本發(fā)明適用于開關型變換器，特別適用于推挽式變換器中功率管的驅(qū)動控制方法及電路。

背景技術(shù)：

推挽式變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，工作時變壓器雙向激磁，磁芯利用率高，具有體積小、效率高且動態(tài)響應好的優(yōu)點，在低電壓輸入、大電流輸出以及輸入輸出需要電氣隔離的場合被廣泛應用。

圖1所示電路是現(xiàn)有技術(shù)中常見的一種自激推挽式變換器，其基本工作原理是利用磁飽和特性實現(xiàn)自激震蕩，實現(xiàn)功率管TR1、TR2交替式工作，完成能量傳遞。在微功率應用場合，自激推挽式變換器是一種應用較為廣泛的低成本方案，但是自激推挽式變換器過于依賴器件特性，設計者往往需要根據(jù)不同的應用要求，另行選取器件型號和計算變壓器漏感、電阻電容等參數(shù)，不利于大批量生產(chǎn)；而且隨著原材料、元器件生產(chǎn)技術(shù)的提高，設計者還要針對物料更新，來重復調(diào)試電路，以獲得相同的產(chǎn)品功能，費時費力。

針對上述問題，一些廠商開始采用它激推挽式控制策略來替代現(xiàn)有的自激推挽式控制策略。然而，它激推挽式變換器的一個亟待解決的問題就是，在啟動階段或輸出短路時，功率管發(fā)熱量很大，極易損壞。這是因為在啟動階段或輸出短路時，輸出電容C1上電壓為零，變壓器原邊繞組NP1和NP2被副邊嵌位，即它們兩端不能再承擔多余的電壓。假設各繞組匝數(shù)相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2，那么在輸出電容C1電壓為零的情況下原邊功率管導通，這時變壓器上承擔的電壓大小是(NP1/NS1)×VD＝VD，其中VD是輸出二極管D1(或D2)的導通電壓，一般約為0.5V。因此在輸入電壓Vin＝5V的應用下，功率管導通時它漏極的電壓大小為Vin-VD＝5V-0.5V＝4.5V，明顯地，功率管工作在飽和區(qū)，從而通過非常大的飽和電流，進而發(fā)熱量大，功率管很容易熱損壞。

針對上述它激推挽式變換器的發(fā)熱問題，業(yè)內(nèi)通常會采用名為“軟啟動”的啟動方法，而最容易想到的一種軟啟動的驅(qū)動控制方法就是，在啟動階段或輸出短路時，直接限制功率管的漏極電流，但是這樣做又會帶來另一個問題——變換器帶大的容性負載啟動時，啟動時間過長，甚至還有可能無法正常啟動，特別是在滿載啟動時。這就會嚴重影響變換器的帶容性負載能力，降低變換器的市場競爭力，損害變換器廠商的利益，進而導致廠商放棄這種更為可靠，性能更高，成本更低的它激推挽式控制方式。

在本發(fā)明中，它激推挽式變換器在“啟動階段”與“輸出短路”兩種情況下存在的問題和改進后的效果基本一致，若無特別指明，都將以“啟動階段”的情況為代表進行說明解釋。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

(一)要解決的技術(shù)問題

1、提供一種驅(qū)動控制方法，解決它激推挽式變換器啟動階段或輸出短路時，功率管容易熱損壞的問題，同時又不能影響變換器帶容性負載能力，進一步完善它激推挽式變換器，為變換器廠商謀求更多的利益。

2、提供一種應用上述驅(qū)動控制方法的驅(qū)動控制電路。

(二)技術(shù)方案

本發(fā)明解決上述技術(shù)問題的所提供的技術(shù)方案是：

一種驅(qū)動控制方法，用于推挽式變換器中功率管的驅(qū)動控制，包括如下步驟：

比較步驟，檢測功率管導通時的漏極電壓，對漏極電壓與基準電壓進行比較，并輸出比較結(jié)果信號；

電壓調(diào)節(jié)步驟，根據(jù)比較器輸出的比較結(jié)果信號來進行驅(qū)動控制信號的軟啟動模式/常規(guī)模式的切換，即在漏極電壓高于基準電壓時，選擇軟啟動模式，將軟啟動電壓作為驅(qū)動控制信號輸出；在漏極電壓低于基準電壓時，選擇常規(guī)模式，將低壓電源VCC電壓作為驅(qū)動控制信號輸出；

驅(qū)動步驟，根據(jù)驅(qū)動控制信號進行功率管的軟啟動模式/常規(guī)模式的驅(qū)動控制；

其中，基準電壓是依軟啟動電壓驅(qū)動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，及低壓電源VCC驅(qū)動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，所選取的組合漏極電壓與漏極電流的正比與反比兩種變化關系所產(chǎn)生的功率管的漏極電壓控制的分界點。

優(yōu)選的，所述軟啟動模式的驅(qū)動控制信號，控制漏極電壓與漏極電流的變化規(guī)律是反比關系，即在漏極電壓較大時，漏極電流保持恒定且絕對值較??；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加；常規(guī)模式的驅(qū)動控制信號，控制漏極電壓與漏極電流的變化規(guī)律是正比關系，即漏極電壓增大時漏極電流增加。

優(yōu)選的，所述基準電壓的選取范圍是，0.44V至1.8V。

優(yōu)選的，所述基準電壓的選取值為0.57V。

本發(fā)明還提供一種驅(qū)動控制方法，為了解決它激推挽式變換器啟動階段或輸出短路時，功率管飽和電流過大而熱損壞的問題，同時還能保證變換器帶容性負載能力不受影響。包括如下步驟：

步驟1，檢測每個功率管導通時的漏極電壓，若漏極電壓高于設定值，則輸出的使能信號為低電平，使能電壓調(diào)節(jié)電路，同時控制緩沖器電壓選擇電路選擇軟啟動電壓作為緩沖器的偏置電壓；若漏極電壓低于設定值，則使能信號為高電平，電壓調(diào)節(jié)電路不工作，且緩沖器電壓選擇電路選擇低壓電源作為緩沖器的偏置電壓。

步驟2，電壓調(diào)節(jié)電路被使能后，將根據(jù)每個功率管導通時的漏極電壓逐周期調(diào)節(jié)軟啟動電壓，并輸出至緩沖器電壓選擇電路，進而合理控制功率管漏極電流，既能減少功率管在輸出電壓低時的發(fā)熱量，又能確保帶容性負載能力不受影響。

本發(fā)明還提供一種應用上述驅(qū)動控制方法的驅(qū)動控制電路，包括比較器、電壓調(diào)節(jié)單元和驅(qū)動單元，

所述比較器，檢測功率管導通時的漏極電壓，對漏極電壓與基準電壓進行比較，并輸出比較結(jié)果信號；

所述電壓調(diào)節(jié)單元，根據(jù)比較器輸出的比較結(jié)果信號來進行驅(qū)動控制信號的軟啟動模式/常規(guī)模式的切換，即軟啟動模式是軟啟動電壓作為驅(qū)動控制信號輸出；常規(guī)模式是低壓電源VCC電壓作為驅(qū)動控制信號輸出；

所述驅(qū)動單元，根據(jù)驅(qū)動控制信號進行功率管的軟啟動電壓模式/常規(guī)模式的驅(qū)動控制；

其中，基準電壓是依軟啟動電壓驅(qū)動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，及低壓電源VCC驅(qū)動的功率管的漏極電流隨漏極電壓的變化曲線，所選取的組合漏極電壓與漏極電流的正比與反比兩種變化關系所產(chǎn)生的功率管的漏極電壓控制的分界點。

優(yōu)選的，所述比較器的基準電壓的選取范圍是0.44V至1.8V。

優(yōu)選的，所述比較器的基準電壓的選取值為0.57V。

本發(fā)明再提供一種驅(qū)動控制電路，包括比較器101、電壓調(diào)節(jié)電路102、緩沖器電壓選擇電路103，驅(qū)動電路104，以及緩沖器105、106和功率管SW1、SW2。

比較器101的正相輸入端與基準電壓Vref連接，其第一反向輸入端分別與功率管SW1的漏極、電壓調(diào)節(jié)電路102第一輸入端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vd1，第二反向輸入端與功率管SW2漏極、電壓調(diào)節(jié)電路102第二輸入端連接形成節(jié)點vd2，其輸出端分別與電壓調(diào)節(jié)電路102的控制端、緩沖器電壓選擇電路103的控制端連接，此連接交匯點形成節(jié)點su_en，在本發(fā)明中該節(jié)點的信號又稱為使能信號SU_EN。

電壓調(diào)節(jié)電路102的輸出端與緩沖器電壓選擇電路103的第一輸入端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vsoftup，本發(fā)明中該節(jié)點的信號又稱為軟啟動電壓Vsoftup。緩沖器電壓選擇電路103的第二輸入端與低壓電源VCC連接，其輸出端分別與緩沖器105、106的偏置電壓端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vb。

驅(qū)動電路104能夠產(chǎn)生兩路準互補的時序信號Drv1、Drv2，時序信號Drv1、Drv2分別經(jīng)緩沖器105、106電壓轉(zhuǎn)換后輸出給功率管SW1、SW2的柵極，以控制兩功率管的開關。功率管SW1、SW2的源極接參考電位。

所述兩路準互補時序信號是指兩路信號在邏輯上相反，即一路處于有效電平時另一路處于無效電平，且它們處于有效電平的時間相同；兩路有效電平之間有一小段時間是它們同時處于無效電平的。時序信號處于有效電平是對應功率管導通的必要條件。

進一步的，作為電壓調(diào)節(jié)電路102的一種具體實施例，包括PMOS管PM1～7，NMOS管NM1～8，三極管Q1、Q2和Q3，電流源IB1、IB2以及電阻HR1、HR2。PMOS管PM1的源極接低壓電源VCC，PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4和PM5的漏源極首尾相連，PM4的漏極還與PM1、PM2、PM3、PM4和PM6的柵極以及NMOS管NM1、NM2的漏極連接。PM5的漏極經(jīng)電流源IB1連接到參考電位，PM5柵極接使能信號SU_EN。PMOS管PM6的源極接低壓電源VCC，漏極分別與三極管Q1的集電極、基極和三極管Q2的基極連接。三極管Q1的發(fā)射極分別與NMOS管NM3的漏極、柵極和NM4的柵極連接。NMOS管NM3、NM4的源極接參考電位，NM4的漏極與三極管Q2的發(fā)射極連接并形成節(jié)點vsoftup，即此節(jié)點電壓為軟啟動電壓Vsoftup。三極管Q2的集電極接低壓電源VCC。PMOS管PM7的源極接低壓電源VCC，漏極接軟啟動電壓Vsoftup，使能信號SU_EN經(jīng)反相器I1輸出信號EN_N與PM7的柵極連接。NMOS管NM5的漏極三極管Q2的基極連接，源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。NMOS管NM1的柵極與NM2的柵極、NM6的柵極和NM6的漏極連接，NMOS管NM1、NM2的源極分別經(jīng)電阻HR1、HR2與節(jié)點vd1、vd2連接。NMOS管NM6的漏極還與NM7的源極和NM8的漏極連接，NM6的源極與三極管Q3的集電極、基極連接。三極管Q3的發(fā)射極接參考電位。低壓電源VCC經(jīng)電流源IB2與NM7的漏極連接，NM7的柵極接信號EN_N。NMOS管NM8的源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。若無特殊說明，所有NMOS管的襯底都與參考電位連接，所有PMOS管的襯底都與VCC連接。NMOS管NM3與功率管SW1(SW2)器件類型相同，匹配精度高，因此軟啟動電壓Vsoftup的工藝偏差、溫度系數(shù)與功率管閾值電壓相同，可以得到精度很高的漏極電流變化曲線。該電路還兼具電路簡單，電壓失調(diào)小，只在變換器啟動階段或輸出短路時工作，不增加靜態(tài)功耗等優(yōu)點。

作為電壓調(diào)節(jié)電路102的另一種具體實施例，與第一種不同之處，在于三極管Q1、Q2和Q3分別替換成了NMOS管NM9、NM10和NM11。NMOS管NM9的漏極、柵極與NM10的柵極、PMOS管PM6的漏極連接，NM9的源極、襯底與NM3的漏極、柵極連接。NM10的漏極接低壓電源VCC，源極、襯底與NM4的漏極連接形成節(jié)點vsoftup。NMOS管NM11的漏極、柵極與NM6的源極連接，NM11的源極接參考電位。

以上為驅(qū)動控制電路的原始技術(shù)方案，具體的工作原理和相關分析將在下文具體實施方式部分詳細描述。所述的電路技術(shù)方案與方法方案相對應，各方案或技術(shù)特征的原理、作用及帶來的有益效果相同，在此不再贅述。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中常見的自激推挽式變換器的電路原理圖；

圖2為應用了本發(fā)明驅(qū)動控制方法的控制器100的它激推挽式變換器的電路原理圖；

圖3為本發(fā)明實施例一的控制器100中的驅(qū)動控制電路原理框圖；

圖4-1為本發(fā)明實施例一的軟啟動電壓隨漏極電壓VDS的變化曲線圖；

圖4-2為功率管5種柵極電壓VGS對應的漏極電流的變化曲線圖；

圖4-3為本發(fā)明實施例一的軟啟動電壓隨漏極電壓的變化曲線以及功率管漏極電流隨漏極電壓的變化曲線的并列圖；

圖5為圖4-3的功率管漏極電流變化曲線描點后的局部放大圖；

圖6為功率管柵極電壓為VCC的漏極電流變化曲線圖

圖7為本發(fā)明實施例一的優(yōu)化后的功率管漏極電流變化曲線圖；

圖8為本發(fā)明實施例一的電壓調(diào)節(jié)電路102的電路原理圖；

圖9為本發(fā)明實施例二的電壓調(diào)節(jié)電路202的電路原理圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

實施例一

圖2所示為應用了本發(fā)明驅(qū)動控制方法的控制器100的它激推挽式變換器的電路原理圖。如圖2所示，控制器100的VSS端口與地連接，VD1端口在控制器100內(nèi)部與功率管SW1的漏極連接，外部與繞組NP1的一端連接，同樣的，VD2端口在內(nèi)部與功率管SW2的漏極連接，外部與繞組NP2的一端連接，VIN端口與繞組NP1的另一端、繞組NP2的另一端連接。繞組NS1、NS2的一端分別經(jīng)二極管D1、D2與輸出正端Vo+連接，繞組NS1、NS2的另一端與輸出負端Vo-連接，此外輸出正、負端Vo+、Vo-之間還并聯(lián)電容C1和電阻R1。其中，繞組NP1、NP2、NS1和NS2的匝數(shù)相等，即NP1＝NP2＝NS1＝NS2。

圖3所示為本發(fā)明實施例一的控制器100中的驅(qū)動控制電路的電路原理圖。控制器100的其它電路，例如低壓電源VCC產(chǎn)生電路，基準電壓Vref產(chǎn)生電路等，有很多種電路結(jié)構(gòu)，且與本發(fā)明無關，下文不做說明，圖3也并未示出。在本發(fā)明中，低壓電源VCC是由變換器輸入電壓Vin降壓得到的芯片的工作電壓，即是給控制器100內(nèi)部其它子模塊供電的電壓源。實施例一選取的低壓電源VCC＝5V。

如圖3所示，本發(fā)明的驅(qū)動控制電路包括比較器101、電壓調(diào)節(jié)電路102、緩沖器電壓選擇電路103，驅(qū)動電路104，以及緩沖器105、106和功率管SW1、SW2。

比較器101的正相輸入端與基準電壓Vref連接，其第一反向輸入端分別與功率管SW1的漏極、電壓調(diào)節(jié)電路102第一輸入端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vd1，第二反向輸入端與功率管SW2漏極、電壓調(diào)節(jié)電路102第二輸入端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vd2，其輸出端分別與電壓調(diào)節(jié)電路102的控制端、緩沖器電壓選擇電路103的控制端連接，此連接交匯點形成節(jié)點su_en，在本發(fā)明中該節(jié)點的信號又稱為使能信號SU_EN。在比較器101的作用下，由于在實施例一中，功率管SW1和SW2是完全相同的MOS管，功率管SW1、SW2的柵極驅(qū)動電路完全對稱并交替導通，因此節(jié)點vd1、vd2的電壓波形也是準互補的時序信號，在功率管SW1、SW2的交替導通中，當節(jié)點vd1或節(jié)點vd2的電壓VD2電壓大于基準電壓Vref，即VD1(VD2)>Vref時，使能信號SU_EN為低電平；反之，當VD1(VD2)<Vref時，使能信號SU_EN為高電平。

電壓調(diào)節(jié)電路102的輸出端與緩沖器電壓選擇電路103的第一輸入端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vsoftup，本發(fā)明中該節(jié)點的信號又稱為軟啟動電壓Vsoftup。軟啟動電壓Vsoftup隨著功率管導通時的漏極電壓變化而變化，且滿足Vsoftup<VCC。

緩沖器電壓選擇電路103的第二輸入端與低壓電源VCC連接，其輸出端分別與緩沖器105、106的偏置電壓端連接，此連接交匯點形成節(jié)點vb。在緩沖器電壓選擇電路103的作用下，當使能信號SU_EN為低電平，VB＝Vsoftup；當使能信號SU_EN為高電平時，VB＝VCC。

驅(qū)動電路104能夠產(chǎn)生兩路準互補的時序信號Drv1、Drv2，時序信號Drv1、Drv2分別經(jīng)緩沖器105、106電壓轉(zhuǎn)換后輸出給功率管SW1、SW2的柵極，以控制兩功率管的開關。緩沖器的作用是，將時序信號從電壓域VCC～VSS轉(zhuǎn)換至電壓域VB～VSS。功率管SW1、SW2的源極接參考電位。在本發(fā)明實施例一中參考電位經(jīng)控制器100的VSS端口接地，下文提及的VSS、參考電位和地是相同的含義。準互補時序信號的含義在發(fā)明內(nèi)容中作了解釋且不影響本發(fā)明的說明，這里不再贅述。在實施例一中，功率管SW1和SW2是完全相同的MOS管，根據(jù)公知的推挽式變換器控制原理及圖3所示可知，功率管SW1、SW2的柵極驅(qū)動電路完全對稱并交替導通，因此節(jié)點vd1、vd2的電壓波形也是準互補的時序信號。兩功率管控制原理相同，下文只針對一個功率管進行原理說明，并以“VDS”為漏極電壓VD1與VD2的統(tǒng)稱，代指功率管SW1、SW2導通時的漏極電壓。下文提及的VDS、電壓VD1(VD2)、漏極電壓和導通時的漏極電壓具有相同含義，因為在推挽式變換器中，只有功率管導通時，漏極電壓才能與輸出電壓建立關系；由公知的開關變換器原理可知，受變壓器電感的影響，在變換器中功率管漏極電流的波形是周期性的三角波，因此下文提及“漏極電流”指的是所述電流三角波的峰值，即常說的“峰值電流”，實際上這個電流是時域離散信號，本發(fā)明為了方便說明，只在電壓域以連續(xù)信號的形式進行討論。

下面以啟動階段為例來說明一下控制器100的驅(qū)動控制電路的工作原理。

如“背景技術(shù)”所述，任一功率管導通時的漏極電壓滿足VDS＝Vin-(Vo+VD)。在啟動階段中，漏極電壓VDS隨著電容C1電壓(即輸出電壓Vo)的升高而減小，直至VDS小于基準電壓Vref時，使能信號SU_EN才會翻轉(zhuǎn)成高電平，讓控制器100退出軟啟動模式。

因此對于選定的合適的基準電壓Vref來說，在啟動階段，電容電壓不能突變，電容C1電壓Vo為0V，VDS>Vref，使能信號SU_EN為低電平，使能電壓調(diào)節(jié)電路102，同時控制緩沖器電壓選擇電路103選擇軟啟動電壓Vsoftup作為緩沖器105、106的偏置電壓VB，控制器100處于軟啟動模式下。

在軟啟動模式下，電壓調(diào)節(jié)電路102會根據(jù)每個開關周期功率管導通時的漏極電壓VDS生成相應的軟啟動電壓Vsoftup。緩沖器105(106)將驅(qū)動電路104產(chǎn)生的時序信號Drv1(Drv2)轉(zhuǎn)換至Vsoftup～VSS電壓域，以減小功率管的柵極電壓VGS，進而在漏極電壓VDS較大時，減小漏極電流ID，實現(xiàn)減少功率管啟動階段發(fā)熱量的目的，避免功率管熱損壞。如圖4-1所示的變化曲線，為根據(jù)電壓調(diào)節(jié)電路102的設計參數(shù)要求所調(diào)試得到的軟啟動電壓Vsoftup驅(qū)動的功率管的軟啟動電壓Vsoftup隨漏極電壓VDS的變化曲線，橫軸為電壓VDS，縱軸為軟啟動電壓Vsoftup，曲線反映的是軟啟動電壓Vsoftup隨著功率管導通時的漏極電壓VDS變化的變化曲線。如圖4-2所示的變化曲線為功率管5種柵極電壓VGS對應的漏極電流變化曲線，這些曲線的形狀是由功率管的半導體制造工藝決定的，符合公知的半導體器件物理知識，一般可以從功率管制造廠商那里直接或間接獲取到，橫軸亦為電壓VDS，縱軸為漏極電流ID。圖4-3所示為軟啟動電壓隨漏極電壓的變化曲線以及未優(yōu)化功率管漏極電流隨漏極電壓的變化曲線的并列圖。

本發(fā)明正是利用功率管(MOS管)不同的柵極電壓對應著不同的漏極電流隨漏極電壓而變化的器件物理原理，產(chǎn)生一個隨漏極電壓變化的軟啟動電壓，然后再將其作用到功率管上，以使得在軟啟動模式下，優(yōu)化后的漏極電流變化曲線滿足以下特定規(guī)律：在漏極電壓較大時，漏極電流保持恒定且絕對值較小，以減少功率管的發(fā)熱量，避免功率管在輸出電壓低時熱損壞；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響。如圖4-1至圖4-3所示，在實施例一中，以漏極電壓VDS＝0.8926V的縱軸為分界線，VDS>0.8926V時，軟啟動電壓Vsoftup為恒定值(＝2.141V)，即功率管SW1(或SW2)的柵極電壓為恒定值，故功率管SW1(或SW2)的漏極電流基本不變(受MOS管溝道調(diào)制效應影響，在VDS＝4.495V時，漏極電流飄高至520.9mA，這是實施例一采用的功率管的固有特性，不影響實際應用)。VDS<0.8926V時，軟啟動電壓Vsoftup是有斜率的平滑曲線。在圖4-3的上欄曲線中，取點對橫軸作垂線，可交圖4-3的下欄曲線中對應柵極電壓的漏極電流變化曲線于一點，從而通過將軟啟動電壓的漏極電壓變化曲線與柵極電壓對應的漏極電流變化曲線的結(jié)合，得到軟啟動電壓的漏極電壓與漏極電流的變化關系，進而清晰地認識軟啟動電壓與低壓電源VCC的控制差異。例如在圖4-3的上欄曲線的軟啟動Vsoftup曲線中取點M7(0.3073,2.9)作橫軸垂線交圖4-3的下欄曲線中的@VGS＝2.9V曲線于點M8(0.3073,0.1476)。以此方法分別在圖4-3的上欄曲線中，取點M0、M3、M5和M9對橫軸作垂線，交于圖4-3的下欄曲線得到M1、M4、M6、M10四點的坐標值，再用平滑的曲線連接上述五點(M1、M4、M6、M8、M10)，即可得到圖5所示軟啟動電壓驅(qū)動的功率管的漏極電壓VDS對應漏極電流ID的變化曲線。圖4-3所示的各點坐標的取值與實施例一采用的半導體工藝有關，若采用與實施例一不同的半導體工藝，即可得到曲線與圖5類似但具體數(shù)值不相同的各點坐標，然后即可套用本文討論的方法進行驅(qū)動控制電路設計。應當理解，下文給出的具體電壓、電流取值只是為了更好的說明本發(fā)明驅(qū)動控制方法的原理，并不用于限定本發(fā)明。

圖5所示為圖4-3的功率管漏極電流變化曲線描點后的局部放大圖。為了方便說明原理，圖5所示為使能信號SU_EN一直為低電平，即控制器100一直處于軟啟動模式下的漏極電流ID隨漏極電壓VDS的變化趨勢。如圖5所示，在漏極電壓VDS大于0.89V時，漏極電流基本保持在431mA，可以減少功率管的發(fā)熱量，避免在Vin＝5V，VD＝0.5V，即Vo<3.61V時功率管熱損壞；在漏極電壓VDS減小至0.44V時，漏極電流逐漸增加至最大值681mA，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響；圖5所示的VDS<0.44V的漏極電流曲線符合正常要求，因為實施例一的它激推挽式變換器正是利用MOS管漏極電流隨著漏極電壓減小而減小的原理來實現(xiàn)不同負載下輸出電壓的開環(huán)控制的。

然而，在實際應用中，不會直接使用圖5所示的電流曲線進行全負載控制，因為在VDS<0.44V的曲線段，曲線斜率過小，VDS電壓較大，進而使得輸出電壓偏低，變換器要獲得足夠的輸出電壓Vo就只能改變匝比，加大了變壓器繞制工藝的復雜度。因此需要在漏極電壓VDS足夠低，即在功率管的功耗(ID×VDS)足夠低，功率管不存在熱損壞風險時，退出軟啟動模式，將漏極電流曲線進一步調(diào)整。

圖6所示為功率管柵極電壓為VCC的漏極電流變化曲線圖。如圖6所示，當功率管柵極電壓為低壓電源VCC時，在漏極電壓VDS<0.6V的曲線段上，曲線斜率明顯較大，與圖5相比，在同等漏極電流下，可獲得更低的VDS，即可獲得更高的輸出電壓Vo。正如圖6所示，若在輸出電壓Vo＝0V，即VDS＝5-(0+0.5)＝4.5V時，不將功率管柵極電壓VGS限制成Vsoftup，而是直接使用VCC，那么如圖6所示，漏極電流ID會高達6A，則此時的功率管導通功耗高達6×4.5＝27W，很容易熱損壞功率管，特別是在推挽式變換器這種高占空比應用條件下。

綜上所述，實施例一將基準電壓Vref設計為0.57V，即當VDS<0.57V時，使能信號SU_EN翻轉(zhuǎn)成高電平，不使能電壓調(diào)節(jié)電路102，同時控制緩沖器電壓選擇電路103選擇VCC作為偏置電壓VB。因此，可得如圖7所示的優(yōu)化后的功率管漏極電流變化曲線，以點M4為界，VDS>0.57V的曲線段與圖5相同，即采用漏極電壓與漏極電流的反比變化曲線，為控制器100處于軟啟動模式下的漏極電流變化曲線，在漏極電壓較大時，漏極電流保持恒定且絕對值較小，以減少功率管的發(fā)熱量，避免功率管在輸出電壓低時熱損壞；在漏極電壓減小時，漏極電流逐漸增加，以增加輸出電流，確保帶容性負載能力不受影響。VDS<0.57V的曲線段與圖6相同，即采用漏極電壓與漏極電流的正比變化曲線，為控制器100退出軟啟動模式的正常工作的漏極電流變化曲線，漏極電流快速增加，瞬速提升輸出電壓，進而又使漏極電壓進一步降低直至原副邊能量守恒。

可見，使用實施例一的集成了本發(fā)明驅(qū)動控制電路的控制器100設計它激推挽式變換器時，只需要以漏極電流為0.627A來設計變換器的滿載，就不需要操心滿載帶容性負載啟動、短路保護、啟動發(fā)熱量大等問題了，因為控制器100會根據(jù)工作情況自動調(diào)節(jié)工作模式，若是啟動階段或輸出短路，控制器100會限制漏極電流約為0.431A；若是滿載帶大容性負載，控制器會先限制電流，然后隨著輸出電壓升高逐漸“放開”限制，并于輸出電壓接近穩(wěn)態(tài)值時完全“放開”漏極電流。

如圖3所示，本發(fā)明驅(qū)動控制電路的比較器101、緩沖器電壓選擇電路103，驅(qū)動電路104，以及緩沖器105、106的具體電路實現(xiàn)方式有很多種；電壓調(diào)節(jié)單元可由電壓調(diào)節(jié)電路102與緩沖器電壓選擇電路103組成；驅(qū)動單元可由驅(qū)動電路104與緩沖器105、106組成，各單元電路的具體架構(gòu)實現(xiàn)方式也有很多種。下面著重介紹電壓調(diào)節(jié)電路102的電路結(jié)構(gòu)及原理。

圖8為實施例一的電壓調(diào)節(jié)電路102的電路原理圖。如圖8所示，電壓調(diào)節(jié)電路102包括PMOS管PM1～7，NMOS管NM1～8，三極管Q1、Q2和Q3，電流源IB1、IB2以及電阻HR1、HR2。PMOS管PM1的源極接低壓電源VCC，PMOS管PM1、PM2、PM3、PM4和PM5的漏源極首尾相連，PM4的漏極還與PM1、PM2、PM3、PM4和PM6的柵極以及NMOS管NM1、NM2的漏極連接。PM5的漏極經(jīng)電流源IB1連接到參考電位，PM5柵極接使能信號SU_EN。PMOS管PM6的源極接低壓電源VCC，漏極分別與三極管Q1的集電極、基極和三極管Q2的基極連接。三極管Q1的發(fā)射極分別與NMOS管NM3的漏極、柵極和NMOS管NM4的柵極連接。NMOS管NM3、NM4的源極接參考電位，NMOS管NM4的漏極與三極管Q2的發(fā)射極連接并形成節(jié)點vsoftup，即此節(jié)點電壓為軟啟動電壓Vsoftup。三極管Q2的集電極接低壓電源VCC。PMOS管PM7的源極接低壓電源VCC，漏極接軟啟動電壓Vsoftup，使能信號SU_EN經(jīng)反相器I1輸出的信號EN_N與PM7的柵極連接。NMOS管NM5的漏極三極管Q2的基極連接，源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。NMOS管NM1的柵極與NMOS管NM2的柵極、NMOS管NM6的柵極和NMOS管NM6的漏極連接，NMOS管NM1、NM2的源極分別經(jīng)電阻HR1、HR2與節(jié)點vd1、vd2連接。NMOS管NM6的漏極還與NMOS管NM7的源極和NMOS管NM8的漏極連接，NMOS管NM6的源極與三極管Q3的集電極、基極連接。三極管Q3的發(fā)射極接參考電位。低壓電源VCC經(jīng)電流源IB2與NMOS管NM7的漏極連接，NMOS管NM7的柵極接信號EN_N。NMOS管NM8的源極接參考電位，柵極接使能信號SU_EN。NMOS管NM3、NM4與功率管SW1(SW2)器件類型相同。

如圖8所示，電流源IB1、IB2分別給PMOS管PM1～4、NMOS管NM6和三極管Q3提供電流偏置。圖8中的三極管Q3用于產(chǎn)生一電壓VBE3，經(jīng)NMOS管NM6抬升一個柵源電壓VGS6后，給由PMOS管PM1～4和NMOS管NM1(NM2)構(gòu)成的單級共柵極放大器提供偏置電壓，以NMOS管NM1為例，根據(jù)公知的NMOS管飽和區(qū)漏極電流公式，所述的單級共柵極放大器的輸出電流(即漏極電流I_DS1)在V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1>V_TH1時，滿足下式，

其中，K’_n是與半導體工藝相關的常數(shù)，W₁/L₁是NMOS管NM1的寬長比，VD1是節(jié)點vd1的電壓，V_HR1是電阻HR1兩端的電壓，V_TH1是NMOS管NM1的閾值電壓。由推挽式變換器的原理可知，VD1、VD2是準互補時序信號，因此NMOS管NM1、NM2也是交替導通的，在設計該單級共柵極放大器時只需考慮一個放大器即可，另一個可直接使用相同的參數(shù)。而在V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1<V_TH1時，NMOS管NM1截止，I_DS1＝0。

放大器的輸出電流I_DS1與偏置電流IB1相加后，再經(jīng)由PMOS管PM1～4和PM6組成的1:1電流鏡，鏡像給三極管Q1和NMOS管NM3，得到NMOS管NM3的漏極電流I_DS3，即

I_DS3＝IB1+I_DS1。 (2)

三極管Q1、Q2和NMOS管NM3、NM4組成了類共源共柵結(jié)構(gòu)，在實施例一中由于低壓電源VCC較小(VCC＝5V)，為了確保NMOS管NM3、NM4工作在飽和區(qū)，選用了三極管Q1、Q2，因此軟啟動電壓Vsoftup滿足下式，

V_softup＝V_GS3+V_BE1-V_BE2 (3)

其中，VBE1和VBE2分別為三極管Q1和Q2的基射電壓。選用的三極管類型與尺寸相同，因而有VBE1≈VBE2，因此Vsoftup≈VGS3。由NMOS管飽和區(qū)漏極電流公式，可以推出NMOS管NM3的柵源電壓VGS3滿足下式，

如上所述，NMOS管NM3、NM4與功率管SW1(SW2)器件類型相同，因此它們的閾值電壓相等，即V_THSW＝V_TH3，且具有相同的工藝偏差、溫度系數(shù)。

那么根據(jù)MOS管漏極電流公式，優(yōu)化后的功率管漏極電流ID滿足下列關系式

綜上所述，聯(lián)立式(1)～(6)可得，在本發(fā)明實施例一中，當V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1>V_TH1時，軟啟動電壓Vsoftup是漏極電壓VD1的一次函數(shù)，因此功率管漏極電流ID是漏極電壓VD1的二次函數(shù)；當V_BE3+V_GS6－V_D1－V_HR1<V_TH1時，由于I_DS1＝0，軟啟動電壓Vsoftup是常數(shù)，故漏極電流ID是與偏置電流IB1，NMOS管NM3的工藝常數(shù)K’_n、寬長比W₃/L₃，以及功率管寬長比W_SW/L_SW有關的常數(shù)。

上述計算較為復雜，一般設計者可以套用半導體工藝廠商提供的工藝模型，使用仿真器進行仿真設計，以得到最符合應用條件的漏極電流曲線。

電路設計的思路可以做以下歸納：調(diào)節(jié)偏置電流IB2或三極管Q3的類型或尺寸，可以調(diào)節(jié)NMOS管NM1截止時的VD1，即調(diào)節(jié)圖5中點M1的橫坐標(VDS)；調(diào)節(jié)偏置電流IB1或NMOS管NM3的類型或尺寸，可以調(diào)節(jié)軟啟動電壓Vsoftup的曲線，進而調(diào)節(jié)功率管SW1(SW2)的漏極電流變化曲線。在實施例一中，NMOS管NM3與功率管SW1(SW2)器件類型相同，匹配精度高，因此軟啟動電壓Vsoftup的工藝偏差、溫度系數(shù)與功率管閾值電壓相同，可以得到精度很高的漏極電流變化曲線。在設計好電壓調(diào)節(jié)電路102的電路參數(shù)后，就能得到與圖5類似的電流曲線，此時設計者還可以按照實際應用要求，設置基準電壓Vref，進而設置圖7所示的點M4的位置，在圖5上按需截取軟啟動模式下的漏極電流變化曲線。因此，本發(fā)明的驅(qū)動控制電路還兼具電路簡單，電壓失調(diào)小，只在變換器啟動階段或輸出短路時工作，不增加靜態(tài)功耗等優(yōu)點。

如圖8所示，只有當使能信號SU_EN為低電平時，電流源IB1、IB2才被接入電路中給器件提供偏置。若使能信號SU_EN翻轉(zhuǎn)成高電平，則PMOS管PM5和NMOS管NM7截止，電流源IB1、IB2沒有通路，同時NMOS管NM5、NM8和PMOS管PM7導通，進而使得NMOS管NM1、NM2和NM6截止，三極管Q2截止，整個電壓調(diào)節(jié)電路102不工作，不會額外增加控制器100及變換器的靜態(tài)功耗。

實施例二

圖9所示實施例二的電壓調(diào)節(jié)電路202的電路原理圖。與實施例一的不同之處在于低壓電源VCC較大，為10V，因此可以將三極管Q1、Q2和Q3分別替換成了NMOS管NM9、NM10和NM11。NMOS管NM9的漏極、柵極與NMOS管NM10的柵極、PMOS管PM6的漏極連接，NMOS管NM9的源極、襯底與NMOS管NM3的漏極、柵極連接。NMOS管NM10的漏極接低壓電源VCC，源極、襯底與NMOS管NM4的漏極連接形成節(jié)點vsoftup。NMOS管NM11的漏極、柵極與NMOS管NM6的源極連接，NMOS管NM11的源極接參考電位。在實施例二中由于NMOS管NM11的柵極電壓VGS11＝1.8V>VBE3，因此得到與圖5類似的漏極電流變化曲線的點M1的坐標變?yōu)?1.8V，0.431A)。實施例二的具體電路原理及有益效果與實施例一相同，這里不再贅述。