專利名稱:電力變換裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對(duì)于負(fù)載設(shè)備發(fā)生高次諧波補(bǔ)償電流、抑制流向電源一側(cè)的高次諧波電流的有源濾波器等進(jìn)行輸出電流控制的電力變換裝置。
背景技術(shù)：
有源濾波器在發(fā)生高次諧波電流的負(fù)載設(shè)備的附近發(fā)生抵消高次諧波電流的高次諧波補(bǔ)償電流。現(xiàn)有的有源濾波器檢測(cè)負(fù)載電流，把該電流分離成基波電流和高次諧波電流，僅取出高次諧波電流，發(fā)生相位與其相差180度相的高次諧波補(bǔ)償電流。而且，通過(guò)把該高次諧波補(bǔ)償電流注入到負(fù)載的連接點(diǎn)，抵消負(fù)載電流的高次諧波電流，電源電流成為不包含高次諧波的正弦波。在這樣的有源濾波器中，作為電力用的電流發(fā)生源使用低損失的高頻PWM逆變器(例如，參照非專利文獻(xiàn)1)。
非專利文獻(xiàn)1
「パワ一エレクトロクス入門，電力電子入門」(第2次修訂版)歐姆公司山村昌 責(zé)編 大野榮一 編著 246頁(yè)-269頁(yè)在現(xiàn)有的有源濾波器中，如以上那樣使用高頻PWM逆變器，因此，為了抑制流向電源一側(cè)的高次諧波電流，需要電抗器等很大的濾波器電路，難以使有源濾波器的裝置結(jié)構(gòu)小型化。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明是為了消除上述的問(wèn)題點(diǎn)而完成的，其目的在于得到能夠進(jìn)行高速、高精度的電流控制，格外減小輸出一側(cè)的濾波器電路、促進(jìn)了小型化的電力變換裝置。
本發(fā)明的電力變換裝置具備經(jīng)過(guò)電抗器在負(fù)載上連接把來(lái)自直流電源的直流電變換成交流電的多個(gè)單相逆變器的交流一側(cè)串聯(lián)連接構(gòu)成的單相多路變換器，控制成根據(jù)上述多個(gè)單相逆變器的各發(fā)生電壓的總和，使得輸出電壓成為近似正弦波的控制裝置，在上述負(fù)載中供電。而且，上述控制裝置具備使上述單相多路變換器的輸出電流跟蹤根據(jù)上述負(fù)載確定的目標(biāo)電流的電流控制單元。
依據(jù)本發(fā)明的電力變換器，根據(jù)各單相逆變器的發(fā)生電壓的總和控制輸出電壓的同時(shí)，由于輸出電流被控制成跟蹤目標(biāo)電流，因此不需要很大的濾波器電路，促進(jìn)小型化、簡(jiǎn)單化，而且可以得到能夠進(jìn)行高速、高精度的電流控制的電力變換裝置。
圖1表示本發(fā)明實(shí)施方式1的電力變換裝置的主電路結(jié)構(gòu)。
圖2是說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施方式1的有源濾波器的動(dòng)作的波形圖。
圖3表示本發(fā)明實(shí)施方式1的單相多路逆變器以及各單相逆變器的輸出電壓波形。
圖4表示本發(fā)明實(shí)施方式1的電源電流波形。
圖5表示本發(fā)明實(shí)施方式1的第1單相逆變器的輸出電壓發(fā)生定時(shí)。
圖6表示本發(fā)明實(shí)施方式1的電源電流波形和第2單相逆變器的通斷定時(shí)。
圖7表示本發(fā)明實(shí)施方式1的電源電流波形和第2單相逆變器的通斷定時(shí)。
圖8是表示本發(fā)明實(shí)施方式1的逆變器驅(qū)動(dòng)電路的電路圖。
圖9是用于驅(qū)動(dòng)本發(fā)明實(shí)施方式1的第1單相逆變器的信號(hào)的時(shí)序圖。
圖10是用于驅(qū)動(dòng)本發(fā)明實(shí)施方式1的第2單相逆變器的信號(hào)的時(shí)序圖。
圖11表示本發(fā)明實(shí)施方式2的電源電壓波形以及第1單相逆變器的輸出電壓波形。
圖12表示本發(fā)明實(shí)施方式2的單相多路逆變器以及各單相逆變器的輸出電壓波形。
圖13表示本發(fā)明實(shí)施方式3的電源電壓波形以及第1單相逆變器的輸出電壓波形。
圖14表示本發(fā)明實(shí)施方式3的單相多路逆變器以及各單相逆變器的輸出電壓波形。
圖15表示本發(fā)明實(shí)施方式4的電源電流波形和第2單相逆變器的通斷定時(shí)。
圖16表示本發(fā)明實(shí)施方式4的電源電流波形和第2單相逆變器的通斷定時(shí)。
圖17是表示本發(fā)明實(shí)施方式4的逆變器驅(qū)動(dòng)電路的電路圖。
圖18是用于驅(qū)動(dòng)本發(fā)明實(shí)施方式4的第2單相逆變器的信號(hào)的時(shí)序圖。
圖19表示本發(fā)明實(shí)施方式5的電力變換裝置的主電路結(jié)構(gòu)。
圖20表示本發(fā)明實(shí)施方式6的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)。
圖21表示本發(fā)明實(shí)施方式7的電力變換裝置的結(jié)構(gòu)。
具體實(shí)施方式實(shí)施方式1以下，關(guān)于有源濾波器說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施方式1的電力變換裝置。
圖1表示本發(fā)明實(shí)施方式1的電力變換裝置3的主電路結(jié)構(gòu)，更具體地講，在有源濾波器中使用了在作為交流電源的單相電源1與單相負(fù)載2之間并聯(lián)連接的電力變換裝置3。
如圖所示，電力變換裝置由把多個(gè)(本情況下是2個(gè))的單相逆變器41、42串聯(lián)連接的作為單相多路變換器的單相多路逆變器4構(gòu)成，具備連接電抗器6，對(duì)于電源1并聯(lián)連接。
單相多路逆變器4內(nèi)的單相逆變器(第1單相逆變器42、第2單相逆變器41)由反向并聯(lián)連接了二極管的多個(gè)IGBT(絕緣柵雙極晶體管)等自消弧型半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件組成的例如全橋逆變器構(gòu)成。自消弧型半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件除去IGBT以外，即使是GCT、GTO、晶體管、MOSFET等或者不具有自消弧功能的可控硅等，也可以進(jìn)行強(qiáng)制換流動(dòng)作。
第1、第2單相逆變器42、41分別具備作為獨(dú)立的直流電源的例如電容器52、51，能夠在任意的期間輸出充電成圖示極性的直流電壓。
在把第2單相逆變器41的直流電壓記為V1時(shí)，通過(guò)開(kāi)關(guān)元件的通斷組合，能夠在第2單相逆變器41的輸出端子之間施加{-V1、0、V1}的電壓。另外，在把第1單相逆變器42的電容器電壓記為V2時(shí)，根據(jù)開(kāi)關(guān)元件的通斷組合，能夠在第1單相逆變器42的輸出端子之間施加{-V2、0、V2}的電壓。另外，作為直流電源除去電容器51、52以外，還能夠使用可以貯存直流電的器件。
這里，第1單相逆變器42的直流電壓最大，在0.5～1的范圍內(nèi)能夠任意設(shè)定在第1、第2單相逆變器42、41的各電容器52、51上充電的電壓V2、V1之比(V1/V2)。另外，V1與V2的合計(jì)值必須大于電源1的電源波峰值。
串聯(lián)連接這種單相逆變器41、42的交流一側(cè)，構(gòu)成單相多路逆變器4。從而，能夠在單相多路逆變器4的輸出端子上施加各單相逆變器41、42的輸出電壓的合計(jì)值，其輸出電壓根據(jù)各單相逆變器41、42的輸出的組合確定。具體地講，單相多路逆變器4的輸出電壓成為{-(V1+V2)、-V2、-V1、0、V1、V2、(V1+V2)}。為此，具備后述的控制裝置，通過(guò)適當(dāng)?shù)剡x擇各單相逆變器41、42的輸出電壓，能夠減小開(kāi)關(guān)動(dòng)作的電壓幅度，即使是很小的濾波器電路(連接電抗器6)也能夠輸出平滑的交流波形。
在這樣的電力變換裝置3中，串聯(lián)連接多個(gè)單相逆變器41、42，根據(jù)輸出電壓的組合，各電容器51、52中的充放電電力的出入量不同，而各電容器51、52的電壓如以下那樣被控制。直流電壓最大的第1單相逆變器42的電容器2從電源一側(cè)被供給有效電力使得電壓V2成為恒定。對(duì)于第2單相逆變器41的電容器51，經(jīng)過(guò)絕緣型DC-DC變換器電路7，從第1單相逆變器42的電容器52供電，控制電壓V1使得成為上述預(yù)定的電壓比(V1/V2)。另外，關(guān)于絕緣型的DC-DC變換器7，由使用了高頻變壓器的回掃變換器、正向變換器、推挽變換器等構(gòu)成。
在單相逆變器41、42內(nèi)的各開(kāi)關(guān)元件上，分別設(shè)置未圖示的柵極驅(qū)動(dòng)電路，接受成為控制裝置的逆變器驅(qū)動(dòng)電路的信號(hào)，生成用于在開(kāi)關(guān)元件的柵極上施加電壓的脈沖電壓。作為柵極驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)，由于需要控制電路與功率電路的絕緣，因此使用脈沖變壓器電路或者應(yīng)用了光電耦合器的電路。
下面，根據(jù)圖2說(shuō)明有源濾波器的基本原理。圖2表示有源濾波器輸出的補(bǔ)償電流與電源電流、負(fù)載電流的波形。
但是，一般的家電產(chǎn)品等由于需要在內(nèi)部安裝的電路上供給直流電源，因此在內(nèi)部把從交流電源供給的交流電壓整流成直流電壓供電。作為電力變換單元，大多使用應(yīng)用了二極管的整流電路，而為了得到電壓脈動(dòng)(波動(dòng))少的直流電壓，添加電壓平滑用的電容器。
在把這種電容器輸入型的整流電路作為負(fù)載連接到電源上的情況下，在電源一側(cè)流出包括具有很大峰值電流的高次諧波成分的電流。包括高次諧波成分的電流引起由饋電線阻抗產(chǎn)生的電壓降，成為電源電壓畸變的原因，例如，在大容量的情況下成為進(jìn)相電容器的燒毀，小容量的情況下成為斷路器誤動(dòng)作等障礙的原因。
有源濾波器為了使高次諧波電流不會(huì)流出到電源中，在電源1與負(fù)載2之間連接單相多路逆變器4(參照?qǐng)D1)。如圖2所示，從單相多路逆變器4發(fā)生抵消包含在負(fù)載2發(fā)生的負(fù)載電流iL中的高次諧波成分電流的高次諧波補(bǔ)償電流(逆變器電流iC)，通過(guò)控制成含有高次諧波成份的電流流出到電源一側(cè)，能夠使電源電流is成為沒(méi)有高次諧波成分的正弦波電流。
下面，說(shuō)明電力變換器3的電壓控制以及電流控制。
圖3表示單相多路逆變器4的輸出電壓波形以及第1、第2單相逆變器42、41的輸出電壓波形。如圖所示，第1單相逆變器42對(duì)于電源電壓的半個(gè)周期，輸出一個(gè)脈沖的電壓，第2單相逆變器41極其細(xì)致地調(diào)整輸出電壓。作為第1、第2單相逆變器42、41的輸出電壓總和的單相多路逆變器4的輸出電壓與電源電壓幾乎相同，成為近似正弦波。
在本實(shí)施方式中，由于把電力變換裝置3用作為有源濾波器，因此需要高精度的電流控制，這里，控制從單相多路逆變器4輸出的高次諧波補(bǔ)償電流(逆變器電流ic)，使得電源電流is成為沒(méi)有高次諧波成分的正弦波電流。這種情況下，不是直接進(jìn)行使逆變器電流ic跟蹤目標(biāo)電流的控制，而是控制電力變換裝置3使得電源電流is成為正弦波電流，但能夠達(dá)到與根據(jù)負(fù)載電流iL計(jì)算逆變器電流ic的目標(biāo)電流，使逆變器電流ic跟蹤該目標(biāo)電流的控制相同的控制。
圖4表示電源電流波形。為了使電源電流is成為正弦波，對(duì)于作為目標(biāo)的電流波形，如圖所示，預(yù)先設(shè)定閾值上限和閾值下限使得目標(biāo)電流成為中心，極其細(xì)致地調(diào)整第2單相逆變器41的輸出電壓，使得電源電流is在閾值上限和閾值下限的范圍內(nèi)增減。這樣，把第2單相逆變器41進(jìn)行開(kāi)關(guān)控制使得電源電流is成為功率因數(shù)為1的正弦波，單相多路逆變器4的輸出電壓根據(jù)第1單相逆變器42與第2單相逆變器41的輸出電壓之和，控制成成為與電源電壓幾乎相同的正弦波。
這里，電源電流is的變化量ΔI如下式所示，根據(jù)連接電抗器6的電感L、施加到連接電抗器6兩端的電壓ΔV、電壓施加時(shí)間ΔT而被確定。
ΔI＝(ΔV/L)ΔTΔT起因于第2單相逆變器41的開(kāi)關(guān)頻率，主要從構(gòu)成第2單相逆變器41的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件的性能確定。在假定ΔT為恒定的情況下，ΔI成為電流控制精度的指標(biāo)，能夠判斷為ΔI越小，電流控制精度越好。為了實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，需要從上述公式減小ΔV，或者加大連接電抗器6的電感L。
在本實(shí)施方式中，ΔV由于從第2單相逆變器41的輸出電壓確定，因此與一般的PWM逆變器相比較能夠減小ΔV。從而，為了得到相同的電流精度所必需的電抗器6的電感L能夠比一般的PWM逆變器小。
下面，根據(jù)圖5表示第1單相逆變器42的輸出電壓發(fā)生定時(shí)。當(dāng)?shù)?單相逆變器42的電源電壓的大小超過(guò)了V2/2時(shí)輸出{+V2}或者{-V2}的電壓。第1單相逆變器42只要對(duì)于電源電壓的半個(gè)周期可以輸出一個(gè)脈沖的電壓即可，因此能夠降低開(kāi)關(guān)損失，還能夠減少發(fā)生噪聲。另外，這里閾值取為V2/2，但并不是限定于該值。
如圖5所示，在電源電壓一個(gè)周期中，根據(jù)第1單相逆變器42的輸出電壓，設(shè)定以下那樣的區(qū)域A～D。
當(dāng)電源電壓為正時(shí)，把第1單相逆變器42的輸出電壓比電源電壓小的區(qū)域作為A，把第1單相逆變器42的輸出電壓比電源電壓大的區(qū)域作為B。
另外，當(dāng)電源電壓為負(fù)時(shí)，把第1單相逆變器42的輸出電壓的大小比電源電壓小的區(qū)域作為C，把第1單相逆變器42的輸出電壓的大小比電源電壓大的區(qū)域作為D。
這里，單相多路逆變器4的輸出電壓由于根據(jù)第1單相逆變器42和第2單相逆變器41的輸出電壓之和進(jìn)行控制使得成為正弦波，因此根據(jù)第1單相逆變器42輸出了{(lán)+V2}、{0}、{-V2}的哪個(gè)電平，切換第2單相逆變器41的輸出電壓極性。即，如圖3所示，第2單相逆變器41在區(qū)域A以及D中把輸出電壓極性作為正，交替輸出{0、+V1}。另外，在區(qū)域B以及C中把輸出電壓極性作為負(fù)，交替輸出{0、-V1}。
如上所述，極其細(xì)致地調(diào)整第2單相逆變器41的輸出電壓，使得電源電流is在閾值上限和閾值下限的范圍內(nèi)增減，這時(shí)，第2單相逆變器41按照與區(qū)域A～D相對(duì)應(yīng)的輸出電壓極性進(jìn)行通斷控制。
圖6中表示上述區(qū)域A以及D中的電源電流波形和第2單相逆變器41的通斷定時(shí)。
當(dāng)?shù)?單相逆變器41的輸出電壓為{0}時(shí)，單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓小，電源電流is增加。如果電源電流is達(dá)到閾值上限A，則第2單相逆變器41的輸出電壓成為{+V1}，使單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓大，使電源電流is減少。電源電流is減少，直到到達(dá)閾值下限B，第2單相逆變器41輸出{+V1}。如果電源電流is達(dá)到閾值下限B，則通過(guò)第2單相逆變器41的輸出電壓再次成為{0}，電源電流is在閾值上限和閾值下限的范圍內(nèi)反復(fù)增減。
圖7中表示上述區(qū)域B以及區(qū)域C中的電源電流波形和第2單相逆變器41的通斷定時(shí)。
當(dāng)?shù)?單相逆變器41的輸出電壓為{-V1}時(shí)，單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓小，電源電流is增加。如果電源電流is達(dá)到閾值上限A，則第2單相逆變器41的輸出電壓成為{0}，使單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓大，使電源電流is減少。電源電流is減少，直到到達(dá)閾值下限B，第2單相逆變器41輸出{0}。如果電源電流is達(dá)到閾值下限B，則通過(guò)使第2單相逆變器41的輸出電壓再次成為{-V1}，電源電流is在閾值上限A和閾值下限B的范圍內(nèi)反復(fù)增減。
這樣，使用第2單相逆變器41進(jìn)行控制以使對(duì)于電源電流is的目標(biāo)值(正弦波電流)具有一定寬度的閾值、在其范圍內(nèi)電源電流is增減，從而能夠?qū)崿F(xiàn)不會(huì)使高次諧波電流流出到電源1的有源濾波器(電力變換裝置3)。
另外，關(guān)于作為閾值上限A和閾值下限B的閾值寬度的設(shè)定，設(shè)定成成為允許電源電流is的波動(dòng)的范圍內(nèi)。為了減小電流波動(dòng)，可以減小閾值寬度，然而第2單相逆變器41的開(kāi)關(guān)元件的頻率升高。這樣，電流控制精度與開(kāi)關(guān)頻率的關(guān)系由于成為折衷的關(guān)系，因此閾值寬度根據(jù)第2單相逆變器41的輸出電壓振幅值以及構(gòu)成第2單相逆變器41的開(kāi)關(guān)元件所允許的最大開(kāi)關(guān)頻率被確定。
圖8表示作為以上那樣控制的電力變換裝置3的控制裝置的逆變器驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)。
逆變器驅(qū)動(dòng)電路由用微機(jī)等組成的CPU(中央控制單元)8、由與CPU不同的模擬電路以及數(shù)字信號(hào)處理電路組成的控制電路10構(gòu)成?？刂齐娐?0由進(jìn)行上述區(qū)域A～D的判定的區(qū)域判定電路11以及判定電源電壓的極性的極性判定電路14、進(jìn)行電源電流is的目標(biāo)電流與實(shí)際電流的比較的電流比較電路15～18、以及根據(jù)由電流比較電路15～18得到的開(kāi)關(guān)定時(shí)、區(qū)域判定信號(hào)12、13及極性判定信號(hào)14a而生成驅(qū)動(dòng)各單相逆變器41、42的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的柵極信號(hào)生成電路20構(gòu)成。
CPU8具有DA變換器，從端子9a輸出電源電壓的模擬信號(hào)，從端子9b輸出第1單相逆變器42的直流電壓值V2。進(jìn)而，從端子9c輸出在CPU8內(nèi)部計(jì)算的電源電流is的目標(biāo)值。
極性判定電路14當(dāng)電源電壓為正時(shí)輸出H信號(hào)，為負(fù)時(shí)輸出L信號(hào)。區(qū)域判定電路11是用于把電源電壓的一個(gè)周期分類成上述的區(qū)域A～D的判定電路，作為輸出的區(qū)域判定信號(hào)12當(dāng)電源電壓比V2/2大時(shí)輸出H，當(dāng)電源電壓比V2/2小時(shí)輸出L。另外，區(qū)域判定信號(hào)13當(dāng)區(qū)域A以及C時(shí)輸出H，當(dāng)B以及D時(shí)輸出L。
從CPU的端子9c輸出的電源電流is的目標(biāo)值，即目標(biāo)電流通過(guò)低通濾波器15，成為僅有電源頻率成分的正弦波電流。該信號(hào)通過(guò)偏置電路16成為閾值上限A。另外，通過(guò)偏置電路16b成為閾值下限B。在滯后比較器電路17a、17b中把由偏置電路16a、16b生成的信號(hào)與實(shí)際電流進(jìn)行比較。各個(gè)比較器信號(hào)輸入到觸發(fā)器電路18的設(shè)置端子(S)、復(fù)位端子(R)，被鎖存。根據(jù)以上的鎖存信號(hào)和極性判定輸出14a以及區(qū)域判定信號(hào)12、13，由柵極信號(hào)生成電路20確定各單相逆變器41、42的柵極驅(qū)動(dòng)定時(shí)，生成柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
圖9表示根據(jù)極性判定信號(hào)14a以及區(qū)域判定信號(hào)12、13生成的第1單相逆變器42的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)和第1單相逆變器42的輸出電壓的時(shí)序。
柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的2UP、2UN、2VP、2VN分別與圖1所示的第1單相逆變器42的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件相對(duì)應(yīng)。這里，當(dāng)2UP＝L、2UN＝H、2VP＝L、2VN＝H時(shí)，第1單相逆變器42的輸出成為{0}。另外，當(dāng)2UP＝L、2UN＝H、2VP＝H、2VN＝L時(shí)，第1單相逆變器42的輸出成為{+V2}。進(jìn)而，當(dāng)2UP＝H、2UN＝L、2VP＝L、2VN＝H時(shí)，第1單相逆變器42的輸出成為{-V2}。
另外，圖10表示根據(jù)來(lái)自觸發(fā)器電路18的輸出信號(hào)、極性判定輸出14a以及區(qū)域判定信號(hào)13生成的各電路1a～1d、2a～2d的輸出信號(hào)、第2單相逆變器41的輸出極性判定信號(hào)、柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)、第2單相逆變器41的輸出電壓的時(shí)序。
柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的1UP、1UN、1VP、1VN分別與圖1所示的第2單相逆變器41的半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件相對(duì)應(yīng)。這里，當(dāng)1UP＝L、1UN＝H、1VP＝L、1VN＝H時(shí)，第2單相逆變器41的輸出成為{0}。另外，當(dāng)1UP＝L、1UN＝H、1VP＝H、1VN＝L時(shí)，第2單相逆變器41的輸出成為{+V1}。進(jìn)而，當(dāng)1UP＝H、1UN＝L、1VP＝L、1VN＝H時(shí)，第2單相逆變器41的輸出成為{-V1}。
另外，如圖8所示，柵極信號(hào)生成電路20具備短路防止時(shí)間生成電路，為了防止各單相逆變器41、42的臂短路，使輸出的定時(shí)錯(cuò)開(kāi)短路防止時(shí)間的量。
在本實(shí)施方式中，在有源濾波器中使用串聯(lián)連接多個(gè)單相逆變器41、42構(gòu)成的電力變換裝置3，進(jìn)行控制使得適當(dāng)選擇各單相逆變器41、42的輸出電壓、基于各發(fā)生電壓總和的輸出電壓成為近似正弦波，并進(jìn)行電流控制使得電源電流成為目標(biāo)電流。因此，能夠減小進(jìn)行開(kāi)關(guān)的電壓幅度，即使是很小的濾波器電路(連接電抗器6)，也能夠輸出平滑的交流波形。這樣，能夠格外地減小電抗器6的體積，能夠促進(jìn)有源濾波器的裝置結(jié)構(gòu)的小型化。
另外，驅(qū)動(dòng)控制直流電壓最大的第1單相逆變器42使得對(duì)于電源電壓的半個(gè)周期輸出1個(gè)脈沖的電壓，使用其它的第2單相逆變器41進(jìn)行電流控制。這樣，直流電壓成為最大的第1單相逆變器42由于能夠進(jìn)行1個(gè)脈沖/半個(gè)周期下的驅(qū)動(dòng)，因此能夠減少開(kāi)關(guān)損失或者噪聲的發(fā)生。從而，能夠簡(jiǎn)化放熱對(duì)策部件或者噪聲對(duì)策部件。另外，由于不需要高頻下的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，因此還能夠用廉價(jià)的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件的驅(qū)動(dòng)電路。
另外，由于把第2單相逆變器41的直流電源電壓V1與第1單相逆變器42的直流電源電壓V2之比設(shè)定在0.5～1.0的范圍，因此即使在第1單相逆變器42的半個(gè)周期中使1個(gè)脈沖的輸出電壓的發(fā)生定時(shí)變化，各單相逆變器41、42的發(fā)生電壓的總計(jì)也大于等于電源電壓，通過(guò)細(xì)致地控制第2單相逆變器41，可以得到所希望的輸出電壓波形。
另外，逆變器驅(qū)動(dòng)電路由CPU8和與CPU不同的控制電路10構(gòu)成。在電流控制中，在CPU8中僅計(jì)算目標(biāo)電流，由CPU以外的控制電路10進(jìn)行電流控制。因此，不需要在CPU8內(nèi)部進(jìn)行電流控制，能夠減輕CPU8的負(fù)擔(dān)，即使是廉價(jià)的CPU8也能夠應(yīng)對(duì)，能夠謀求降低控制裝置的成本。
另外，在控制電路10內(nèi)具備滯后比較器電路17a、17b，生成向第2單相逆變器41的控制信號(hào)使得電源電流在成為上述閾值寬度的滯后寬度的范圍內(nèi)增減。這樣，由于使用滯后比較器電路17a、17b進(jìn)行電流比較，因此能夠使電流控制增益成為無(wú)限大，可以得到良好的電流控制響應(yīng)。另外，假設(shè)如果在CPU8內(nèi)進(jìn)行電流控制，則對(duì)于在CPU8內(nèi)計(jì)算的目標(biāo)電流，經(jīng)過(guò)AD變換器把實(shí)際的電源電流取入到CPU8內(nèi)，在CPU8內(nèi)部進(jìn)行電流比較，確定開(kāi)關(guān)圖形。這種情況下，如果CPU8的處理能力差，則由于在電流控制增益方面存在界限，因此對(duì)于目標(biāo)電流不能夠跟蹤，電流控制響應(yīng)成為問(wèn)題。
另外，滯后比較器電路17a、17b的滯后寬度由于根據(jù)第2單相逆變器41的輸出電壓振幅值以及構(gòu)成該第2單相逆變器41的開(kāi)關(guān)元件的最大開(kāi)關(guān)頻率確定，因此可以得到可靠性高的電流控制。
另外，在上述實(shí)施方式中，在電流控制中使用的第2單相逆變器41是一臺(tái)，能夠簡(jiǎn)化構(gòu)造，控制也容易。該第2單相逆變器41也可以是多臺(tái)，這種情況下，把第2單相逆變器41的直流電壓的總和V與第1單相逆變器42的直流電壓V2之比V/V2設(shè)定在0.5～1.0的范圍內(nèi)。另外，這種情況下，電流控制把多臺(tái)第2單相逆變器41的輸出組合起來(lái)進(jìn)行控制。
實(shí)施方式2在上述實(shí)施方式1中，第1單相逆變器42的輸出電壓按照電源電壓與閾值(V2/2)的大小關(guān)系確定輸出定時(shí)，在實(shí)施方式2中，第1單相逆變器42的輸出電壓與電源電壓內(nèi)接，確定輸出定時(shí)使得其大小始終成為小于等于電源電壓。
圖11中表示電源電壓波形以及第1單相逆變器42的輸出電壓波形。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)使第1單相逆變器42的輸出電壓的大小始終成為小于等于電源電壓，如圖12所示，使第2單相逆變器41的輸出電壓與電源電壓同極性，即使之在半個(gè)周期內(nèi)不變化。從而，不需要實(shí)施方式1中所示的區(qū)域判定電路11，能夠簡(jiǎn)化逆變器驅(qū)動(dòng)電路。
實(shí)施方式3在本實(shí)施方式3中，第1單相逆變器42的輸出電壓與電源電壓外接，確定輸出定時(shí)使得其大小始終成為大于等于電源電壓。圖13中表示電源電壓波形以及第1單相逆變器42的輸出電壓波形。
在本實(shí)施方式中，通過(guò)使第1單相逆變器42的輸出電壓的大小始終成為大于等于電源電壓，如圖14所示，使第2單相逆變器41的輸出電壓與電源電壓極性相反，即使之在半個(gè)周期內(nèi)不變化。從而，與上述實(shí)施方式相同，不需要區(qū)域判定電路11，能夠簡(jiǎn)化逆變器驅(qū)動(dòng)電路。
實(shí)施方式4上述實(shí)施方式1中所示的逆變器驅(qū)動(dòng)電路中的電流控制是通過(guò)上述區(qū)域A～D的區(qū)域判定、以及把電源電流is的目標(biāo)電流與實(shí)際電流進(jìn)行比較的電流比較，來(lái)對(duì)于電源電流is的目標(biāo)值(正弦波電流)具有一定寬度的閾值，使得電源電流is在其范圍內(nèi)增減地使用第2單相逆變器41進(jìn)行控制。然而，在負(fù)載2中流過(guò)的電流的電流變化率大的情況下，有可能在第2單相逆變器41的輸出切換點(diǎn)偏離閾值。
在本實(shí)施方式4中，在正常時(shí)的閾值寬度的外側(cè)還具備修正用的閾值寬度，在電源電流is超過(guò)正常時(shí)的閾值寬度而變化時(shí)能夠進(jìn)行修正。
圖15中表示上述區(qū)域A以及區(qū)域D中的、電源電流波形和第2單相逆變器41的通斷定時(shí)。設(shè)定與在上述實(shí)施方式1中所示的相同的閾值上限A和閾值下限B，使得目標(biāo)電流成為中心，進(jìn)而，在其外側(cè)以預(yù)定的寬度設(shè)定閾值上限C和閾值下限D(zhuǎn)。
當(dāng)?shù)?單相逆變器41的輸出電壓為{0}時(shí)，單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓小，電源電流is增加。如果電源電流is到達(dá)閾值上限A，則使第2單相逆變器41的輸出電壓成為{+V1}，使單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓大，使電源電流is減少。電源電流is減少直到到達(dá)閾值下限B，第2單相逆變器41輸出{+V1}。電源電流is如果到達(dá)閾值下限B，則再次使第2單相逆變器41的輸出電壓成為{0}，這里，設(shè)電源電流is在增加方向不發(fā)生變化。而且，當(dāng)電源電流S進(jìn)一步減小到達(dá)閾值下限D(zhuǎn)時(shí)，第2單相逆變器41通過(guò)輸出{-V1}，強(qiáng)制地使電源電流is增加。如果電源電流is增加，則以后通過(guò)把第2單相逆變器41的輸出電壓交替切換成{0}、{+V1}，使得在閾值上限A以及閾值下限B的范圍內(nèi)反復(fù)增減，進(jìn)行電源電流is的控制。
圖16中表示上述區(qū)域B以及區(qū)域C中的、電源電流波形和第2單相逆變器41的通斷定時(shí)。
第2單相逆變器41的輸出電壓為{-V1}時(shí)，單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓小，電源電流is增加。如果電源電流is到達(dá)閾值上限A，則使第2單相逆變器41的輸出電壓成為{0}，使單相多路逆變器4的輸出電壓比電源電壓大，使電源電流is減少。電源電流is減少直到到達(dá)閾值下限B，第2單相逆變器41輸出{0}。如果電源電流is到達(dá)閾值下限B，則再次使第2單相逆變器41的輸出電壓成為{-V1}，使電源電流is增加。接著，如果電源電流is沿著增加方向到達(dá)閾值上限A，則使第2單相逆變器41的輸出電壓成為{0}，而這里設(shè)電源電流is在減少方向不發(fā)生變化。而且，當(dāng)電源電流is進(jìn)一步增加到達(dá)閾值上限C時(shí)，第2單相逆變器41通過(guò)輸出{+V1}，強(qiáng)制地使電源電流is減少。如果電源電流is減少，則以后通過(guò)把第2單相逆變器41的輸出電壓交替切換成{-V1}、{0}，使得在閾值上限A以及閾值下限B的范圍內(nèi)反復(fù)增減，進(jìn)行電源電流is的控制。
這樣，進(jìn)行電流控制，使得對(duì)于電源電流is的目標(biāo)值(正弦波電流)具有一定寬度的閾值(閾值上限A以及閾值下限B)，使電源電流is在其范圍內(nèi)增減，如果偏離了閾值，則通過(guò)使用在外側(cè)設(shè)定的修正用的閾值(閾值上限C以及閾值下限D(zhuǎn))進(jìn)行修正，能夠使電源電流is返回到原來(lái)正常時(shí)的閾值范圍內(nèi)。另外，兩種閾值寬度根據(jù)第2單相逆變器41的輸出電壓振幅值以及構(gòu)成第2單相逆變器41的開(kāi)關(guān)元件的最大開(kāi)關(guān)頻率確定。
圖17中表示作為以上那樣控制的電力變換裝置3的控制裝置的逆變器驅(qū)動(dòng)電路的結(jié)構(gòu)。
逆變器驅(qū)動(dòng)電路由用微機(jī)等組成的CPU8、由與CPU不同的模擬電路以及數(shù)字信號(hào)處理電路組成的控制電路10a構(gòu)成。控制電路10a由進(jìn)行上述區(qū)域A～D的判定的區(qū)域判定電路11以及判定電源電壓的極性的極性判定電路14、進(jìn)行電源電流is的目標(biāo)電流與實(shí)際電流的比較的電流比較電路15～18c、根據(jù)由電流比較電路15～18c得到的開(kāi)關(guān)定時(shí)、區(qū)域判定信號(hào)12、13以及極性判定信號(hào)14a來(lái)生成驅(qū)動(dòng)各單相逆變器41、42的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)的柵極信號(hào)生成電路20a構(gòu)成。
CPU8與在上述實(shí)施方式1中所示的逆變器驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)的CPU8相同，從CPU8的端子9c輸出的目標(biāo)電流通過(guò)低通濾波器，成為僅有電源頻率成分的正弦波電流信號(hào)。該信號(hào)通過(guò)偏置電路16a成為閾值上限A，由偏置電路16b成為閾值下限B。進(jìn)而，通過(guò)偏置電路16c設(shè)定閾值上限C，通過(guò)偏置電路16d設(shè)定閾值下限D(zhuǎn)。通過(guò)偏置電路16a、16b、16c、16d生成的信號(hào)與實(shí)際的電源電流is在兩組滯后比較器電路17a、17b、17c、17d中進(jìn)行比較。滯后比較器電路17a、17b的輸出信號(hào)輸入到觸發(fā)器電路18b的設(shè)置端子(S)、復(fù)位端子(R)被鎖存。根據(jù)以上的鎖存信號(hào)、極性判定信號(hào)12、13以及區(qū)域判定信號(hào)14a，確定各單相逆變器41、42的柵極驅(qū)動(dòng)定時(shí)，生成柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
另外，比較器17c的輸出信號(hào)輸入到觸發(fā)器電路18a的設(shè)置端子(S)，當(dāng)電源電流is超過(guò)閾值上限A達(dá)到閾值上限C時(shí)輸出信號(hào)。另外，比較器17d的輸出信號(hào)輸入到觸發(fā)器電路18c的設(shè)置端子(S)，當(dāng)電源電流is超過(guò)了閾值下限B到達(dá)閾值下限D(zhuǎn)時(shí)輸出信號(hào)。
圖18中表示來(lái)自觸發(fā)器電路18a～18c的輸出信號(hào)、根據(jù)極性判定輸出14a以及區(qū)域判定信號(hào)13而生成的各電路5a～5h、6a～6h、7a、7b的輸出信號(hào)、第2單相逆變器41的輸出極性判定信號(hào)(8a、8b的輸出)、柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及第2單相逆變器41的輸出電壓的時(shí)序。
在本實(shí)施方式中，具有與上述實(shí)施方式1相同的效果，同時(shí)，在使用了第2單相逆變器41的電流控制中，在正常時(shí)的閾值寬度的外側(cè)還具備修正用的閾值寬度，在電源電流is超過(guò)了閾值上限A或者閾值下限B的情況下，根據(jù)第2單相逆變器41的輸出電壓的切換進(jìn)行修正，能夠返回到通常的閾值范圍內(nèi)。
實(shí)施方式5在上述實(shí)施方式1中，設(shè)定成使第1、第2單相逆變器42、41的直流電壓比成為預(yù)定的電壓比，設(shè)置DC-DC變換器電路7，控制成使得電壓比成為恒定。在本實(shí)施方式中，如圖19所示，用省略了DC-DC變換器電路的電路結(jié)構(gòu)，說(shuō)明把第2單相逆變器41的直流電壓維持為恒定的方法。
在上述實(shí)施方式1中，控制成第1單相逆變器42的直流電壓V2從電源1供給有效電力，保持預(yù)定的電壓，而在本實(shí)施方式中，通過(guò)使第1單相逆變器42的直流電壓V2可變，使第1單相逆變器42的輸出電壓有效值變化，調(diào)整輸出電力。
具體地講，預(yù)先監(jiān)視第2單相逆變器41的直流電壓V1，調(diào)整直流電壓V2的大小使得其電壓成為預(yù)定的電壓。第2單相逆變器41處理的電力是從作為有源濾波器所需要的電力減去了第1單相逆變器42的電力的值。因此，調(diào)整直流電壓V2的大小從而調(diào)整第1單相逆變器42的輸出功率，并調(diào)整第2單相逆變器41處理的電力使得經(jīng)過(guò)了第2單相逆變器41的電容器51的充放電平衡，驅(qū)動(dòng)控制第2單相逆變器41。另外，直流電壓V2的調(diào)整手段能夠通過(guò)使從電源1供給有效電力時(shí)的V2的目標(biāo)電壓變化而實(shí)現(xiàn)。
在本實(shí)施方式中，由于驅(qū)動(dòng)控制第2單相逆變器41，使第1單相逆變器42的直流電壓V2可變，使得經(jīng)過(guò)了第2單相逆變器41的電容器51的充放電平衡，因此第2單相逆變器41的平均輸出電力為0，不需要從外部供電，能夠省略DC-DC變換器電路。
實(shí)施方式6在上述各實(shí)施方式1～5中示出了作為有源濾波器使用的電力變換裝置3，而以下在本實(shí)施方式中，示出作為用于把來(lái)自直流電源的直流電變換成交流電、與電力系統(tǒng)連接的系統(tǒng)連接逆變器而動(dòng)作的電力變換裝置30。圖20是表示本實(shí)施方式6的電力變換裝置30的結(jié)構(gòu)的電路圖。
電力變換裝置30與在上述實(shí)施方式1中所示的電力變換裝置3相同，由串聯(lián)連接了第1單相逆變器42和第2單相逆變器41的單相多路逆變器4構(gòu)成，具備連接電抗器25，與負(fù)載24(這種情況下是電力系統(tǒng))連接。電容器23用作為去除高次諧波用的濾波器。21是電流傳感器，22是電壓傳感器，26是作為控制裝置的逆變器驅(qū)動(dòng)電路，27是CPU，28是CPU以外的控制電路。
這種情況下，第1單相逆變器42對(duì)于作為輸出電壓指令的交流電壓的半個(gè)周期輸出一個(gè)脈沖的電壓，第2單相逆變器41極其細(xì)致地調(diào)整輸出電壓，作為第1、第2單相逆變器42、41的輸出電壓總和的單相多路逆變器4的輸出電壓幾乎成為正弦波。
適用于系統(tǒng)連接逆變器的電力變換裝置30的直流能源能夠使用鉛蓄電池、燃料電池、太陽(yáng)能電池、鋰離子電池、鎳氫電池、電雙層電容器等，在這里經(jīng)過(guò)未圖示的DC-DC變換器向電力變換裝置30的直流電源(電容器52)供電。
在系統(tǒng)連接逆變器中，由于需要使交流電流成為功率因數(shù)為1的正弦波，因此需要高精度的電流控制。
在本實(shí)施方式中，與上述實(shí)施方式1相同，控制裝置(逆變器驅(qū)動(dòng)電路)26內(nèi)的控制電路28具備電流控制單元，使用第2單相逆變器41進(jìn)行電流控制。這時(shí)，直接進(jìn)行控制使得從單相多路逆變器4輸出的逆變器電流iL跟蹤目標(biāo)電流，而關(guān)于除此以外的電流控制方式與在上述實(shí)施方式1中說(shuō)明過(guò)的控制相同。
假設(shè)在系統(tǒng)連接逆變器中使用了由一般的單相全橋電路構(gòu)成的PWM逆變器的情況下，為了與系統(tǒng)連接把交流電流控制成功率因素為1的正弦波，在PWM逆變器與系統(tǒng)之間需要很大的連接用的電抗器，裝置的體積增大。另外，由于PWM逆變器的直流電壓需要設(shè)定成大于等于系統(tǒng)電壓的最大值，因此開(kāi)關(guān)損失還增大，成為電力變換裝置的效率降低的原因。
在本實(shí)施方式中，與上述實(shí)施方式1相同，能夠減小進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作的電壓寬度，即使是很小的濾波器電路(連接電抗器25)也能夠供給平滑的交流波形，同時(shí)能夠使交流電流高精度地跟蹤目標(biāo)電流。
另外，單相多路逆變器4由于是電壓型逆變器，因此與輸出電流的大小和方向無(wú)關(guān)，作為發(fā)生恒定電壓的電壓源動(dòng)作。從而，在設(shè)定目標(biāo)電流使得對(duì)于電壓電流的方向相反的情況下，單相多路逆變器4能夠作為從交流一側(cè)向直流一側(cè)把電力整流的變換器進(jìn)行動(dòng)作。一般，把使用雙向電力變換裝置從直流一側(cè)向交流一側(cè)供電的動(dòng)作稱為逆變器動(dòng)作，反之，把從交流一側(cè)向直流一側(cè)供電的動(dòng)作成為變換器動(dòng)作。
另外，在這里說(shuō)明了把負(fù)載24作為電力系統(tǒng)的情況，但并不限于這種情況，即使對(duì)于需要高精度電流控制的負(fù)載24也能夠適用。
實(shí)施方式7下面，說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施方式7的電力變換裝置。圖21表示把本發(fā)明實(shí)施方式7的電力變換裝置適用在三相電路中的電路結(jié)構(gòu)圖。
如圖21所示，電力變換裝置由一臺(tái)三相三電平逆變器60與單相二路逆變器43a～43c的組合構(gòu)成，經(jīng)過(guò)未圖示的電抗器在三相負(fù)載65上供電。各相中，三相三電平逆變器60的一相部分和單相二路逆變器43a(43、43c)把交流一側(cè)串聯(lián)連接，即，可以認(rèn)為是串聯(lián)連接了3個(gè)單相逆變器的特殊的例子。
構(gòu)成三相三電平逆變器60的直流電路通過(guò)把直流電源61a的負(fù)側(cè)端子連接到直流電源61b的正側(cè)端子、串聯(lián)連接這些直流電源61a、61b而構(gòu)成。
下面，說(shuō)明構(gòu)成三相三電平逆變器60的開(kāi)關(guān)電路內(nèi)的一相部分的電路結(jié)構(gòu)。在直流電源61a的正側(cè)端子以及直流電源61b的負(fù)側(cè)端子之間連接反向并聯(lián)連接了二極管的多個(gè)IGBT(絕緣柵雙極晶體管)等的自消弧半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)元件62a～62d的串聯(lián)電路。而且，從開(kāi)關(guān)元件62b以及62c的連接點(diǎn)導(dǎo)出交流輸出端子。
另外，把開(kāi)關(guān)元件62a、62b的連接點(diǎn)連接到二極管63a的陰極，經(jīng)過(guò)該陽(yáng)極，連接到直流電壓61a、61b的連接點(diǎn)(中間電位點(diǎn)64)，同時(shí)，把開(kāi)關(guān)元件62c、62d的連接點(diǎn)連接到二極管63b的陽(yáng)極，經(jīng)過(guò)該陰極連接到中間電位點(diǎn)64。
關(guān)于其它的二相也按照同樣的結(jié)構(gòu)并聯(lián)連接，構(gòu)成三相三電平變換器60。
下面，說(shuō)明三相三電平逆變器60的一相部分的開(kāi)關(guān)動(dòng)作。在使直流電壓61a、61b的電壓成為V時(shí)，在開(kāi)關(guān)元件62a、62b導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)元件62c、62d截止的情況下，在中間電位點(diǎn)64與輸出端子66之間施加直流電源61a的電壓。
在開(kāi)關(guān)元件62b、62c導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)元件62a、62d截止的情況下，中間電位點(diǎn)64與輸出端子66之間成為等電位。在開(kāi)關(guān)元件62c、62d導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)元件62a、62b截止的情況下，在中間電位點(diǎn)64與輸出端子66之間施加直流電源61b的電壓。
從而，根據(jù)開(kāi)關(guān)模式的切換，在輸出端子66中以中間電位點(diǎn)64為基準(zhǔn)，能夠輸出{+V、0、-V}的三電平的電壓。
這里，說(shuō)明了一相部分的電路，而關(guān)于其它的二相按照同樣的動(dòng)作也能夠輸出三電平的電壓。另外，由于三相電路中的線電壓成為相電壓之差，因此成為{+2V、+V、0、-V、-2V}的5個(gè)電平。
另外，這里適用了一般稱為NPC逆變器(中點(diǎn)箝位逆變器)的三電平逆變器，而當(dāng)然也能夠適用二電平逆變器以及其它電路結(jié)構(gòu)的多電平逆變器。
在電力系統(tǒng)以及電氣鐵道等的用途中，由于直流輸入電壓高，在開(kāi)關(guān)元件的耐壓以及開(kāi)關(guān)頻率方面存在界限，為了在受限的開(kāi)關(guān)下使輸出電壓盡可能接近正弦波，大量適用這種多電平逆變器。進(jìn)而，在負(fù)載是以感應(yīng)電動(dòng)機(jī)或者同步電動(dòng)機(jī)為代表的電動(dòng)機(jī)的情況下，根據(jù)用途，需要低轉(zhuǎn)矩波動(dòng)以及速度控制的高性能化，因此使用控制電動(dòng)機(jī)的勵(lì)磁電流以及轉(zhuǎn)矩電流的矢量控制。
圖21中表示把適用了矢量控制的電動(dòng)機(jī)設(shè)定為三相負(fù)載65時(shí)的控制裝置31的框圖?？刂蒲b置31具備計(jì)算電動(dòng)機(jī)的位置(旋轉(zhuǎn)角)指令或者速度指令的CPU32、以及進(jìn)行反饋控制以便從檢測(cè)器68輸入的那些實(shí)際值跟蹤從CPU32輸入的電動(dòng)機(jī)的位置(旋轉(zhuǎn)角)指令或者速度指令、并輸出控制信號(hào)的控制電路33、電流控制電路34以及柵極信號(hào)生成電路35?？刂齐娐?3具備位置控制電路以及速度控制電路，進(jìn)而還具有用于實(shí)現(xiàn)矢量控制的電流小環(huán)路，對(duì)于三相內(nèi)的二相，輸出逆變器輸出電流的目標(biāo)電流ia*、ib*。在電流控制電路34中，生成各相的電壓指令使得來(lái)自電流傳感器67a、67b的各逆變器輸出電流ia、ib分別跟蹤目標(biāo)電流ia*、ib*，在柵極信號(hào)生成電路35中生成用于驅(qū)動(dòng)各逆變器60、41、42的柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
在矢量控制中由于需要高精度的電流控制，因此需要高響應(yīng)的控制電流源。為此，以往使用了利用電壓型逆變器的高電壓響應(yīng)性、操作電壓指令使輸出電流跟蹤目標(biāo)電流的電流調(diào)整型的PWM(脈寬調(diào)制)控制。根據(jù)PWM控制，控制性能雖然提高，然而由于在高頻下通斷高直流電壓，因此引起開(kāi)關(guān)損失，控制裝置的體積增大。另外，在作為三相負(fù)載65連接了電動(dòng)機(jī)的情況下，存在電力變換裝置與電動(dòng)機(jī)之間的布線電纜的電感(L)或者雜散電容(C)，伴隨著電力變換裝置的開(kāi)關(guān)的高電壓變化通過(guò)LC諧振發(fā)生浪涌電壓。其結(jié)果，在電動(dòng)機(jī)端子上施加高電壓，成為電動(dòng)機(jī)絕緣惡化的原因。作為其對(duì)策，需要加強(qiáng)繞線的絕緣或者抑制由輸出電抗器產(chǎn)生的電壓上升的時(shí)間變化率(dV/dt)以及浪涌抑制濾波器等，使得成本升高。
在本實(shí)施方式中，采用在三相三電平逆變器60的輸出端子與負(fù)載之間，各相直接插入了兩個(gè)單相逆變器41、42的結(jié)構(gòu)，如果與三相三電平逆變器60組合起來(lái)，則在各相中串聯(lián)連接3個(gè)單相逆變器，按照各發(fā)生電壓的總和控制各相的輸出電壓。因此，能夠使施加到負(fù)載65上的電壓波形成形為更接近正弦波形，能夠進(jìn)行高精度的電流控制。
另外，由于能夠減小施加到負(fù)載65上的電壓的變化，因此能夠抑制受布線電纜中存在的布線電感或者雜散電容的影響而發(fā)生的浪涌電壓，能夠防止電動(dòng)機(jī)的絕緣惡化。
符號(hào)的說(shuō)明1電源2、24負(fù)載3、30電力變換裝置4作為單相多路變換器的單相多路逆變器6、25連接電抗器7DC-DC變換器8、27、32CPU10、10a、28控制電路17a～17d滯后比較器電路20、20a、35柵極信號(hào)生成電路26作為控制裝置的逆變器驅(qū)動(dòng)電路31控制裝置34電流控制電路41第2單相逆變器
42第1單相逆變器51、52作為直流電源的電容器60三相三電平逆變器65三相負(fù)載
權(quán)利要求
1.一種電力變換裝置，經(jīng)由電抗器在負(fù)載上連接把來(lái)自直流電源的直流電變換成交流電的多個(gè)單相逆變器的交流一側(cè)串聯(lián)連接而成的單相多路變換器，具備根據(jù)上述多個(gè)單相逆變器的各發(fā)生電壓的總和進(jìn)行控制以便輸出電壓成為近似正弦波的控制裝置，并向上述負(fù)載供電，其特征在于，上述控制裝置具備使上述單相多路變換器的輸出電流跟蹤根據(jù)上述負(fù)載而確定的目標(biāo)電流的電流控制單元。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的電力變換裝置，其特征在于，上述多個(gè)單相逆變器由直流電源電壓最大、對(duì)于基準(zhǔn)交流電壓的半個(gè)周期輸出一個(gè)脈沖電壓的一個(gè)第1單相逆變器和其它的第2單相逆變器構(gòu)成，上述電流控制單元驅(qū)動(dòng)控制上述第2單相逆變器以便上述單相多路變換器的輸出電流跟蹤上述目標(biāo)電流。
3.根據(jù)權(quán)利要求
2所述的電力變換裝置，其特征在于，在0.5～1.0的范圍內(nèi)設(shè)定上述第2單相逆變器的直流電源電壓的總和V與上述第1單相逆變器的直流電源電壓Vm之比V/Vm。
4.根據(jù)權(quán)利要求
2或3所述的電力變換裝置，其特征在于，由具有運(yùn)算處理能力的CPU、以及由與該CPU不同的模擬電路以及數(shù)字信號(hào)處理電路構(gòu)成的控制電路構(gòu)成上述控制裝置，從上述CPU輸出與上述目標(biāo)電流相對(duì)應(yīng)的電流信號(hào)，上述電流控制單元使用上述控制電路進(jìn)行電流控制。
5.根據(jù)權(quán)利要求
4所述的電力變換裝置，其特征在于，上述電流控制單元在上述控制電路內(nèi)具備滯后比較器電路，上述電流控制單元生成對(duì)于上述第2單相逆變器的控制信號(hào)以便上述單相多路變換器的輸出電流在滯后寬度的范圍內(nèi)增減。
6.根據(jù)權(quán)利要求
5所述的電力變換裝置，其特征在于，上述滯后比較器電路在正常時(shí)的滯后寬度的外側(cè)還具備修正用的滯后寬度，在上述單相多路變換器的輸出電流超過(guò)上述正常時(shí)的滯后寬度地變化了時(shí)能夠進(jìn)行修正。
7.根據(jù)權(quán)利要求
5所述的電力變換裝置，其特征在于，上述滯后比較器電路的滯后寬度根據(jù)上述第2單相逆變器的輸出電壓振幅值以及構(gòu)成該第2單相逆變器的開(kāi)關(guān)元件的最大開(kāi)關(guān)頻率而確定。
8.根據(jù)權(quán)利要求
2或3所述的電力變換裝置，其特征在于，上述第1單相逆變器的輸出電壓與上述基準(zhǔn)的交流電壓波形內(nèi)接，并確定成其大小始終小于等于該交流電壓。
9.根據(jù)權(quán)利要求
2或3所述的電力變換裝置，其特征在于，上述第1單相逆變器的輸出電壓與上述基準(zhǔn)的交流電壓波形外接，并確定成其大小始終大于等于該交流電壓。
10.根據(jù)權(quán)利要求
2或3所述的電力變換裝置，其特征在于，使上述第1單相逆變器的直流電源電壓可變并調(diào)整該直流電源電壓，驅(qū)動(dòng)控制上述第2單相逆變器，以便該第2單相逆變器的直流電源的經(jīng)由該第2單相逆變器的充放電平衡。
11.根據(jù)權(quán)利要求
2或3所述的電力變換裝置，其特征在于，上述第2單相多路逆變器是一個(gè)。
12.根據(jù)權(quán)利要求
1～3中任一項(xiàng)所述的電力變換裝置，其特征在于，經(jīng)由上述電抗器在交流電源與上述負(fù)載之間并聯(lián)連接上述單相多路變換器，并使之作為輸出抵消上述負(fù)載發(fā)生的高次諧波的高次諧波補(bǔ)償電流的有源濾波器而動(dòng)作。
專利摘要
提供電力變換裝置。把電源與負(fù)載并聯(lián)連接，使發(fā)生抵消負(fù)載發(fā)生的高次諧波的高次諧波補(bǔ)償電流的有源濾波器的濾波器電路小型化的同時(shí)，謀求降低控制裝置的CPU的成本。在有源濾波器中使用串聯(lián)連接多個(gè)把直流電變換成交流電的單相逆變器(41、42)的交流一側(cè)構(gòu)成的電力變換裝置(3)，使直流電壓最大的第1單相逆變器(42)對(duì)于電源電壓的半個(gè)周期輸出一個(gè)脈沖的電壓，在控制裝置中具備滯后比較器(17a、17b)，并驅(qū)動(dòng)控制其它的第2單相逆變器(41)使得電源電流跟蹤成為目標(biāo)的正弦波電流。
文檔編號(hào)H02M7/48GK1992500SQ200610165910
公開(kāi)日2007年7月4日 申請(qǐng)日期2006年12月11日
發(fā)明者森修, 山田正樹(shù), 巖田明彥 申請(qǐng)人:三菱電機(jī)株式會(huì)社導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan