本申請基于在2014年3月27日申請的日本申請?zhí)?014-66595號、和在2014年10月28日申請的日本申請?zhí)?014-219348號，此處引用其記載內容。

技術領域

本申請涉及進行功率開關元件的導通斷開動作的驅動裝置。

背景技術：

關于構成逆變器、轉換器等半導體電力轉換裝置的功率開關元件，作為解決開關動作時的浪涌電壓和開關損失的折衷的技術，使用動態(tài)地控制柵極電壓或柵極電流的主動柵極控制(AGC)。

例如，在使用絕緣柵雙極晶體管(IGBT)作為功率開關元件的情況下，對關斷時的集電極-發(fā)射極間電壓(以后稱為集電極電壓Vce)的時間變化dV/dt進行反饋，控制IGBT的柵極電荷的放電速度。具體而言，在專利文獻1中，提出了通過切換向IGBT的柵極注入的柵極電流的電流量，在放電過程中切換柵極電荷的放電速度的技術。但是，專利文獻1的技術需要與切換級數對應的數目的柵極斷開電路，所以電路規(guī)模、即布局面積變大。

另一方面，在專利文獻2中，提出了在具有寬范圍的輸出電流、換言之能夠大幅度地切換輸出電流的半導體裝置中能夠抑制布局面積的電路。具體而言，該半導體裝置通過參照電流的電流鏡生成輸出電流。并且，通過將電流鏡設為多級，從而實現輸出電流的寬動態(tài)范圍。

但是，專利文獻2的技術中，向用于使輸出晶體管導通的柵極的電流供應通過參照電流來進行，所以構成電流鏡的輸出晶體管的級數越增加，則參照電流越變化。即，在每次使輸出晶體管導通時輸出電流變動。

此外，在專利文獻2那樣的電路結構中，一般來說，期望盡可能減小參照電流，但電荷向構成電流鏡的輸出晶體管的柵極的注入速度依賴于參照電流，所以若參照電流小，則直至輸出晶體管導通為止的時間變長。也就是說，在將專利文獻2的技術應用于功率開關元件的斷開用電路的情況下，有可能不能確保從接受意在斷開功率開關元件的指示至輸出晶體管導通為止的響應速度。

在先技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特許第3885563號公報

專利文獻2：日本特開2006-20098號公報

技術實現要素：

本申請是鑒于上述問題而完成的，其目的在于，以高精度控制柵極電流，且提高柵極電流的切換速度。

在本申請的某方式中，對功率開關元件的導通斷開進行控制的驅動裝置具備：通側電路，進行所述功率開關元件的導通動作；以及斷側電路，進行所述功率開關元件的斷開動作。所述通側電路以及所述斷側電路的至少一方的電路具有：多個主MOS晶體管，作為輸出晶體管；感測MOS晶體管，柵極與所述主MOS晶體管的柵極共通，相對于所述主MOS晶體管構成電流鏡，從而規(guī)定所述主MOS晶體管的漏極電流；以及感測電流控制電路，將所述感測MOS晶體管的漏極電流控制為固定。進而，所述通側電路以及所述斷側電路的至少一方的電路具有：開關電路，與所述主MOS晶體管的柵極連接，對所述主MOS晶體管的導通斷開進行控制，從而切換所述功率開關元件中的柵極電流。

據此，形成多個與感測MOS晶體管構成電流鏡的主MOS晶體管，它們的有效/無效通過開關電路的導通斷開控制而被控制。因此，通過切換被設為有效的主MOS晶體管的數目，能夠切換輸出電流。

此外，感測MOS晶體管的漏極電流通過參照電位和基準電阻的電阻值來規(guī)定，該感測MOS晶體管通過電流鏡規(guī)定主MOS晶體管的漏極電流。因此，能夠不依賴于向本發(fā)明所涉及的驅動裝置供應電力的電源電壓或斷側電路的輸出電流的電流值而高精度地控制輸出電流。進而，感測MOS晶體管的漏極電流不依賴于開關電路的導通斷開而固定，因此能夠不依賴于被設為有效的主MOS晶體管的數目而高精度地控制輸出電流。

此外，為了驅動作為輸出晶體管的主MOS晶體管而向柵極的電壓施加由運算放大器的輸出控制，所以與由參照電流控制的情況相比，能夠提高開關速度。

附圖說明

參照附圖，通過下述的詳細的記述，關于本申請的上述目的以及其他目的、特征、優(yōu)點變得更明確。該附圖是，

圖1是表示第一實施方式所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

圖2是表示由驅動裝置進行的驅動的時序圖。

圖3是表示開關電路的詳細的結構的電路圖。

圖4是表示NMOS晶體管的布局的俯視圖。

圖5是圖4所示的區(qū)域V的擴大圖。

圖6是表示變形例1所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

圖7是表示第二實施方式所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

圖8是表示第三實施方式所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

圖9是表示變形例2所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

圖10是表示變形例3所涉及的驅動裝置的概略結構的電路圖。

具體實施方式

(第一實施方式)

最初，參照圖1，說明本實施方式所涉及的驅動裝置。

如圖1所示，該驅動裝置100控制作為驅動負載500的功率開關元件的絕緣柵雙極晶體管(IGBT)200的驅動。

該驅動裝置100具備通側電路110、斷側電路120、dV/dt檢測電路130和延遲電路140。

通側電路110以及斷側電路120在電源和GND(地)之間串聯(lián)連接，在其中間點上連接有IGBT200的柵極。通側電路110由PMOS晶體管構成，在該PMOS晶體管為導通狀態(tài)時向IGBT200的柵極施加電源電壓Vcc。由此IGBT200成為導通狀態(tài)，在IGBT200的集電極-發(fā)射極間流過電流，向負載500供應電力。

斷側電路120具有多個NMOS晶體管(Tr10～Tr15、Tr20)。這些NMOS晶體管由作為輸出晶體管的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)、和規(guī)定主MOS晶體管的漏極電流的感測MOS晶體管Tr20構成。在本實施方式中，六個主MOS晶體管(Tr10～Tr15)相對于感測MOS晶體管Tr20構成電流鏡。具體而言，各主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的柵極被設為與感測MOS晶體管Tr20的柵極共通，源極共通而接地。各主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的漏極與IGBT200的柵極連接。

在這樣的結構中，在各主MOS晶體管(Tr10～Tr15)中分別以與感測MOS晶體管Tr20的尺寸比相同的電流比流過漏極電流。也就是說，在本實施方式中，存在六個向IGBT200的柵極注入的電流的電流路徑。另外，尺寸是MOS晶體管中的溝道寬度W與溝道長度L的寬長比(W/L)。

此外，斷側電路120具有：運算放大器121，用于對感測MOS晶體管Tr20的漏極電流進行控制；基準電阻122，用于規(guī)定該運算放大器121的輸出；以及參照電源123，向該運算放大器121的一個輸入端子賦予參照電位Vref。運算放大器121若從未圖示的微機等被輸入表示使IGBT200斷開的控制信號，則向感測MOS晶體管Tr20的柵極施加電壓，從而向IGBT200的柵極注入固定電流。

基準電阻122是分流電阻，規(guī)定感測MOS晶體管Tr20的漏極電流的電流值。進而，規(guī)定向IGBT200的柵極注入的電流的電流值。向IGBT200的柵極注入的電流是在主MOS晶體管(Tr10～Tr15)中流過的漏極電流的合計。并且，主MOS晶體管(Tr10～Tr15)與感測MOS晶體管Tr20一起構成電流鏡，因此向IGBT200的柵極注入的電流依賴于感測MOS晶體管Tr20的漏極電流。

在這樣的結構中，若被輸入表示使IGBT200斷開的信號，則運算放大器121被驅動而向感測MOS晶體管Tr20施加柵極電壓。此時的漏極電流由基準電阻122的電阻值R規(guī)定。并且，其電流值通過調整運算放大器121的輸出被反饋控制，以使基準電阻122和感測MOS晶體管Tr20之間的中間電位接近于參照電位Vref。由此，感測MOS晶體管Tr20的漏極電流被高精度地控制為固定的值(＝(Vcc-Vref)/R)。因此，向IGBT200的柵極注入的電流也高精度地被設為固定電流。另外，在本實施方式中，感測電流控制電路SC相當于由運算放大器121和基準電阻122以及參照電源123構成的電路。

進而，斷側電路120具有用于切換向IGBT200的柵極注入的電流的電流值、即驅動能力的開關電路(SW1～SW5)。該開關電路(SW1～SW5)與六個主MOS晶體管(Tr10～Tr15)之中五個主MOS晶體管(Tr11～Tr15)的柵極分別連接。例如，若是開關電路SW1被設為有效，其他開關電路(SW2～SW5)為無效的狀態(tài)，則IGBT200的柵極電荷通過由主MOS晶體管Tr10以及Tr11規(guī)定的電流而導出。也就是說，能夠通過開關電路(SW1～SW5)之中哪個開關電路成為有效來對斷側電路120的驅動能力進行控制。另外，五個開關電路(SW1～SW5)相互等價，以后，除了關于各個開關電路敘述的情況，總稱為標記SW。本實施方式中的開關電路SW的詳細的電路結構隨后進行說明。

驅動裝置100中的dV/dt檢測電路130是對IGBT200的集電極電壓Vce的時間變化dV/dt進行檢測的電路。具體而言，dV/dt檢測電路130與在IGBT200的集電極和GND之間串聯(lián)連接而構成微分器的電容器C1和電阻器R1的中間點連接。若向運算放大器121輸入表示使IGBT200斷開的信號，則IGBT200的柵極電荷被導出而集電極電壓Vce上升，所以dV/dt取非零的值。dV/dt檢測電路130對其進行檢測，將該情況輸出給延遲電路140。

延遲電路140是從dV/dt開始上升的時刻起延遲規(guī)定的延遲時間而使開關電路SW動作的電路。關于五個開關電路(SW1～SW5)之中，使哪個開關電路SW動作，既能夠預先決定，也可以根據dV/dt的值等來決定。

接著，參照圖2說明本實施方式所涉及的驅動裝置100中的切換IGBT200的柵極電荷的放電期間中的放電速度的驅動。

在時刻t1，向運算放大器121輸入表示使IGBT200斷開的控制信號。由此，如圖2所示，運算放大器121驅動而向IGBT200的柵極注入電流。在該說明中，時刻t1的開關電路SW設為SW1有效(導通)，SW2～SW5為無效(斷開)。也就是說，向柵極注入的電流是主MOS晶體管Tr10的漏極電流I1與主MOS晶體管Tr11的漏極電流I2的合計值I1+I2。

若向IGBT200的柵極注入電流而開始進行電荷的導出，則柵極電壓降低。并且，在時刻t2中，若柵極電壓降低到規(guī)定的電位(鏡像電壓)為止且經過一定時間，則集電極電壓Vce開始上升。即，在時刻t2的時刻，從dV/dt為大致零的狀態(tài)起，dV/dt取正值。dV/dt檢測電路130對其進行檢測，將該情況輸出給延遲電路140。

并且，在由延遲電路140預先規(guī)定的延遲時間后的時刻t3中，開關電路SW1被斷開，從而開始主MOS晶體管Tr11的斷開動作。主MOS晶體管Tr11不是瞬時被斷開，而是需要元件所規(guī)定的下降時間而達到斷開(時刻t4)。因此，向柵極注入的電流在時刻t3至時刻t4的期間中，從I1+I2向I1變化。并且，在該期間中，IGBT200的集電極電壓Vce的變化dV/dt逐漸變小。若到時刻t4，則主MOS晶體管Tr11成為斷開狀態(tài)，IGBT200的柵極電流從I1+I2切換為I1。

因此，關于斷側電路120的驅動能力、換言之柵極電荷的放電速度，與時刻t3的時刻相比，時刻t4的時刻變得更小。從而，與時刻t3緊前的dV/dt相比，時刻t4緊后的dV/dt變小。其結果，集電極電壓Vce的過沖被抑制，能夠發(fā)揮降低浪涌電壓的效果。其后，在時刻t6，集電極電壓Vce收斂于穩(wěn)定值而IGBT200的斷開動作結束。

另外，主MOS晶體管Tr11的斷開開始的定時(時刻t3)優(yōu)選被設定為如下時期：該時期使得主MOS晶體管Tr11完全成為斷開的時刻t4比所設想的達到集電極電壓Vce的穩(wěn)定值的時刻t5更早。

此外，也可以構成為：在時刻t6以后，再次導通主MOS晶體管Tr11而提高斷側電路120的驅動能力，從而保證IGBT200的可靠的斷開。

接著，參照圖3，說明本實施方式中的開關電路SW的具體結構。另外，圖3所示的電路中，各開關電路(SW1～SW5)都是同一結構。

開關電路SW具有主電路125、和向主電路125供應固定的電流I3的恒流電路126。

主電路125基于來自延遲電路140的信號而負責輸入端子IN和輸出端子OUT之間的電流的通電以及斷路。主電路125如圖3所示那樣具有通過來自延遲電路140的信號進行導通斷開動作的MOS晶體管Tr30。此外，具有相對于恒流電路126與MOS晶體管Tr30并聯(lián)連接，且以對從恒流電路126輸入的電流I3進行鏡像的方式構成電流鏡的兩個NPN晶體管Q1、Q2。此外，具有基于向柵極注入的電流而進行輸入端子IN和輸出端子OUT之間的電流的通電以及斷路的MOS晶體管Tr40。進而，具有在將開關電路SW設為導通狀態(tài)的情況下向MOS晶體管Tr40的柵極注入電流的電流源P1。另外，在本實施方式中，圖3所示的輸入端子IN與運算放大器121的輸出端子連接，輸出端子OUT與主MOS晶體管(Tr11～Tr15)的柵極連接。

說明主電路125的動作。在將開關電路SW設為導通狀態(tài)的情況下，從延遲電路被輸入意在將MOS晶體管Tr30設為導通狀態(tài)的信號。在該狀態(tài)下，從恒流電路126供應的電流I3作為MOS晶體管Tr30的漏極電流流動，在形成電流鏡的NPN晶體管Q1、Q2中不流動電流。即，不流動圖3所示的電流I4。因此，來自電流源P1的電流I5被注入至MOS晶體管Tr40的柵極而成為導通，輸入端子IN和輸出端子OUT之間被通電。即，開關電路SW成為導通狀態(tài)。另外，被插入至電流源P1和GND之間的電阻器R1是用于規(guī)定MOS晶體管Tr40的穩(wěn)定狀態(tài)下的柵極電壓的電阻。

另一方面，在將開關電路SW設為斷開狀態(tài)的情況下，從延遲電路被輸入意在將MOS晶體管Tr30設為斷開狀態(tài)的信號。在該狀態(tài)下，不流動MOS晶體管Tr30的漏極電流，從恒流電路126輸入至主電路125的電流I3通過NPN晶體管Q1、Q2被鏡像而流動圖3所示的電流I4。該電流I4以導出基于電流源P1的電流I5以及MOS晶體管Tr40的柵極電荷的方式流動，所以MOS晶體管Tr40斷開。因此，輸入端子IN和輸出端子OUT之間的電流被斷路而開關電路SW成為斷開狀態(tài)。另外，若開關電路SW斷開，則對應的主MOS晶體管的柵極成為高阻抗。本實施方式中的開關電路SW中，為了使開關電路SW的斷開動作可靠，在輸出端子OUT和GND之間插入下拉電阻器R2。

前述的恒流電路126是用于向主電路125供應固定的電流I3的電路。該恒流電路126能夠采用用于賦予固定的電流的一般已知的電路，所以省略電路的詳細的說明。

接著，參照圖4以及圖5，說明感測MOS晶體管Tr20以及主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的布局。為了方便，如圖4所示，定義X方向、與X方向正交的Y方向、與由X方向和Y方向規(guī)定的XY平面正交的Z方向。這些NMOS晶體管在半導體基板300的表層中沿著XY平面形成。

如圖4所示，構成主MOS晶體管Tr10～Tr15以及感測MOS晶體管Tr20的NMOS晶體管是，單位MOS晶體管Tr16沿著X方向以及Y方向以7×7的柵格狀排列而形成的LDMOS(橫向擴散MOS)。在本實施方式中，49個單位MOS晶體管Tr16之中，1個相當于感測MOS晶體管Tr20，剩余的48個相當于主MOS晶體管(Tr10～Tr15)。另外，如圖4所示，主MOS晶體管(Tr10～Tr15)分別由8個單位MOS晶體管Tr16構成。

關于這些NMOS晶體管的布局，更詳細地進行說明。圖5是將圖4所示的區(qū)域V擴大后的圖。如圖5所示，在各單位MOS晶體管Tr16中，分別由多個源極區(qū)域S和漏極區(qū)域D形成為柵格狀。在本實施方式中，以4×4的方式形成一個單元。并且，以包圍形成一個單元的源極區(qū)域S以及漏極區(qū)域D的方式，形成柵極區(qū)域G。由該柵極區(qū)域G、和形成4×4的柵格的源極區(qū)域S以及漏極區(qū)域D，構成一個單位MOS晶體管Tr16。另外，感測MOS晶體管Tr20、主MOS晶體管(Tr10～Tr15)全部由相同的單位MOS晶體管Tr16構成。

進而，如圖5所示，單位MOS晶體管Tr16具有用于相互電性元件分離的溝槽400。溝槽400從半導體基板300的表層沿著Z方向形成，且以分別包圍各單位MOS晶體管Tr16的方式形成。換言之，溝槽400以包圍各單位MOS晶體管Tr16中的柵極區(qū)域G的方式形成為矩形框狀。并且，在本實施方式中，在相鄰的NMOS晶體管、例如X方向上相鄰的單位MOS晶體管Tr16之間形成的溝槽400的一邊410共享雙方的溝槽400。另外，在本實施方式中，在Y方向上相鄰的單位MOS晶體管Tr16之間的溝槽400的一邊不被共享。

此外，如圖5所示，本實施方式中的各單位MOS晶體管Tr16除了源極區(qū)域S、漏極區(qū)域D的一部分配置外，源極區(qū)域S的形狀以及面積、漏極區(qū)域D的形狀以及面積、柵極區(qū)域G的形狀以及面積相互等價地形成。即，構成主MOS晶體管(Tr10～Tr15)以及感測MOS晶體管Tr20的單位MOS晶體管Tr16形成為溝道長度L和溝道寬度W全部相同。

接著，說明本實施方式所涉及的驅動裝置100的作用效果。

如圖1所示，形成多個與感測MOS晶體管Tr20構成電流鏡的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)，它們的有效/無效通過開關電路SW的導通斷開控制而被控制。因此，通過切換被設為有效的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的數目，能夠切換輸出電流。

此外，感測MOS晶體管Tr20的漏極電流通過參照電位Vref和基準電阻122的電阻值R而規(guī)定，該感測MOS晶體管Tr20通過電流鏡規(guī)定主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的漏極電流。因此，能夠不依賴于向本申請所涉及的驅動裝置100供應電力的電源電壓Vcc、斷側電路120的輸出電流的電流值而高精度地控制輸出電流。進而，感測MOS晶體管Tr20的漏極電流不依賴于開關電路SW的導通斷開而固定，因此能夠不依賴于被設為有效的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的數目而高精度地控制輸出電流。

此外，為了驅動作為輸出晶體管的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)而向柵極的電壓施加由運算放大器121的輸出控制，所以與由參照電流控制的情況相比，能夠提高開關速度。

進而，感測MOS晶體管Tr20的漏極電流通過參照電位Vref和基準電阻122的電阻值R來規(guī)定，所以能夠將感測MOS晶體管Tr20的漏極-源極間電壓Vds保持得比閾值電壓(所謂Vth)充分大。由此，能夠減小基準電阻122的電阻值R，因此不用另行將基準電阻122的電阻器作為分立部件準備，而能夠在與主MOS晶體管(Tr10～Tr15)、感測MOS晶體管Tr20相同的半導體基板300上集成化。

進而，如圖5所示，使構成各NMOS晶體管(Tr20、Tr10～Tr15)的單位MOS晶體管Tr16相互元件分離的溝槽400在相鄰的單位MOS晶體管Tr16之間一部分被共享。在本實施方式中，在X方向上相鄰的單位MOS晶體管Tr16中，矩形框狀的溝槽400的一邊410被共享。從而，與溝槽400沒有被共享的結構相比，能夠減小X方向的布局面積。

此外，如圖5所示，主MOS晶體管(Tr10～Tr15)以及感測MOS晶體管Tr20形成為構成它們的單位MOS晶體管Tr16溝道長度L和溝道寬度W全部相同。各單位MOS晶體管Tr16全部等價地形成，因此驅動裝置100的制造變得容易，也能夠使漏極電流相對于向柵極施加的電壓的特性均勻化。此外，如圖4所示，能夠將單位MOS晶體管Tr16配置為柵格狀，所以能夠減小NMOS晶體管相對于半導體基板300的表層面積所占的比例。即，能夠減小布局面積。

(變形例1)

除了上述的實施方式中的結構外，在本變形例中，如圖6所示，驅動裝置100具備電流檢測部150。此外，參照電源123中，參照電位Vref成為可變。另外，在圖6中，省略通側電路110、各NMOS晶體管(Tr10～Tr15、Tr20)、開關電路SW、基準電阻122、dV/dt檢測電路130以及延遲電路140的圖示。

電流檢測部150是檢測IGBT200的集電極電流并在過電流時進行保護的電路。該電流檢測部150具有：比較器151；向比較器151的一方的輸入端子賦予成為閾值的電壓的電壓源152；以及用于將IGBT200的集電極電流轉換為電壓的電阻器R3。

如前述那樣，在比較器151的一方的輸入端子A上連接有電壓源152。并且，另一方的輸入端子B連接在IGBT200的感測發(fā)射極端子SE與電阻器R3的中間點上，該電阻器R3連接在該感測發(fā)射極端子SE與GND之間。即，向比較器151中的輸入端子B施加與從IGBT200的感測發(fā)射極端子SE向GND流過的電流和電阻器R3的電阻值對應的電壓。向輸入端子B施加的電壓與從感測發(fā)射極端子SE向GND流過的電流成比例。也就是說，IGBT200的集電極電流變得越大則該電壓越成為高電壓。

比較器151在與流過感測發(fā)射極端子SE的電流對應的電壓超過了電壓源152的電壓的情況、即集電極電流超過了規(guī)定的閾值的情況下，針對參照電源123進行控制以增大參照電位Vref。

據此，在IGBT200中流過過度的集電極電流(過電流)的情況下，通過增大參照電位Vref，從而感測MOS晶體管Tr20的漏極電流變小。因此，斷側電路120的驅動能力被抑制，能夠將IGBT200平緩地斷開。從而，在過電流產生時，能夠抑制浪涌電壓，能夠保護IGBT200。

(第二實施方式)

在上述的實施方式中，示出了在斷側電路120中能夠進行基于IGBT200的溫度的控制的例子，但這關于通側電路110也能夠應用。

具體而言，如圖7所示，通側電路110具有多個PMOS晶體管(Tr50～Tr55、Tr60)。這些PMOS晶體管由作為輸出晶體管的主MOS晶體管(Tr50～Tr55)、和規(guī)定主MOS晶體管的漏極電流的感測MOS晶體管Tr60構成。在本實施方式中，六個主MOS晶體管(Tr50～Tr55)相對于感測MOS晶體管Tr60構成電流鏡。具體而言，各主MOS晶體管(Tr50～Tr55)的柵極被設為與感測MOS晶體管Tr60的柵極共通，漏極共通而與電源Vcc連接。各主MOS晶體管(Tr50～Tr55)的源極與IGBT200的柵極連接。

此外，通側電路110具有：用于對感測MOS晶體管Tr60的漏極電流進行控制的運算放大器111；用于規(guī)定該運算放大器111的輸出的基準電阻112；以及向該運算放大器111的一個輸入端子賦予參照電位Vref的參照電源113。運算放大器111若從未圖示的微機等被輸入表示使IGBT200導通的控制信號，則向感測MOS晶體管Tr60的柵極施加電壓，從而向IGBT200的柵極供應固定電流。

進而，通側電路110具有用于切換向IGBT200的柵極供應的電流的電流值、即驅動能力的開關電路(SW6～SW10)。該開關電路(SW6～SW10)與六個主MOS晶體管(Tr50～Tr55)之中五個主MOS晶體管(Tr51～Tr55)的柵極分別連接。這些開關電路(SW6～SW10)與第一實施方式所述的開關電路SW等價，其電路結構能夠采用圖3所示的電路結構。

作為本實施方式中的結構要素的主MOS晶體管(Tr50～Tr55)、感測MOS晶體管Tr60、運算放大器111、基準電阻112、參照電源113、以及開關電路(SW6～SW10)分別是相當于第一實施方式中的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)、感測MOS晶體管Tr20、運算放大器121、基準電阻122、參照電源123、以及開關電路(SW1～SW5)的要素。因此，各結構要素的動作以及作用效果與第一實施方式及其變形例相對應。即，能夠高精度地控制通側電路110的輸出電流，此外，與通過參照電流來控制的情況相比，能夠提高開關速度。

另外，本實施方式中的參照電位Vref不需要必須與第一實施方式中的參照電位Vref一致。

(第三實施方式)

感測電流控制電路SC不限定于由運算放大器111、121和基準電阻112、122以及參照電源113、123構成的電路。

在上述的各實施方式中的感測電流控制電路SC中，構成為進行反饋控制以成為通過基準電阻112、122的電阻值R和參照電源113、123的參照電位Vref規(guī)定的電流值。相對于此，本實施方式中的感測電流控制電路SC成為不進行反饋控制的結構。

具體而言，本實施方式中的斷側電路160的感測電流控制電路SC如圖8所示那樣具有：輸出端子連接在感測MOS晶體管Tr20的柵極上的運算放大器161；以及向運算放大器161的一方的輸入端子施加規(guī)定的電壓的參照電源162。運算放大器161的輸出被負反饋到另一方的輸入端子，由參照電源162規(guī)定的電壓被施加給感測MOS晶體管Tr20。在這樣的結構中，通過切換被設為有效的主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的數目，能夠切換輸出電流。另外，與本實施方式相比采用了第一以及第二實施方式那樣的感測電流控制電路SC能夠更高精度地維持感測MOS晶體管Tr20的漏極電流，但在驅動不需要高精度的負載500的情況下，通過采用本實施方式所涉及的感測電流控制電路SC，能夠降低部件件數、制造成本。

(變形例2)

為了高精度地控制第三實施方式中的感測電流控制電路SC向感測MOS晶體管Tr20以及主MOS晶體管(Tr10～Tr15)供應的柵極電流，能夠如圖9所示那樣采用Vds調整電路163。

本變形例中的Vds調整電路163例如是威爾遜(Wilson)型的電流鏡電路，兩個電流路徑與感測MOS晶體管Tr20以及主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的漏極分別連接。由此，各NMOS晶體管的漏極-源極間電壓Vds被調整為固定，所以能夠更高精度地控制各NMOS晶體管的漏極電流。

(變形例3)

感測MOS晶體管Tr20以及主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的閾值電壓、電荷的移動度一般來說具有溫度特性，因此存在IGBT200的柵極電壓與溫度的變化一起變化的顧慮。在本變形例中，為了將其抑制，作為感測電流控制電路SC，采用使第三實施方式以及變形例2所示的參照電源162具有適當的溫度特性而成的結構。

具體而言，本實施方式中的斷側電路160的感測電流控制電路SC如圖10所示那樣具有：運算放大器161；將規(guī)定的電流供應給運算放大器161的一方的輸入端子的電流源P2；以及相對于運算放大器161與電流源P2并聯(lián)連接的感溫元件164。本變形例中的感溫元件164例如是感溫二極管。各NMOS晶體管的閾值電壓、電荷的移動度一般來說具有負的溫度特性，此外，感溫二極管的電壓下降量(Vf)也具有負的溫度特性。因此，如圖10所示，在運算放大器161的同相輸入端子上連接電流源P2以及感溫二極管，使運算放大器161的輸出負反饋到反相輸入端子。由此，能夠與驅動裝置100的溫度上升配合地使感測MOS晶體管Tr20以及主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的柵極電壓降低。即，能夠抑制溫度導致的IGBT200的柵極電壓的變化。另外，作為感溫元件164，不限定于感溫二極管。

(其他實施方式)

以上，說明了本申請的優(yōu)選的實施方式，但本申請完全沒有被上述的實施方式限制，能夠在不脫離本申請的主旨的范圍中，進行各種變形而實施。

在上述的實施方式以及變形例中，作為功率開關元件而例示了IGBT200，但不限定于該例。例如，作為功率開關元件，關于功率MOS晶體管等也能夠應用本申請。

此外，作為開關電路SW，例示了如圖3所示的電路結構，但不限定于此。即，只要能夠基于延遲電路140的輸出來控制輸入端子IN和輸出端子OUT間的電流的通電以及斷路即可。

此外，在上述的實施方式以及變形例中，示出驅動裝置100具有一個感測MOS晶體管Tr20的例子，但也可以形成多個感測MOS晶體管Tr20。在該情況下，形成多個與各感測MOS晶體管分別對應的主MOS晶體管。此外，關于主MOS晶體管的數目，不限定于上述例子。

進而，在上述的實施方式以及變形例中，示出了構成感測MOS晶體管Tr20的單位MOS晶體管Tr16為1個的例子，但該數目沒有被限定。此外，示出了構成主MOS晶體管(Tr10～Tr15)的單位MOS晶體管Tr16為8個的例子，但該數目沒有被限定。

上述的第三實施方式、變形例2以及變形例3的說明針對斷側電路記載了感測電流控制電路SC的變形，但還能夠應用于通側電路110。

本申請遵照實施例而記述，但應該理解本申請不限定于該實施例、構造。本申請還包含各種變形例、等同范圍內的變形。此外，各種組合、方式、進而在它們中包含僅一要素、這以上、或這以下的其他組合、方式也落入本申請的范疇和思想范圍內。