專利名稱：交流直流變換裝置、使用該交流直流變換裝置的壓縮機驅動裝置和空調機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種抑制輸入電流的高次諧波電流、將交流電壓變換為直流電壓的交
流直流變換裝置以及使用該交流直流變換裝置的壓縮機驅動裝置和空調機。
背景技術：
以往的交流直流變換裝置，與電源電壓的零交叉同步地在半周期內僅使電源短路 一次，抑制流向電抗器的高次諧波電流，來實現功率因數的改善(例如，參照專利文獻1)。
此外，由于在電源半周期內僅使電源短路一次會使電抗器過大，所以也存在通過 在電源半周期內短路兩次以上來實現電抗器的小型化的技術(例如，參照專利文獻2)。
進而，也有具備切換全波整流與倍電壓整流的開關和用于進行電源短路的開關， 用這兩個開關的切換來抑制高次諧波電流，改善功率因數的技術(例如，參照專利文獻3、 4)。 此外，也有通過使用高頻的P麗(脈寬調制)使開關動作，而將輸入電流控制為大 致正弦波狀來抑制高次諧波，改善功率因數的技術(例如，參照專利文獻5)。
另外，也有通過使兩個開關動作來抑制高次諧波電流的技術(例如，參照非專利 文獻1)。 專利文獻1 :JP特許2763479號公報；
專利文獻2 :JP特許3485047號公報；
專利文獻3 :JP特開2003-9535號公報；
專利文獻4 :JP特許3687641號公報；
專利文獻5 :JP特許2140103號公報； 非專利文獻1 :星伸一、大口國臣，"單相多電平整流電路的切換模式決定法"，平成 17年度電氣學會產業(yè)應用部門大會，No. 1-61。

發(fā)明內容
每電源半周期使開關動作而使短路電流流動的方式是非常簡單的控制，電源半周 期內的開關的動作為100Hz或120Hz下的低頻切換，作為產生噪聲少、能夠低價實現高次諧 波電流的抑制的方式而被廣泛地應用。 但是，對于從電源流入的輸入電流所包含的高次諧波電流規(guī)定了限度值，需要抑 制到該限度值以下，但在將高次諧波電流抑制為限度值以下的情況下，存在電抗器將大型 化的問題。 因此，引用的專利文獻2展示了增加開關的短路動作次數、不改變高次諧波抑制 性能而使電抗器小型化的技術，但存在一旦增加了消耗電力、增加了輸入電流，則即使電感 值相同，電抗器也將大型化的問題。 因此，如引用的專利文獻5所示，雖然沒有對于高頻的P麗、特別是頻率的記載，但
5在通常用15 20kHz以上的切換頻率使開關動作的方式下，電流為大致正弦波，高次諧波電流銳減。并且，使輸出的直流電壓比開關斷開時的直流電壓高地進行升壓在理論上是可能的，可以升壓直到電抗器磁飽和。 但是，在引用的專利文件5的情況下，由于是檢測輸入電流、使輸入電流大致正弦波化的電流控制，所以需要高速的控制處理、需要高頻的P麗控制。由于是高頻P麗控制，所以產生噪聲增多，用于噪聲對策的成本將激增。此外，存在如下問題由于是使輸入電流大致正弦波化的電流控制，所以需要高速的控制，由于用于高處理性能的微機或專用IC的模擬控制的復雜的周邊電路而價格貴。 此外，如引用的專利文獻3、4所示，通過設置切換全波整流與倍電壓整流的開關和進行電源短路的開關，直流電壓的可變范圍變寬，但由于是低頻的切換，所以未能解決電抗大型化的問題。 進而，引用的非專利文獻1記載了用兩個開關增加整流器的輸入電壓的電平、抑制輸入電流的高次諧波的技術，但這種方式雖然有可以通過低頻的切換使電抗器小型化的優(yōu)點，但必須假定控制直流電壓、消耗電力改變等動作條件改變，利用GA(遺傳算法)運算開關的接通/斷開定時。因此，GA如果不是在重復了復雜的運算和換代之后進行，則由于不能決定參數這一點，搭載到微機等控制CPU上會有問題，需要將預先運算的參數事先存儲在存儲器等中，對機種數多的產品的實用而言需要較長的開發(fā)周期，此外，存儲量也大，實用上有困難。 本發(fā)明是為了解決上述問題而作出的，它的第一個目的在于得到一種能夠通過5kHz以下的低頻切換P麗，比高頻P麗低價地抑制高次諧波電流、實現功率因數改善的交流直流變換裝置。 第二個目的在于得到一種能夠通過抑制由于在電源半周期內一次或數次的電源短路帶來的高次諧波的方式來實現電抗小型化、實現同等級別的低成本化的交流直流變換裝置。 第三個目的在于得到一種能夠控制直流電壓，從而即使是動作條件不同的多個機種也能實用化，并且采用反饋結構，從而根據消耗電力使開關的接通/斷開定時可變，能夠實用化的交流直流變換裝置。 本發(fā)明的交流直流變換裝置具備整流器，經由電抗器連接在交流電源上；多個電容器，在整流器的輸出端子間串聯連接；第1雙向開關，一端連接在整流器的一個輸入端子上，另一端連接在多個電容器的連接點上；第2雙向開關，一端連接在整流器的另一個輸入端子上，另一端連接在第1雙向開關的另一端上；以及控制單元，在交流電源的半周期中使第1以及第2雙向開關動作，以從輸入到整流器的電壓控制為期望的輸出電壓值。
根據本發(fā)明，由于在交流電源的半周期中使第1以及第2雙向開關動作，以從輸入到整流器的電壓控制為期望的輸出電壓值，所以能夠將流向電抗器的電流正弦波化。由此，與電源半周期一次或數次地使開關動作的以往方式相比可以使電抗器小型化。
此外，與利用高頻P麗的開關動作相比雖然不能使電抗器小型化，但是可以通過低頻的lkHz 5kHz左右的P麗動作，而沒有高頻P麗帶來的噪聲對策的成本增加，能夠低價地實用化。 進而，通過對期望的輸出電壓值進行反饋控制，不用搜索用于得到期望的輸出電
6壓值所需要的參數，就能容易地適用于機種數和規(guī)格不同的產品群中。


圖1是示出本發(fā)明的實施方式1的交流直流變換裝置的電路框圖。
圖2是用于說明實施方式1的以往的波形圖。 圖3是用于說明實施方式1的理想狀態(tài)下的電路結構圖。 圖4是用于說明實施方式1中的原理動作的電壓波形圖。 圖5是對應于實施方式1的交流直流變換裝置中的第1以及第2雙向開關的動作 而示出的電路圖。 圖6是從圖3中的原理電路結構導出而示出的向量圖。 圖7是示出實施方式1的交流直流變換裝置中的反饋控制的框圖。 圖8是實施方式1的交流直流變換裝置中的動作信號的調制波形圖。 圖9是示出本發(fā)明的實施方式2的交流直流變換裝置的電路框圖。 圖10是示出實施方式2的交流直流變換裝置中的第1以及第2雙向開關的動作
信號的分配的波形圖。 圖11是實施方式2中的另一個電路框圖。 圖12是示出本發(fā)明的實施方式3的交流直流變換裝置的電路框圖。
圖13是示出本發(fā)明的實施方式4的交流直流變換裝置的電路框圖。
圖14是空調機的制冷劑電路圖。 圖15是示出本發(fā)明的實施方式5的交流直流變換裝置中的控制電路的動作信號 生成部的控制框圖。 圖16是實施方式5的交流直流變換裝置中的脈沖密度調制的動作波形圖。
圖17是實施方式5的交流直流變換裝置中的脈寬調制與脈沖寬度調制的波形圖。
圖18是交流直流變換裝置中所用的電抗器的結構圖。
圖19是示出雙向開關的另一例的電路圖。
附圖標記說明 1 :交流電源；2 :整流器；3 :第1雙向開關；4 :第2雙向開關；5 :電抗器；5a :繞組； 6 :第1電容器；7 :第2電容器；8 :直流負載；9 :虛擬交流電源；10 :第1雙向開關；11 :第 2雙向開關；20 :控制電路；21 :電源相位檢測部；22 :過電流檢測部；23 :第1電壓檢測器； 24 :第2電壓檢測器；25 :過電壓檢測部；26 :轉換電壓運算部；27 :動作信號生成部；30 :壓 縮機；30a :電機；31 :冷凝器；32 :膨脹閥；33 :蒸發(fā)器；40 : A E變換器；41 :積分器；42 :量 化器；43 :延遲電路；51 :繞組；52 :中央部芯；53 :上側芯；54 :樹脂部件；60 :第1切換元 件；61凍1 二極管；62 :第2切換元件；63 :第2 二極管。
具體實施方式

實施方式1 圖1是示出本發(fā)明的實施方式1的交流直流變換裝置的電路框圖。
圖1所示的交流直流變換裝置具備對交流電源1的交流電流進行整流的整流器
2 ;—端與整流器2的一個輸入端子連接的第1雙向開關3 ;—端與整流器2的另一個輸入
7端子連接的第2雙向開關4 ;插入在交流電源1與整流器2的一個輸入端子之間的電抗器 5 ;串聯連接在整流器2的輸出端子間的第1以及第2電容器6、7 ;以及在交流電源1的半 周期中使第1以及第2雙向開關6、7這兩者動作來控制為期望的輸出電壓值并向直流負載 8施加的控制電路20。第l雙向開關例如由IGBT3a和二極管整流器3b構成，第2雙向開 關同樣地由IGBT4a和二極管整流器4b構成。 圖1的電路結構，除了第1以及第2雙向開關3、4以外，與引用的專利文獻3、4相 比沒有任何改變，但是由于第1以及第2雙向開關3、4的動作，效果有大改變，所以對于其 差異進行說明。 首先，參照圖2說明例如引用的專利文獻3所記載的動作。圖2是用于說明實施 方式1的以往的波形圖。 在以往技術中，用開關SW1在電源半周期內進行1個脈沖的短路動作，用開關SW2 進行全波整流與倍電壓整流的切換。如果在電源半周期內開關SW1進行1個脈沖的短路動 作，則形成如圖2(b)所示的輸入電流波形。這是在從電源電壓的零交叉點(圖2(a)的黑 點)經過了預先設定的Tdl的延遲時間后，以Ton的時間寬度利用1個脈沖的短路動作信 號(圖2(c)的信號)進行接通動作，從而電流向開關SW1流動，并且加上了尖銳電流的電 流流動(參照圖2(b))。 開關SW2如前所述以切換全波整流與倍電壓整流的目的而構成，所以也可以由繼 電器那樣的機械式開關構成。通過使施加到直流負載8的直流電壓的電壓值具有以基于全 波整流的電壓為基準還是以基于倍電壓整流的電壓為基準這兩個基準電平，能夠加寬電壓 的控制范圍。 而在實施方式1中，第1以及第2雙向開關3、4由于都反復接通/斷開，所以使用 機械式開關時存在接點壽命、接通/斷開時的熔敷等問題，必須采用半導體開關結構。并 且，在實施方式1中，第1以及第2雙向開關3、4的動作目的相同，與以不同的目的進行動 作的以往技術相比存在很大差異。進一步說，像作為圖3所示的虛擬交流電源所表現的那 樣，實施方式1的交流直流變換裝置通過使兩個雙向開關3、4兩者都動作而實現。
圖3是用于說明實施方式1的理想狀態(tài)下的電路結構圖。另外，交流電源1以及 電抗器5與圖l所示的相同，將交流直流變換裝置設為虛擬交流電源9。此外，交流電源l 的兩端電壓設為Vs、虛擬交流電源9的兩端電壓設為Vc、流向電抗器5的電流設為I，這一 點也與圖l相同。 由交流電源1與虛擬交流電源9的差電壓來決定流向電抗器5的電流I。電抗器 電流I為交流量，所以，如果將電抗器5的兩端電壓設為jwLI，則用jwLI = Vs-Vc表示。這 里，w表示角頻率，L表示電抗器5的電感，j表示虛數。 交流電源1的電壓Vs為Vs = VI sin(wt)，虛擬交流電源9的電壓Vc為Vc = V2 sin(wt-小)，小是Vs與Vc的相位差，如果假定V1 = V2，則流向電抗器5的電流I為
I = 1/jwL 2 cos ( 4) /2) cos (wt_ 4> /2)。 如果Vs與Vc的相位差不變，則cos(小/2)為常數，所以如果將常數集中設為K，則 電流I為 I =-j K cos(wt-4)/2)。 如此，如果從虛擬交流電源9輸出的電壓Vc輸出為正弦波狀，則流向電抗器5的電流1、即輸入電流I為正弦波化后的電流，能夠抑制高次諧波電流。此外，如果電流I與 交流電源1的相位差為零，則電源功率因數變?yōu)?00%，因此如果適當地控制虛擬交流電源 9中的振幅^與交流電源1的相位差小而輸出正弦波電壓，則能夠抑制輸入電流的高次諧 波、提高功率因數。 因此，如引用的非專利文獻l所記載的那樣，通過使第l以及第2雙向開關3、4動 作，圖1所示的整流器2的輸入端子間的電壓Vc成為圖4所示三級化的大致正弦波狀的電 壓。圖4所示的Vo為施加在直流負載8上的直流電壓。另外，圖4是用于說明實施方式1 中的原理動作的電壓波形圖。 接下來，根據圖5所示的電路說明圖4的電壓波形。圖5是對應于實施方式1的 交流直流變換裝置中的第1以及第2雙向開關的動作而示出的電路圖。
由于第1以及第2雙向開關3、4為兩個開關，所以其接通和斷開的組合就有4種。 兩個雙向開關3、4同時接通時(電源短路模式)，整流器2的輸入端子間短路。這時的電路 動作如圖5(a)所示。在第l以及第2雙向開關3、4同時接通的情況下，由于如上所述的整 流器2的輸入端子間短路，所以電源電壓Vc為Vc二0，圖4所示的電壓波形的區(qū)域(1)的 電壓作為轉換電壓Vc而被輸出。 第1雙向開關3接通、第2雙向開關4斷開時(第1倍電壓整流模式)，如圖5 (b)
所示，整流器2的輸入端子間的電壓Vc等于第2電容器7的兩端電壓，所以為直流電壓Vo
的1/2，作為轉換電壓Vc而被輸出。這種情況下電壓波形的區(qū)域為(2)。 相反地，第l雙向開關3斷開、第2雙向開關4接通時(第2倍電壓整流模式)，
如圖5 (c)所示，整流器2的輸入端子間的電壓Vc等于第1電容器6的兩端電壓，所以與圖
5(b)同樣為直流電壓Vo的1/2。這種情況下，區(qū)域(2)的電壓繼續(xù)作為轉換電壓Vc而被輸出。 第1雙向開關3斷開、第2雙向開關4斷開的情況下(全波整流模式)，如圖5 (d) 所示，為全波整流狀態(tài)，所以整流器2的輸入端子間的電壓Vc變?yōu)榕c第1以及第2電容器 6、7的兩端電壓Vo相等，這時的電壓波形的區(qū)域為(3)。 通過適當地控制圖4所示的電壓波形的區(qū)域(1) (3)產生的時間比率、產生順 序，轉換電壓Vc可以作為三級狀的正弦波電壓而輸出 圖5所示的(e) (h)也是與上述相同的動作，只有交流電源1的極性不同這點 的區(qū)別。只有Vc的方向不變是因為Vc的極性、即Vs的極性為負時，表示Vc也變?yōu)樨摌O 性。從而，極性為負時的區(qū)域也能產生Vc = -Vo/2的逆極性的區(qū)域(2' )、 Vc = -Vo的區(qū) 域(3，)。 這樣，通過適當地組合第1以及第2雙向開關3、4的接通/斷開動作，而輸出與整 流器2的輸入端子間電壓Vc在電源半周期內1次或2次的短路動作切換相比多級化即0、 Vo/2、 Vo這三級化的電壓，從而可以在保持低頻的切換的情況下實現電抗器5的小型化。
進而，圖5(b) 、 (c) 、 (f) 、 (g)的狀態(tài)是第1以及第2電容器6、7的連接點與交流 電源1的一端連接，所以成為與所謂的倍電壓整流相同結構的電路。意味著通過適當地控 制這樣的兩個雙向開關3、4中僅單側接通的狀態(tài)的出現率、即Vo/2作為轉換電壓Vc被輸 出的比例，能夠將直流電壓Vo的值控制為通過全波整流得到的直流電壓以上的值。
非專利文獻1中記載了用個人電腦等解析手段等預先決定兩個雙向開關3、4的動作來進行控制的技術。但是，接通/斷開的定時可以根據相位角度無限制地設定，進而，搜
索使直流電壓Vo變?yōu)槠谕碾妷褐档慕油?斷開定時在事實上是近于不可能的。 因此，雖然在非專利文獻1中提出了用GA進行搜索的方法，但情況是在抑制高次
諧波電流以外，并沒有找出搜索直流電壓Vo直到其成為期望的值的方法。進而，在動作的
負載條件變化的產品或機種數多的產品中，這樣地從無限的參數中抽出所需要的參數的方
式是難以實用化的。 在本實施方式1中，不是預先通過運算來搜索接通/斷開定時，而是通過反饋控制 來決定兩個雙向開關3、4的接通/斷開定時。 這里，用圖6說明本實施方式1中的反饋控制。圖6是從圖3中的原理電路結構 導出而示出的向量圖，是在教科書中也有記載的一般的向量圖。圖6(a)是在電抗器5中電 流I相對于交流電源1的電壓Vs示出延遲相位的向量圖。以正交于該電流I的方式產生 電抗器5中的電壓降jwLI ，通過與作為整流器2的輸入端子間的轉換電壓的Vc的向量相加 而與交流電源1的電壓Vs —致。 這里，為了輸出功率因數為1的轉換電壓Vc，圖6(a)的三角形如圖6(b)所示，形 成jwLI與Vs正交的直角三角形即可。因此，轉換電壓Vc控制相位角以相對于交流電源1 使延遲相位小為
(J) = tan—1 (wLI/Vs) 即可。此外，轉換電壓Vc的振幅V2作為V2二V乂cos(小)輸出即可?；蛘?，利用
圖6(b)的直角三角形的畢達哥拉斯定理，可以輸出為^/(K2 +(m^/)2)。 如果構筑控制系統(tǒng)使其唯一地決定輸出的電壓的相位角和振幅，則能夠通過應用
公知的鋸齒波調制、三角波調制、空間向量調制、雙極調制等調制方式來生成使兩個雙向開
關3、4動作的動作信號。 由于轉換電壓Vc的振幅、是相位角小的函數，所以首先，通過反饋導出交流電源 l的電壓Vs與轉換電壓Vc的相位差小即可。本次，為了控制交流直流變換裝置的輸出的 直流電壓Vo，通過直流電壓控制求相位角小。 圖7中示出用于相位角小控制的控制框圖的一例。比較直流電壓指令值與直流 電壓檢測值(Vo)，向PI控制器輸入其差分。根據引用的專利文獻5可知PI控制器中的輸 出一般為電流指令。因此，如果能使成為來自PI控制器的輸出值的電流流動，則可以進行 相位角小的控制。 相位角小是交流電源1的電壓Vs與輸入電流I的函數，由于交流電源1的電壓 Vs是已知的，所以通過將PI控制器的輸出代入上述的相位角小的公式的電流I，則能導出 相位角小。如果能導出相位角小，則也能簡單地算出振幅^。進而由于使相位角小與交 流電源l的相位同步，所以具有的效果是，PLL動作沒有問題，相位角小的精度得到提高， 并進一步減少高次諧波電流。此外，毋庸多言，如圖7(b)所示，不是根據相位角小來生成 振幅、，而是根據圖6(b)所示的直角三角形的關系，如圖7(b)所示根據作為PI控制器的 輸出的電流指令導出振幅^也沒有任何問題，具有同等的效果。 由此能夠生成轉換電壓Vc。從該電壓Vc向第1以及第2雙向開關3、4的分配能 夠通過一般的單極調制來實現。該單極調制的波形圖如圖8所示。圖8(a)、 (b)所示的正 弦波波形為輸出電壓Vc。圖8(a)為用于第l雙向開關3的調制信號，圖8(b)為用于第2雙向開關4的調制信號。 首先，說明圖8(a)的波形。利用在正極性和負極性下反轉的三角波進行比較。負 極側的絕對值與正極側一致，所以為單極調制。通過在轉換電壓Vc比作為載波的三角波大 的情況下斷開，得到第1雙向開關3的動作信號(參照圖8(c)的波形(Hi(高)側接通))。
接下來，雖然為圖8(b)的波形，但第2雙向開關4相對于轉換電壓Vc變?yōu)樨摌O側， 所以調制波形成為相對于圖8(a)反轉了 180度相位的正弦波-Vc。進而，作為載波的三角 波也相對于圖8(a)反轉了 180度相位。將該調制波和載波與上述相同地進行比較，得到第 2雙向開關4的動作信號(參照圖8(d)的波形)。 在圖8的(c)和(d)的波形中，通過使第1雙向開關3和第2雙向開關4動作而 產生的轉換電壓Vc，通過將圖8(c)和(d)的波形相加也能得到。但是在圖8(c)和(d)中， Hi為開關的接通，所以，如果設Hi為0、 Lo為1并進行相加，則能得到圖8(e)的被斬波的 轉換電壓Vc。由此，通過應用單極調制能夠將轉換電壓Vc向第1以及第2雙向開關3、4分 配。 這里，圖5中的(c) 、 (d)的交流電源1為同一極性，為輸出Vo/2的同一電路形態(tài)、 所謂的倍電壓整流的結構，但需要設置在同一極性中輸出不同的Vo/2的電路結構。雖然串 聯設置了兩個電容器6、7并輸出直流電壓Vo的1/2，但是由于輸出Vo/2時為倍電壓整流， 所以要向第1電容器6或第2電容器7中的某一個充電。如果只充電單側的電容器，則不 會成為電容器兩端間的輸出電壓的1/2，轉換電壓Vc發(fā)生變形，輸入電流也會變形，不能抑 制高次諧波電流。 因此，需要在交流電源l的同一極性中對第1電容器6以及第2電容器7充電，平 衡良好地使第1雙向開關3和第2雙向開關4動作以保持直流電壓Vo的1/2的平衡。
這里，單極調制在交替地產生只有第1雙向開關3接通的狀態(tài)和只有第2雙向開 關4接通的狀態(tài)這兩個Vc = Vo/2的動作模式這一點上，是非常適合本電路的結構的調制 方式。 另外，在本實施方式1中說明了單極調制，但即使不是單極調制，如果能平衡良好
地進行分配以使用兩個雙向開關3、4輸出轉換電壓Vc，則毋庸多言，例如雙極調制或偶極
調制、鋸齒波調制或空間向量調制等無論是哪種調制方法都具有同樣的效果。 根據上述的實施方式l，通過平衡良好地使第l雙向開關3和第2雙向開關4動
作，使整流器2的輸入端子間的轉換電壓Vc形成三級狀的正弦波電壓，從而能夠使流向電
抗器5的電流I正弦波化。由此與以往的在電源半周期中1次或數次地使開關動作的方式
相比，能夠使電抗器5小型化。 此外，雖然與基于高頻P麗的開關動作相比不能使電抗器5更為小型化，但是可以
利用低頻例如lkHz 5kHz左右的P麗使其動作，不存在高頻P麗的噪聲對策中的成本提
高，能夠低價地實用化。這是由于僅通過使轉換電壓Vc正弦波化并輸出，即可不進行電流
控制而使輸入電流實現為大致正弦波，由此可以通過低頻的P麗動作。 進而，對于轉換電壓Vc使用例如單極調制等調制方式，通過對直流電壓Vo進行反
饋控制，從而無需搜索為了得到期望的輸出電壓所需要的參數，就能容易地應用于機種數、
規(guī)格不同的產品群。 實施方式2
圖9是示出本發(fā)明的實施方式2的交流直流變換裝置的電路框圖。另外，對于與 在圖1中說明過的實施方式1相同或相當的部分附以相同附圖標記并省略說明。
在圖9中，在第1雙向開關10中設置檢測流向IGBT3a的電流的電流檢測器3c，同 樣，在第2雙向開關11中設置檢測流向IGBT4a的電流的電流檢測器4c。
控制電路20具備電源相位檢測部21，檢測交流電源1的相位；過電流電測部22， 根據來自第1雙向開關10和第2雙向開關11的檢測電流來檢測過電流；第1電壓檢測器 23，檢測第1電容器6的兩端電壓；第2電壓檢測器24，檢測第2電容器7的兩端電壓；過 電壓檢測部25，根據來自第1電壓檢測器23和第2電壓檢測器24的電壓來檢測過電壓；轉 換電壓運算部26，分別計算根據由第1以及第2電壓檢測器23、24檢測的電壓和電源相位 檢測部21的電源相位對直流電壓指令值進行反饋控制的第1以及第2雙向開關10、11的 動作所產生的轉換電壓Vc ;動作信號生成部27，根據來自過電流檢測部22以及過電壓檢測 部25的信號和由轉換電壓運算部26計算的轉換電壓Vc，生成兩個雙向開關10、11的動作 信號。 第1電容器6與第2電容器7需要平衡電容器兩端間的電壓。這是因為轉換電壓 Vc交替地輸出一個電容器的兩端電壓，在該電壓電平不是Vo/2的情況下，轉換電壓Vc成為 具有非對稱的高次諧波失真的電壓源，所以在流向電抗器5的電流I中產生高次諧波電流。 此外，不只是高次諧波電流增加，直流偏差分量也重疊在輸入電流上，所以可能對連接在交 流電源1上的其它機器產生壞影響。進而，也有可能施加到電容器兩端的電壓僅超過一個 電容的耐壓，從而可能僅有一個電容器發(fā)生劣化。 因此，利用檢測第1電容器6兩端電壓的第1電壓檢測器23、檢測第2電容器7兩 端電壓的第2電壓檢測器24，檢測相互的電容器兩端電壓。例如，在圖5(b)中，如果接通第 l雙向開關3，則第2電容器7充電，在圖5(c)中，如果接通第2雙向開關4，則第1電容器 6充電。相反地，如果交流電源l的極性反轉，則如圖5(f)所示，如果接通第l雙向開關3， 則第1電容器6充電，在圖5(g)中，如果接通第2雙向開關4，則第2電容器7充電。
這樣，根據交流電源1的極性輪換開關和充電的電容器。上述輪換產生電容器間 的電壓不平衡。以下就此進行說明。 第1雙向開關10和第2雙向開關11都接通時，如上所述轉換電壓Vc變?yōu)?。但 是，兩個雙向開關10、11在圖1或圖9中由IGBT和二極管整流器構成，這些半導體即使在 接通狀態(tài)下也會產生微小的飽和電壓，而不是電壓=0。因此，交流電源1為正極性時，轉換 電壓Vc為Vc > O，負極性時，轉換電壓Vc為Vc < 0。 轉換電壓Vc與交流電源1的電壓Vs相比相位有延遲。因此，Vs與Vc的極性呈 相反極性的狀態(tài)發(fā)生在交流電源l的零交叉之后。在該零交叉之后的極性不同的狀態(tài)下， 通過切換而充電的電容器與飽和電壓的關系反轉。因此，如果充電的電容器根據交流電源 1的極性而輪換，則只有該微小的極性不同的區(qū)間中的微小的飽和電壓成為誤差電壓，沒有 抵消而僅向 一個電容器充電。 這意味著，例如負極的飽和電壓向第1電容器6充電，正極的飽和電壓向第2電容 器7充電。另外，預先消除了相反極性的飽和電壓也可以向各個電容器6、7充電的可能。
因此，在本實施方式2中，使第1以及第2雙向開關10、11動作以使得作為零交叉 附近的不平衡產生原因的該誤差電壓必定向一個電容器充電。使用圖10進行說明。圖10
12是示出實施方式2的交流直流變換裝置中的第1以及第2雙向開關的動作信號的分配的波 形圖。另外，為了與圖8的調制信號對應地描述，圖10中對應于作為圖8(a)的調制信號的 正弦波的是圖10(a')的實線正弦波。圖10(a')的點劃線正弦波表示交流電源1的電壓 Vs。將交流電源1的電壓Vs分為每隔1/4周期的區(qū)間，作為1 4示出在圖10中。設從 交流電源1的上升零交叉點到正極性的峰值點為區(qū)間l，設從正極性的峰值點到下降零交 叉點為區(qū)間2。 在圖8中，使兩個雙向開關10、11動作的動作信號(c)、(d)的占空比(duty)寬度 不同，按(c)動作的情況和按(d)動作的情況下，對電容器的充電量不同。如果設圖8(c) 的信號為作為第1雙向開關10的Sa的動作信號、(d)的信號為作為第2雙向開關11的Sb 的動作信號，則在圖IO所示的區(qū)間1中，基于圖8(c)的信號的充電對第2電容器7進行， 在區(qū)間3中對第1電容器6進行。如果沒有上述的延遲相位引起的飽和電壓的誤差，若將 圖8(c)的動作信號分配給Sa，則由于交流電源l的極性反轉，充電電容器輪換，所以充電量 抵消，不會發(fā)生不平衡。 但是，由于飽和電壓的誤差，圖8(c)的信號均等地分配給作為第1雙向開關10的 Sa和作為第2雙向開關11的Sb。為了使區(qū)間l和區(qū)間3的倍電壓整流中的充電電容器一 致，在區(qū)間1與區(qū)間3、區(qū)間2與區(qū)間4中，改變圖8(c) 、 (d)的動作信號的分配。
圖10中的(f)的信號為表示圖8(c)的動作信號的分配的信號。圖8(c)的信號 在區(qū)間1和4分配給作為第1雙向開關10的Sa，在區(qū)間2和3分配給作為第2雙向開關 ll的Sb。同樣地，圖10(g)的信號為表示圖8(d)的動作信號的分配的信號。如圖10(f) 和(g)所示，每隔交流電源1的1/4周期改變動作信號的分配，分配動作信號使電源半波處 的相位角與充電電容器的分配一致。 通過考慮要充電的電容器而這樣對通過單極調制得到的動作信號進行再分配，能 夠抑制電壓的不平衡。此外，在上述說明中，使用區(qū)間l和4、區(qū)間2和3的組合來生成再分 配的信號，但是考慮要充電的電容器而進行再分配即可，例如，根據交流電源1的極性來輪 換要充電的電容器，所以即使按照交流電源l的極性進行再分配也能得到同等的效果。按 照交流電源1的極性即組合區(qū)間1和2、區(qū)間3和4。 進而，第1電壓檢測器23用于算出對第1電容器23充電的開關的調制率，第2電 壓檢測器24用于算出對第2電容器充電的開關的調制率。 根據如上的實施方式2，改變兩個雙向開關10、11的動作信號的分配以使充電模 式在電源的相位角上始終一致，進而通過根據各自檢測的電壓來實施接通/斷開兩個雙向 開關10、11的動作信號的調制率計算，從而可以極力抑制第1電容器6與第2電容器7之 間的電容器電壓的不平衡。 此外，毋庸多言，計算由第1以及第2電壓檢測器23、24檢測的電壓之間的差電 壓，操作調制率以按差電壓的大小調整雙方的電容器充電量，也具有與上述同等的效果。進 而，毋庸多言，在1個載波中將第1以及第2電壓檢測器23、24的差電壓修正為P麗的占空 比，以通過操作電容器的充電量來抑制不平衡的方式來進行控制，也具有與上述同等的效果。 另外，在本實施方式2中，構成為了用第1電壓檢測器23檢測第1電容器6的電 壓，用第2電壓檢測器24檢測第2電容器7的電壓，但是并不限定于此，例如，也可以檢測施加在直流負載8上的直流電壓Vo和由第2電壓檢測器24檢測的第2電容器7的電壓， 不檢測而是通過計算來求出第1電容器6的電壓。 進而，在本實施方式2中，使用單極調制進行了說明，所以在交流電源1的同一極 性中作為倍電壓整流的開關的接通動作模式為兩種，圖5的(c)和(d)、 (f)和(g)必然 發(fā)生，但是在不采用單極調制的結構的情況下，必然需要倍電壓整流的不同動作模式，換言 之，串聯連接的兩個電容器6、7這兩者都必須連接到整流器2的輸入端子，由此可以抑制電 容器電壓的不平衡。進而，重要的是，在交流電源1的不同極性中控制兩個雙向開關10、 11 的動作，使各個電容6、7的充電量平衡。此外，如圖ll所示，通過由與第1以及第2電容器6、7并聯地連接的電阻12、13
構成的分壓電路，直流電壓Vo的分壓電壓變?yōu)榈?電容器6和第2電容器7的連接點的中
間電壓，所以電容器間的電壓差由于電阻分壓而能夠得到抑制。進而，如圖l和圖9所示，
即使不是將電抗器5僅插入交流電源1的單側，而是如圖11所示在兩側插入電抗器5a、 5b，
也能降低不平衡。通過這樣的電路元素的追加也能抑制電壓的不平衡。 此外，在本實施方式2中雖然采用以使電容器電壓平衡的方式動作來實現高次諧
波電流的抑制和直流偏差分量的抑制的結構，但是并不限定于此，例如，毋庸多言，即使是
為了檢測輸入電流的高次諧波電流，設置輸入電流檢測器，修正調制率或振幅以減少高次
諧波電流的結構也沒有任何問題，具有同等的效果。 進而言之，毋庸多言，即使是構成為不是檢測輸入電流，而是檢測在第1以及第2 雙向開關10、11的連接點和第l電容器6與第2電容器7的連接點之間流動的中性點電流， 抑制該偏差分量，也具有同等的效果。 根據如上的結構，能夠抑制電容器間的不平衡，并抑制由于不平衡抑制而產生的 高次諧波電流、特別是偶次諧波。進而，也能夠抑制直流補償分量，能夠抑制對連接到交流 電源系統(tǒng)上的其它機器的影響，能夠得到高可靠性的交流直流變換裝置。進而，不用將電容 器的耐壓提高到必要以上就能夠使用具有恰當的值的電容器，也能抑制僅一個電容器的劣 化。 實施方式3 圖12是示出本發(fā)明的實施方式3的交流直流變換裝置的電路框圖。對于與在圖 1、圖9中說明的實施方式1、2相同或相當的部分附以相同的附圖標記并省略說明。
圖12所示的交流直流變換裝置在第1以及第2雙向開關10、11的連接點與第1 以及第2電容器6、7的連接點之間，設置用于在兩個雙向開關10、11的短路損壞時保護電 路的繼電器14(第3雙向開關)，具有與串聯連接的電阻12、13并聯連接的平滑電容器16。 該平滑電容器16用于使第1電容器6與第2電容器7串聯連接后的兩端電壓穩(wěn)定化。此 外，具備插入到與交流電源1的連接線中的熔絲15。 前述的平滑電容器16將作為上述的串聯連接的第1電容器6以及第2電容器7 的連接點的中性點電壓用作轉換電壓Vc來控制轉換電壓Vc。但是，如果串聯連接電容器， 則合成電容器電容相對于單個的電容器電容而言下降。例如，在第1電容器6與第2電容 器7的電容都是1000 ii F的情況下，合成電容器電容變?yōu)槠湟话氲?00 ii F。因此，利用平 滑電容器16，補充下降的電容器電容。換言之，如果假定對于直流負載8需要1000 iiF作 為電容器電容，則第1電容器6和第2電容器7的電容都是1000 ii F，如果設平滑電容器16的電容為500iiF，則合成電容器電容變?yōu)?000 iiF。 這樣，通過對于直流負載8由平滑電容器16補充必要的電容器電容，能夠減少部 件數量，確保必要的電容。 另夕卜，電容器的電容和耐壓決定了價格，平滑電容器16相對于第1電容器6與第 2電容器7能夠以小的電容對直流負載8確保大的電容，但需要兩倍的耐壓。當然，如果與 提高電容相比提高耐壓的成本更高，則可以不連接平滑電容器16，而是提高第1電容器6和 第2電容器7的電容來實現，也能以最少的成本提高來實現。 接下來說明繼電器14。第1以及第2雙向開關10、11分別具備用于使IGBT3a、 4a等切換元件不引起短路故障的電流檢測部3c、4c，利用過電流檢測部22保護避免短路故 障。但是，為了進一步確保產品的安全性，在不進行過電流保護的很少情況下設置繼電器 14。該繼電器14通常接通，斷開的情況僅是很少的保護動作。 在引用的專利文獻1、2中，如果切換元件發(fā)生短路故障，則交流電源通常短路，所 以設置在從交流電源的輸入側的熔絲必然熔斷，產品的損壞不會繼續(xù)進行。此外，在引用的 專利文獻3、4中，切換元件發(fā)生短路故障的情況下，作為另一個繼電器的開關在接通時熔 絲熔斷，在作為繼電器的開關斷開的情況下，變?yōu)楸峨妷赫鳡顟B(tài)，可以沒有問題地動作。
在本實施方式3中，采用兩個切換元件(IGBT3a、4a)，在假如一個發(fā)生短路故障時 另一個接通的條件下，與上述的專利文獻3、4相同地流過短路電流。但是，由于具有用于不 使短路故障發(fā)生的電流檢測部3c、4c，因此在熔絲15熔斷之前通過過電流保護來進行動作 保護。 在如上所述的以往技術中，如果短路故障則熔絲必然熔斷，由此產品不會動作，用 戶能夠認識到故障，但是在本實施方式3中，即使一個切換元件發(fā)生短路故障，如果另一個 切換元件正常動作，則熔絲15不熔斷，作為交流直流變換裝置繼續(xù)動作。如果在這樣的狀 況下繼續(xù)動作，則高次諧波電流較多地向交流電源系統(tǒng)流出，重疊了直流補償的電流流動， 例如，能夠預見到對一般家庭所使用的電器產品帶來壞影響。 因此，在本實施方式3中，如前所述，在第1以及第2雙向開關10、11的連接點與 第1以及第2電容器6、7的連接點之間插入繼電器14，進而在來自過電流檢測部22的異常 信號多發(fā)的情況下，判斷為切換元件的短路故障，使第1以及第2雙向開關10、 11的動作停 止，輸出使繼電器14斷開的信號。 如果一個切換元件發(fā)生短路故障，則倍電壓整流變?yōu)橄嗤瑒幼髂Ｊ?，所以向直?負載8 —側輸出以全波整流為基準時的兩倍的電壓。在直流負載8側保證它的耐壓即可， 例如，以國內的200V作為電源的情況下，在倍電壓時輸出565V左右，交流電源系統(tǒng)的電壓 變動在+10%時上升到622V。通常的半導體的耐壓一般為600V，這以上的耐壓是成本上升 的主要原因，所以可以預測負載側大多不能容忍600V以上的施加電壓。因此，由于繼電器 14的開動作，必然抑制為金波整流產生的整流電壓程度的輸出，從而能夠抑制要連接的直 流負載8的耐壓破壞。 接下來說明過電壓保護。如果是正常狀態(tài)，則第1以及第2雙向開關10、11都斷 開。這時，如果將過電壓保護電平設為比全波整流基準的電壓更高的第1過電壓電平，則在 即使兩個雙向開關10、11都斷開，該第1過電壓電平也不下降的情況下，例如超過設定得比 第1過電壓電平高、比倍電壓整流基準低的第2過電壓電平的情況下，使上述的繼電器14斷開。 由此，對于噪聲等引起的誤動作或直流負載8的突然停止等引起的直流電壓Vo的 上升，通過過電壓保護使兩個雙向開關10、11的動作停止，在即使這樣電壓也不下降的情 況下，任何一個開關都有損壞的危險，所以斷開繼電器14，強制性地變?yōu)槿ㄕ髂Ｊ健?
此外，預先設定比第2過電壓電平高的第3過電壓電平，如果用于第1以及第2雙 向開關10、11中的短路損壞的保護的繼電器14熔敷，超過第3過電壓電平，則兩個雙向開 關10、11這兩者都接通，強制性地發(fā)生電源短路，使其動作以使熔絲15熔斷。
另外，基于第3過電壓保護電平的動作，可以通過電路的硬件實施，也可以通過控 制微機等的軟件實施。由此，也能夠實現用于保護的部件的保護，由于是有意為之的保護， 所以采用本實施方式3的交流直流變換裝置的產品的可靠性得到提高。
實施方式4 圖13是示出本發(fā)明的實施方式4的交流直流變換裝置的電路框圖，圖14是空調 機的制冷劑電路圖。另外，對于與到此為止所敘述的實施方式相同或相當的部分附以相同 的附圖標記并省略說明。 本實施方式4的壓縮機驅動裝置如圖13所示，由交流直流變換裝置、連接在該交 流直流變換裝置的輸出端上的變換器18和連接在變換器18的輸出端上的電機30a(永久 磁鐵電機)構成。電機30a如圖14所示是在空調機的制冷劑電路上設置的壓縮機30的電 機。由于上述的交流直流變換裝置，從全波整流前后到倍電壓整流前后，輸出的直流電壓Vo 任意可變。由此，壓縮機30的電機設計的自由度增加。 例如，如果像空調機那樣，以在運轉時間長的低速旋轉中高效的方式設計電機 30a，則電機30a的電動勢常數上升，急速制冷、急速制暖時的電機最高轉速所需的電機施 加電壓將上升，所以必須進行達到升壓界限的電機設計。 因此，在將本實施方式4的壓縮機驅動裝置應用于空調機的情況下，作為急速制 冷、急速制暖時的輸出的直流電壓Vo升壓，能夠使電機最高轉速所必要的直流電壓Vo任意 可變。由此，以低速運轉時高效的方式設計電機30a，在最高旋轉時，通過用交流直流變換裝 置使直流電壓Vo升壓，能夠確保最高轉速。 由此，不使急速制冷、急速制暖、過負載運轉時的空調機的性能下降，能夠提高低 速運轉時、即用戶通常使用時的效率。 此外，通過根據電機30a的轉速或負載向量、軸輸出或變換器輸出來控制輸出的 直流電壓Vo，成為對于電機30a最適合的直流電壓Vo，抑制由于變換器18的動作而發(fā)生的 電機30a的鐵損，所以能夠提高電機30a以及變換器18的效率。 另外，在驅動電機30a的情況下，高速旋轉時需要高的直流電壓Vo，但是在低速時 即使直流電壓Vo低也能驅動電機30a，所以與通過圖4所示的切換而使第1以及第2雙向 開關10、11動作相比，可以通過如以往技術所示的圖2那樣的切換而使其動作，確保直流電 壓Vo。 此外，在驅動電機30a的情況下，也可以與電機30a的轉速對應地，以圖2或圖4 的某個方式切換第1以及第2雙向開關10、11的動作，毋庸多言，即使構成為包含電機30a 以及變換器18、交流直流變換裝置的全部的整體的效率提高，也具有與上述同等的效果或 其以上的效果。進而，雖然在圖2中在電源半周期中僅為l個脈沖的動作，但是如果是幾次程度的動作也沒有任何問題，優(yōu)選噪聲發(fā)生量不增加的電平以下的脈沖數量。
實施方式5 圖15是示出本發(fā)明的實施方式5的交流直流變換裝置中的控制電路的動作信號 生成部的控制框圖，圖16是實施方式5的交流直流變換裝置中的脈沖密度調制的動作波形 圖，圖17是示出實施方式5的交流直流變換裝置中的脈寬調制與脈沖密度調制的波形圖。
在本實施方式5中，對于將驅動電機30a的變換器18作為負載的交流直流變換裝 置的控制電路20的動作信號生成部27，應用在一般的模擬數字變換等中使用的A E變換 器40。該A E變換器40具有積分器41、量化器42、延遲電路43，對輸入信號進行脈沖密 度調制(P匿)。到上述的實施方式為止以單極調制進行了說明，但單極調制也以三角波為載 波，與調制信號、在這里與轉換電壓Vc進行比較，生成第1以及第2雙向開關10、 11的動作 信號。因此，可以說單極調制也通過脈寬調制(P麗)生成動作波形。 為了對第1雙向開關10和第2雙向開關11分配動作信號，雖然如上所述使用單 極調制進行了說明，但是下面對脈沖密度調制進行說明。 P匿是以脈沖間的密度施加調制的方式，如果對圖16(a)所示的正弦波進行脈沖 密度調制，則得到圖16(b)所示的信號。本實施方式5的交流直流變換裝置的目的在于，盡 可能地進行低頻切換，在引用的專利文獻1或2中的應對噪聲的部件級別上降低成本。
因此，如果對單極調制波的轉換電壓Vc進行脈沖密度調制，則相對于基于P麗的 波形，能夠進一步得到切換少、噪聲發(fā)生少的動作信號。由此，能將1 5kHz這樣的低頻切 換變?yōu)楦皖l率的切換，能夠降低噪聲對策的費用，抑制成本升高。 此外，脈沖密度調制也可以作為DA變換利用，所以與上述不同，通過對轉換電壓 Vc首先通過P麗生成動作信號、再對該P麗信號進行脈沖密度調制(PDM)，也能應用。如果 是這樣地構成，則如圖17所示，由于P麗信號能夠降低脈沖數，特別是能夠抑制峰值附近的 切換。由此，通過P麗控制降低自己發(fā)生的噪聲，能夠以低價的噪聲對策實用化。
另外，在本實施方式5中，以脈沖密度調制進行了說明，但是也可以不是脈沖密度 調制(P匿)，例如，可以將相位角分割為預定區(qū)間，在其中分配時間比率。進而，負載量一定 并且這時電機30a的輸出一定時，根據相位角唯一地設定P麗信號的占空比，所以可以利用 重復控制等，使脈沖數減少。由此，與P匿同樣地減少切換，能夠抑制發(fā)生噪聲，所以能以低 價的噪聲對策實用化。 此外，在各實施方式中，以低頻率進行切換，不管是l 5kHz的低載波頻率的P麗， 還是PDM，都為低頻率切換，所以從電抗器5能聽到喧鬧聲低的電磁噪聲。例如，如圖18所 示，在中央部施加了繞組51的形狀的電抗器5的情況下，中央的芯52為電磁鐵，吸引上面 橫向的芯53，這里會振動所以成為電磁噪聲的原因。在中央部的芯52和上側的芯53中有 空隙、即所謂的縫隙。因此，如圖18所示，通過在該縫隙中插入例如非磁性材料的樹脂部件 54，能夠抑制上側的芯53的彎曲振動，抑制來自電抗器5的電磁噪聲。由于是從芯52、53 處發(fā)生的電磁噪聲，所以即使繞組51是鋁線、銅線、其它材料，當然也有同等的效果。
另外，雖然描述了在縫隙中插入非磁性材料的樹脂部件54，但是并不限定于此，也 可以是任何可以抑制來自電抗器5的電磁噪聲的構造。進而，在P麗控制的情況下，產生以 載波頻率分量為主分量的峰值音，但是在變?yōu)镻DM的情況下，能夠分散載波頻率帶來的特 定頻率的峰值，抑制剌耳的峰值音。進而，也可以在P麗控制中使用空間向量控制等使向量隨機分散，從而使載波頻率分量分散。 進而，雖然描述了第1以及第2雙向開關由IGBT3a、4a和二極管整流器3b、4b構 成，但如圖19所示，也可以是由電流單方向流動的串聯連接的第1切換元件60以及第1 二 極管61、和與上述第1切換元件60以及第1 二極管61并聯連接且上述電流反方向流動的 串聯連接的第2切換元件62以及第2二極管63構成的雙向開關。另外，在圖19中，第1 切換元件60與第1 二極管61的連接點和第2切換元件62與第2 二極管63的連接點不連 接，但也可以是連接了上述連接點的雙向開關。
產業(yè)上的可利用性 作為本發(fā)明的交流直流變換裝置的活用例子，可以用于面向以直流進行電力消耗 的負載的電源裝置。特別是，能夠作為變換器的電源裝置而利用，可以將通過應用于驅動電 機30a的變換器18而實現節(jié)能的低價、噪聲少的交流直流變換裝置應用在空調機、冷凍機、 洗滌干燥機以及冰箱、除濕器、熱泵式供水機、展示柜、掃除機等所有的家電產品中，也可以 應用在風扇電機、換氣扇、干手機等中。進而，也可以不是電機30a，而是應用于靜止物、例如 電磁感應加熱調理器等利用電磁感應的產品中。
權利要求
一種交流直流變換裝置，其特征在于，具備整流器，經由電抗器連接在交流電源上；多個電容器，在該整流器的輸出端子間串聯連接；第1雙向開關，一端連接在上述整流器的一個輸入端子上，另一端連接在上述多個電容器的連接點上；第2雙向開關，一端連接在上述整流器的另一個輸入端子上，另一端連接在上述第1雙向開關的另一端上；以及控制單元，在交流電源的半周期中使上述第1以及第2雙向開關動作，以從輸入到上述整流器的電壓控制為期望的輸出電壓值。
2. 根據權利要求1所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備常閉的第3雙向開關，該第3雙向開關插入在上述第1以及第2雙向開關的另一端的連接點與上述多個電容器的連接點之間。
3. 根據權利要求1或2所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元利用動作信號使上述第1以及第2雙向開關動作，以使上述整流器的輸入端子間的電壓成為正弦波狀。
4. 根據權利要求1至3中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元使上述第1以及第2雙向開關動作，以控制上述整流器的輸入端子間的電壓的振幅以及相位差中的至少任一個。
5. 根據權利要求1至4中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元利用分別進行了 P麗的動作信號使上述第1以及第2雙向開關動作。
6. 根據權利要求5所述的交流直流變換裝置，其特征在于，由上述控制單元生成的各個P麗的動作信號，針對交流電源的預定的每個相位角交替地切換，使上述第1以及第2雙向開關動作。
7. 根據權利要求5或6所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元對進行了P麗的動作信號進一步進行PDM，使上述第1以及第2雙向開關動作。
8. 根據權利要求5或6所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元針對每個預定的相位角根據發(fā)生比率對進行了 P麗的動作信號進行再分配，使上述第1以及第2雙向開關的動作次數降低。
9. 根據權利要求5至8中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，P麗的載波為5kHz以下。
10. 根據權利要求1至4中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元利用P匿生成上述第1以及第2雙向開關的動作信號。
11. 根據權利要求1至10中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元具備全波整流模式，使上述第1以及第2雙向開關都斷開；第1倍電壓整流模式，使上述第1雙向開關接通、上述第2雙向開關斷開；第2倍電壓整流模式，使上述第1雙向開關斷開、上述第2雙向開關接通；電源短路模式，使上述第1以及第2雙向開關都接通，其中，在交流電源的半周期中使上述4個模式都發(fā)生。
12. 根據權利要求11所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元控制上述第1倍電壓整流模式和上述第2倍電壓整流模式，以使交流電源的同一極性中的發(fā)生比例均勻化。
13. 根據權利要求11所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元控制上述第1倍電壓整流模式和上述第2倍電壓整流模式，以使交流電源的相互不同的極性中的發(fā)生比例均勻化。
14. 根據權利要求11所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元進行控制，以使上述第1倍電壓整流模式和上述第2倍電壓整流模式交替地發(fā)生。
15. 根據權利要求11至14中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備分別檢測上述多個電容器的兩端電壓的電壓檢測器；上述控制單元控制上述第1倍電壓整流模式和上述第2倍電壓整流模式的發(fā)生比例，以使由上述電壓檢測器檢測的多個電容器的兩端電壓的差變小。
16. 根據權利要求11至14中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備檢測連接在上述整流器的負極側的電容器的兩端電壓的電壓檢測器；上述控制單元根據由上述電壓檢測器檢測的電容器的兩端電壓和輸出電壓來計算其它電容器的兩端電壓，并且控制上述第1倍電壓整流模式和上述第2倍電壓整流模式的發(fā)生比例，以減小這些兩端電壓的差。
17. 根據權利要求1至16中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元使上述第1以及第2雙向開關動作，以根據輸出電力或輸入電流得到期望的輸出電壓值。
18. 根據權利要求2至17中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元在交流電源的半周期中使上述第1以及第2雙向開關動作，以控制為期望的輸出電壓值，在輸出電壓為預定值以上時，斷開上述第3雙向開關。
19. 根據權利要求2至17中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述控制單元在輸出電壓比預先設定的第1電壓電平高時，強制性地斷開上述第1以及第2雙向開關，在輸出電壓比設定得高于第1電壓電平的第2電壓電平高時，斷開上述第3雙向開關。
20. 根據權利要求2至17中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備插入到上述整流器的輸入端側的熔絲；上述控制單元在輸出電壓比預先設定的第1電壓電平高時，強制性地斷開上述第1以及第2雙向開關，在輸出電壓比設定得高于第1電壓電平的第2電壓電平高時，斷開上述第3雙向開關，進而，在輸出電壓比設定得高于第2電壓電平的第3電壓電平高時，強制性地接通第1以及第2雙向開關，使上述熔絲熔斷。
21. 根據權利要求1至20中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備與上述多個電容器并聯連接的平滑電容器。
22. 根據權利要求1至21中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，具備與上述多個電容器并聯連接的分壓電路。
23. 根據權利要求1至22中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述繼電器分別插入到上述整流器的各輸入端側。
24. 根據權利要求1至23中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述繼電器在磁通量的空隙部中插入用于抑制電磁噪聲的非磁性材料。
25. 根據權利要求1至24中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述第1 以及第2雙向開關至少由二極管整流器和切換元件構成。
26. 根據權利要求1至24中任意一項所述的交流直流變換裝置，其特征在于，上述第1 以及第2雙向開關由電流單方向流動的串聯連接的第1切換元件以及第1二極管、和與上 述第1切換元件以及第1二極管并聯連接且上述電流反方向流動的串聯連接的第2切換元 件以及第2二極管構成。
27. —種壓縮機驅動裝置，其特征在于，具備 權利要求1至26中任意一項所述的交流直流變換裝置；禾口在輸出端上連接壓縮機的電機、將來自上述交流直流變換裝置的直流電力變換為交流 電力的變換器。
28. 根據權利要求27所述的壓縮機驅動裝置，其特征在于，上述交流直流電源裝置的 控制單元具有在電源半周期中使第1雙向開關或第2雙向開關中的至少一個動作一次到數 次的控制模式，根據上述電機的轉速或電機輸入切換為該控制模式。
29. —種空調機，其特征在于，利用權利要求27或28所述的壓縮機驅動裝置使制冷劑 循環(huán)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種能夠低價地抑制高次諧波電流、實現功率因數改善的交流直流變換裝置。其具備整流器(2)，經由電抗器(5)連接在交流電源(1)上；電容器(6、7)，在整流器(2)的輸出端子間串聯連接；第1雙向開關(3)，一端連接在整流器(2)的一個輸入端子上，另一端連接在電容器(6、7)的連接點上；第2雙向開關(4)，一端連接在整流器(2)的另一個輸入端子上，另一端連接在第1雙向開關(3)的另一端上；以及控制單元(20)，在交流電源(1)的半周期中使上述第1以及第2雙向開關(3、4)動作，從輸入到整流器(2)的電壓控制為期望的輸出電壓值。
文檔編號H02M7/12GK101790836SQ20078010039
公開日2010年7月28日 申請日期2007年8月29日 優(yōu)先權日2007年8月29日
發(fā)明者東圣, 坂廼邊和憲, 川崎功, 篠本洋介, 高原英樹 申請人:三菱電機株式會社