率控制單元220判斷為需要由功率校正環(huán)102進行反饋控 制，并轉移到步驟S504。極化調制發(fā)送裝置200在步驟S504中，接通測定 系統(tǒng)的電源，并轉移到步驟S505和步驟S521。
在步驟S505 -S510中，測定壓縮模式下的PA103的輸出功率的平均值 Pcur,在步驟S511中，將模式從壓縮模式切換為非壓縮模式，并在步驟S512， 使功率變化相當于AP的量。
然后，在步驟S513-S518中，測定非壓縮-漠式下的PA103的輸出功率 的平均值P吣
另一方面，在步驟S521-S527中，測定在壓縮模式的期間從極化信號
生成電路101輸出的振幅分量信號的輸出功率的平均值PAM—cu"然后，在步
驟S511中，將模式從壓縮模式切換為非壓縮模式，并在步驟S512，使功率 變化相當于AP的量。其后，在步驟S528 S534中，測定在非壓縮才莫式的期
間從極化信號生成電路101輸出的振幅分量信號的輸出功率的平均值PAM一tar。
在步驟S519中，使用Pcur、 Ptar、 P崖—cur、 Pam—tar、以及相關系數C,發(fā)
送功率控制單元220進行誤差校正，從而算出P，tar一set。誤差校正結束后，在步驟S520中，關斷測定系統(tǒng)的電源。
圖24是用于說明當前的模式為非壓縮模式時的極化調制發(fā)送裝置200 的動作的流程圖。在圖24中，對于與圖23相同的步驟，賦予相同的標號， 并省略其說明。在圖24中，在步驟S541中判定變化量AP是否為O以下， 取代圖23的步驟S502,在步驟S542中，將模式從非壓縮模式切換為壓縮模 式，取代圖23的步驟S511。
另外，在各個實施方式中，雖然若著眼于某個信道則以時隙單位進行發(fā) 送功率的變更，但是根據信道間的時隙定時的關系而以碼元單位進行，因此 碼元邊界是指有可能進行發(fā)送功率的變更的定時。
這里，如實施方式l那樣，在僅根據LPF輸出進行功率控制時，在較嚴 格的卩條件之下，在LPF的輸出中殘存有殘余變切分量，有可能導致功率控 制的精度的劣化。但是，根據本實施方式，即使不在(3條件下也能夠求殘余 變動分量而進行去除，所以不產生功率控制的精度劣化。這里，以卩條件為 例進行了說明，但本實施方式的結構對殘余變動分量因調制條件而改變的情 況廣泛地有效。
如上所述，根據本實施方式，設有檢測振幅分量信號的功率的平均值的 平均化單元230，基于PA103的輸出功率的平均值的變動量、以及振幅分量 信號的功率的平均值的變動量，控制發(fā)送功率，由此即使在PA103的輸出功 率的平均值中包含殘余變動分量時，也能夠去除該殘余變動分量的影響而控 制發(fā)送功率，因此能夠提高發(fā)送功率控制的精度。也就是說，因為能夠抑制 起因于殘余變動分量的功率的估計精度的劣化，所以也能夠滿足例如必須將 發(fā)送功率的誤差收納在+/ - 0.5dB等嚴格的要求。
另外，發(fā)送功率控制單元220預先設定了表示PA103的輸出功率的平均 值所包含的殘余變動分量、與振幅分量信號的發(fā)送功率的平均值所包含的殘 余變動分量之比的相關系數C，并使振幅分量信號的輸出功率的平均值與相 關系數C相乘，由此求殘余變動分量。然后，通過從PA103的輸出功率的平 均值中減去求出的殘余變動分量，求功率估計值，并根據該功率估計值控制 發(fā)送功率，因此能夠排除PA103的輸出功率的平均值所包含的殘余變動分量 的影響，從而確實地提高發(fā)送功率控制的精度。
另外，在檢測PA 103的輸出功率的平均值的LPF108以及檢測振幅分量 信號的輸出功率的平均值的平均化單元230中，使用時間常數相等的低通濾波器或者積分器，由此能夠確實地將PA103的輸出功率的平均值所包含的殘 余變動分量與振幅分量信號的輸出功率的平均值所包含的殘余變動分量一 致。
這是因為，檢測PA103的輸出功率的平均值的LPF108的時間常數，以 及在平均化單元230使用的低通濾波器或者積分器的時間常數用于決定所檢 測的信號的截止頻率，因此若這些時間常數不同則殘余變動分量的估計精度 劣化。附帶說明的是，時間常數的容許范圍雖然因裝置的設計精度和溫度的 偏差的范圍等不同，但是優(yōu)選收納在±10%左右。
2007年1月12日申請的美國暫時申請案60/880,053號所包含的公開內 容，全部引用于本申請。
工業(yè)實用性
本發(fā)明的發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法，能夠維持反饋控制的快速性， 并且高精度地控制發(fā)送功率，極為有用。
權利要求
1.發(fā)送裝置，具有使功率放大器在壓縮模式下進行動作的模式以及在非壓縮模式下進行動作的模式，該發(fā)送裝置包括濾波器，對所述功率放大器的輸出進行波形整形；模擬數字變換單元，通過對壓縮模式時的濾波信號進行采樣，并且以與所述壓縮模式時的濾波信號相同的相位對非壓縮模式時的濾波信號進行采樣，從而獲得各個模式的輸出功率數據；以及發(fā)送功率控制單元，基于通過所述模擬數字變換單元得到的所述各個模式的輸出功率數據，控制模式變更時的所述功率放大器的輸出功率。
2. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述模擬數字變換單元對壓縮模式時的濾波信號和非壓縮模式時的濾波信號，從彼此相同的相位開始，以與起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本頻率相等的采樣頻率進行采樣。
3. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述模擬數字變換單元對壓縮模式時的濾波信號和非壓縮模式時的濾波 信號，從彼此相同的相位開始，以起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本頻率的整數倍的采樣頻率進行采樣。
4. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置， 所述模擬數字變換單元以960kHz的采樣頻率進行采樣。
5. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述模擬數字變換單元中的對于各個模式的初次的采樣定時彼此具有相當于起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本周期的整數倍的間隔。
6. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述模擬數字變換單元以避開了峰值的出現候補定時的定時進行采樣， 所述峰值在起因于所述擴頻碼的圖案的、所迷擴頻調制信號的基本周期的整數倍周期出現。
7. 如權利要求1所述的發(fā)送裝置，發(fā)送HSDPA信號。
8. 極化調制發(fā)送裝置，其包括權利要求1所述的發(fā)送裝置。
9. 發(fā)送功率控制方法，用于具有使功率放大器在壓縮模式下進行動作的 模式以及在非壓縮模式下進行動作的模式的發(fā)送裝置，該發(fā)送功率控制方法 包括濾波步驟，對所述功率放大器的輸出進行波形整形； 第一采樣步驟，通過對在當前的模式下的濾波信號進行采樣，獲得在所 述當前的模式下的輸出功率數據；模式切換步驟，從當前的模式切換為另一方的模式；第二采樣步驟，通過以與在所述當前的模式下的濾波信號相同的相位對在所述另一方的模式下的濾波信號進行采樣，獲得在所述另一方的模式下的 輸出功率數據；以及發(fā)送功率控制步驟，基于所述當前的模式和所述另一方的模式的輸出功 率數據，控制模式變更時的所述功率放大器的輸出功率。
10. 如權利要求9所述的發(fā)送功率控制方法， 所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述第一采樣步驟和所述第二采樣步驟的采樣通過從;波此相同的相位開始，并且以與起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本頻率相 等的采樣頻率進行。
11. 如權利要求9所述的發(fā)送功率控制方法，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號， 所述第一采樣步驟和所述第二采樣步驟的采樣從彼此相同的相位開始，并且以起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本頻率的整數倍的采樣頻率進行。
12. 如權利要求9所述的發(fā)送功率控制方法，所述第一采樣步驟和所述第二采樣步驟的采樣頻率為960kHz的采樣頻率。
13. 如權利要求9所述的發(fā)送功率控制方法，所述第一采樣步驟和所述第二采樣步驟的初次的采樣定時彼此具有相當 于起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本周期的整數倍的間隔。
14.如權利要求9所述的發(fā)送功率控制方法，所述發(fā)送裝置發(fā)送通過擴頻碼進行了擴頻的擴頻調制信號，所述第一采樣步驟和所述第二采樣步驟的采樣在避開了峰值的出現候補定時的定時進行，所述峰值在起因于所述擴頻碼的圖案的、所述擴頻調制信號的基本周期的整數倍周期出現。
全文摘要
公開了能夠維持反饋控制的快速性，并且高精度地控制發(fā)送功率的發(fā)送裝置和發(fā)送功率控制方法。在極化調制發(fā)送裝置(100)中設置了LPF(108)，對PA(103)的輸出功率進行波形整形；以及ADC(109)，通過對壓縮模式時的濾波信號進行采樣，并且以與壓縮模式時的濾波信號相同的相位對非壓縮模式時的濾波信號進行采樣，從而獲得各個模式的輸出功率數據。由此，使模式切換前后的采樣信號的相位為彼此相同的相位，從而能夠根據濾波信號波形，獲得在模式切換的前后相同條件的采樣信號。在基于該采樣信號的反饋控制中，即使在濾波信號中殘余有變動分量，也能夠忽視其影響，所以能夠維持快速性，并且高精度地估計并控制發(fā)送功率。
文檔編號H03G3/30GK101584113SQ200880001738
公開日2009年11月18日 申請日期2008年1月11日 優(yōu)先權日2007年1月12日
發(fā)明者加里·多, 松岡昭彥, 漆原伴哉, 韋恩·李 申請人:松下電器產業(yè)株式會社