雙橋直流-直流變換器及其控制方法

文檔序號：7461162閱讀：424來源：國知局

專利名稱：雙橋直流-直流變換器及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的直流-直流變換器(DC-DC Converter),這種變換器有二個功率變壓器，并用P麗和移相混合控制，并具有寬載ZVS和零循環(huán)電流的特征。更具體的是雙半橋和雙全橋直流-直流變換器。
背景技術(shù)：
在電力變換領(lǐng)域，通常是用高頻開關(guān)技術(shù)，把直流電從一個電壓等級變換到另一隔離的電壓等級。開關(guān)技術(shù)的使用極大地減小了變換器的體積，并提高了變換效率。正當工業(yè)界享用這種開關(guān)技術(shù)的同時，它又面臨著新的挑戰(zhàn)，這些挑戰(zhàn)包括進一步提高變換效率，減少體積和降低由開關(guān)電壓和電流引起的電磁干擾(EMI)。對于這些挑戰(zhàn)，人們把許多努力集中在以下 4個方面
1、寬載的零電壓開關(guān)切換(ZVS);
2、消除循環(huán)電流；
3、輸出整流管反向恢復能量的回收； '
4、輸出整流管反向振蕩電壓的鉗位和消除；
并開發(fā)出許多良好的技術(shù)。這些技術(shù)包括移相全橋式或p麗控制的全橋變換器和不對稱半橋
變換器等。最為廣用的是移相全橋變換器，尤其是在大功率領(lǐng)域上。Texas Instruments公司己在其應(yīng)用說明U-136A "Phase-Shifted Zero Voltage Transition Design Consideration and the UC3875 P麗Controller"上對此電路作了詳細介紹。所指的移相全橋直流-直流變換器是依靠包括變壓器磁化電流和副邊耦合到原邊的電流來充放滯后臂開關(guān)管的寄生電容。同時它也依靠循環(huán)電流和儲存在變壓器漏磁電感上的能量來激發(fā)變壓器漏感與超前臂寄生電容之間的振蕩。當輸出電流達到一定值時，開關(guān)原件的寄生電容即可在柵極死區(qū)時間內(nèi)被完全充滿電或放完電。開關(guān)管則可在其輸出端電壓降為零時被觸發(fā)導通。這種開關(guān)技術(shù)即為所謂的零電壓開關(guān)切換(ZVS),由于開關(guān)管的寄生電容在零電壓時已無能量對開關(guān)管釋放。這樣的控制在一定負載范圍內(nèi)即消除了開關(guān)損耗。然而在剩余的輕載區(qū)，開關(guān)管只好在其寄生電容還有電壓時就被觸發(fā)導通。此吋，寄生電容上的能量即全部釋放到開關(guān)管里。這種非零
電壓開關(guān)導致部分的開關(guān)損耗,;fl更嚴重的電磁干擾。在輕載，尤其零載時，有效的占空比和相對應(yīng)的加在功率變壓器上的伏秒值，在輸出電感電流變?yōu)椴贿B續(xù)時變小。在這種情形下，副邊耦合到原邊的輸出電流和變壓器磁化電流都無法在開關(guān)管要導通時充分減小開關(guān)管輸出端的電壓，而引起相當顯著的開關(guān)損耗。在者，該拓撲幾乎無法回收由輸出整流二極管反向恢復而引起的漏磁能量，也無法控制由這一漏磁能量引起的原副二邊的電壓振蕩。這一能量最終一部分消耗在功率回路上。另一部分則以電磁能的形式被發(fā)射到空間，從而引起的發(fā)熱
和EMI問題。
為減輕以上問題，Richard Redl等發(fā)明了一個簡單而有效的電路。詳見美國專利5198969[2]。功率變壓器與振蕩電感相連的節(jié)點由一對二極管把它鉗位到直流輸入的+極和一極。這個具有振蕩電感的鉗位電路減小了由輸出整流元件引起的瞬態(tài)電流，捕獲到這一瞬態(tài)電流在原邊的能量，并顯著減少原副二邊的電壓振蕩。所被捕獲到的能量以電流的形式儲存在振蕩電感里，并在由這一振蕩電感，一個鉗位二極管和一個開關(guān)管組成的回路中循環(huán)。這一能量一部分以熱的形式消耗到電路上，另一部分能量則在這一開關(guān)打開時用于振蕩，并反饋到輸入電源。使用大電感值的振蕩電感能減小輸出整流器的電流變化率，從而減小這一瞬態(tài)電流。在以損失占空比為代價的情況下，在一定程度上，電路的效率得到提高。使用大的電感值的振蕩電感也能增大輕載范圍的ZVS。
為進一步增大輕載的ZVS范圍，許多電路被發(fā)明。這些電路可以歸為兩類第一類是由輔助開關(guān)控制的振蕩網(wǎng)絡(luò)。這一輔助開關(guān)通常是在零電流時觸發(fā)導通，并激發(fā)振蕩網(wǎng)絡(luò)的振蕩來產(chǎn)生主開關(guān)ZVS的條件。另一類則是簡單的與主開關(guān)相連的LC網(wǎng)絡(luò)。這一網(wǎng)絡(luò)能產(chǎn)生與負載無關(guān)的振蕩電流來使橋臂上的主開關(guān)在大的負載范圍工作在ZVS狀態(tài)。
由Prade印Madhay Bhagway發(fā)明的一個電路則是其中的一個例子。這一電路相關(guān)的美國專利號是5875103 "Full Range Soft-Switching DC-DC Converter" [3]。這些電路的確增大ZVS的負載范圍，但它們未提及以上的其它幾個問題。
取決于負載的循環(huán)電流是現(xiàn)有ZVS全橋電路的主要缺點。在全橋電路的兩個上開關(guān)管或下開關(guān)管導通時循環(huán)電流通過，包括兩個橋臂主開關(guān)，振蕩電感(如果有的話)，功率變壓器原副線圈，整流器在內(nèi)的大部分功率回路。在這一期間能量并不從原邊傳遞到副邊，而這一循環(huán)電流卻引起相當嚴重的功率損耗。美國專利(專利號5946200) "Circulating Current Free Type High Frequency Soft Switching Pulse-Width Modulated Full Bridge DC/DC Converter" [4]介紹了一個利用副邊的振蕩網(wǎng)絡(luò)把原邊的循環(huán)能量全部移到直流輸出端，從而徹底消除了循環(huán)電流，以及其相關(guān)的功耗。然而這一振蕩網(wǎng)絡(luò)卻把用于ZVC的必要的能量也抽出，從而使超前臂開關(guān)管只能在其輸出端電壓幾乎為直流源電壓的情況下觸發(fā) 導通。這種的全壓觸發(fā)導通導致了一些開關(guān)損耗，并可能引起EMI問題。由于這一原因，一些具有大的寄生電容的開關(guān)元件，如MOSFET (金屬氧化硅場效應(yīng)管)等，也就可能不合適于此拓撲。另一缺點就是，與具有二極管鉗位的全橋變換器(由Richard Redl發(fā)明)相比，由于振蕩網(wǎng)絡(luò)的振蕩，這個電路其輸出整流元件的反壓電壓要高得多，尤其是在啟動時。
另一種消除循環(huán)電流的方法就是用不對稱(占空比)控制，可以用這種控制的電路有不對稱半橋和不對稱全橋變換器。美國專利(專利號6496396) "Reverse Recovery Circuit, Method of Operation Thereof And Asymmetrical Half—Bridge Power Converter" [5]對不對稱半橋作了詳述。在一些條件下，不對稱橋直流一直流變換器可以工作的相當好。這些條件包括小的輸入，輸出電壓范圍和小或慢的負載突變。如果這些條件得不到滿足，電路有可能進入嚴重的不對稱狀態(tài)，從而使電路失去軟開關(guān)(ZVS)，并使開關(guān)管的電流壓力和輸出整流元件的電壓壓力增大。由于主回路電流得流過半橋電容，電容值相應(yīng) 選得比較大，電容上的電壓變化也就可能在負載變化時跟不上P麗的占空比的變化。由此，大負載變化就容易引起主變壓器的偏磁和飽和。因此，不對稱半橋無法用于大功率電路；在設(shè)計時，它的過零點頻率也比常規(guī)橋式電路相對要底。
盡管這些嘗試，在不同程度上減輕功耗和元件電氣應(yīng)力，但是它們都無法在一個電路上同時克服上述4個方面的問題。工業(yè)界一直期待著有這樣的一個電路，它能在寬載范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，占空比總是恒定在最大值，充分利用磁性元件，最大程度地減小或消除循環(huán)電流，收回反向恢復能量，并很好地鉗位或消除輸出整流元件的電壓振蕩。本發(fā)明開始涉入控制上的一個"禁區(qū)"，即變換器可以實質(zhì)上工作在最大占空比狀態(tài)，同時它又能調(diào)整其輸出電壓。在這個"禁區(qū)"里，許多現(xiàn)有拓撲中優(yōu)良的特性得以在一個電路中實現(xiàn)，從而使電路效率及整體的運行性能提高到一個新的水平。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明目的是要提供一種雙橋直流一直流變換器及其控制方法，旨在最大限量地利用磁性原件，減小半導體原件應(yīng)力和電磁干擾(EMI)，并提高電力變換的效率。
本發(fā)明的雙橋直流一直流變換器，其特征在于所述的雙橋直流一直流變換器包括逆變
器、整流器和濾波器，直流電壓輸入到逆變器，逆變器的交流輸出再輸入到整流器的交流輸
入端，整流器的直流輸出端再通過濾波器輸出變換后的直流電壓；
所述的逆變器是由第一和第二兩個DC—AC逆變器組成，每個DC—AC逆變器又有兩個相互隔離的第一和第二交流輸出端口；
所述的整流器是由第一和第二兩個全波整流電路組成，每個全波整流電路又由整流器和續(xù)流元件組成；
所述的濾波器是由第一電感、第二電感兩個電感和一個電容組成；
整流器中第一整流電路的第一整流元件與第一 DC"-AC逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第一整流元件的另外一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點Fl和GNDS相連；第一整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點Fl和GNDS相連；第二整流電路的第一整流元件與第一逆變器的第二 AC輸出在一端串接，而第一整流元件的另一端和DC—AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；第二整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第二 DC-AC逆變器輸出在一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；
濾波器中第一電感和第二電感的一端都與電容的一端相連，電容的另外一端與本變換器的地(GNDS)相連接；第一電感的另外一端與整流器中的第一全整流電路的整流器的輸出端與續(xù)流元件的連接點(Fl)相連，第二電感的另外一端與整流器中的第二整流電路的整流器的輸出端與續(xù)流元件的連接點(F2)相連。
本發(fā)明的雙橋直流一直流變換器的PWM及移相混合控制方法，其特征在于所述的PWM 及移相混合控制方法為
(1) 接收由電壓反饋環(huán)或電流反饋環(huán)所產(chǎn)生的所需占空比信號；
(2) 產(chǎn)生 (a) 移相控制和所對應(yīng)的4個柵極驅(qū)動信號(Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4)來驅(qū)動一個雙橋直流一直流變換器的第一和第二兩個DC—AC逆變器以調(diào)節(jié)變換器的輸出電壓并達到零電壓切換的目的，這控制一般是用于輸出電壓高于一半的最高輸出電壓時的調(diào)節(jié)；
(b) P麗控制和所對應(yīng)的4個柵極驅(qū)動信號(Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4)來驅(qū)動一個雙橋直流一直流變換器的第一和第二兩個DC—AC逆變器以調(diào)節(jié)變換器的輸出電壓，這控制一般是用于輸出電壓等于或低于一半的最高輸出電壓時的調(diào)節(jié)。
本發(fā)明的主要優(yōu)點
(1) 在正常輸出電壓調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，兩DC-AC逆變器都工作在恒定的5(F。占空比，電路更易于實現(xiàn)ZVS。
(2) 最大限度地提高從原邊到副邊的能量傳送效率；所發(fā)明的變換器能在D和1—D期間向副邊傳送能量。
(3) 在功率回路中無循環(huán)電流，提高電力變換效率。

圖1: 雙橋直流一直流變換器及其控制器的框圖；圖2: 在輸出電感上的整流后的電壓波形圖3: 帶二極管整流輸出電路的雙半橋直流一直流變換器電路圖4A: 傳統(tǒng)ZVS全橋直流一直流變換器功率變壓器原邊典型的電壓和電流波形；
圖4B: 雙橋直流一直流變換器功率變壓器原邊典型的電壓和電流波形；
圖5: 關(guān)鍵電壓電流波形圖6: 帶二極管整流輸出電路的雙全橋直流一直流變換器電路圖7: —個用于產(chǎn)生雙全橋直流一直流變換器橋驅(qū)動信號的電路圖8: 同步整流輸出電路圖9: P麗和移相混合控制的控制器框圖10:P麗和移相混合控制器信號波形圖11: 一個利用現(xiàn)存移相控制器來產(chǎn)生P麗和移相混合控制的電路圖。
具體實施例方式
結(jié)合附圖，本發(fā)明的構(gòu)造特征為所述的雙橋直流一直流變換器包括逆變器、整流器和濾波器，直流電壓輸入到逆變器，逆變器的交流輸出再輸入到整流器的交流輸入端，整流器的直流輸出端再通過濾波器輸出變換后的直流電壓；
所述的逆變器是由第一和第二兩個DC^AC逆變器組成，每個DC—AC逆變器又有兩個相互隔離的第一和第二交流輸出端口；
所述的整流器是由第一和第二兩個全波整流電路組成，每個全波整流電路又由整流器和續(xù)流元件組成；
所述的濾波器是由第一電感、第二電感兩個電感和一個電容組成；
整流器中第一整流電路的第一整流元件與第一 DC^AC逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第一整流元件的另外一端和DC—AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點Fl和GNDS相連；第一整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第二整流元ft^的另一端和DC—AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點Fl和GNDS相連；第二整流電路的第一整流元件與第一逆變器的第二 AC輸出在一端串接，而第一整流元件的另一端和DC—AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；第二整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第二 DC—AC逆變器輸出在一端串接，而第二整流元件的另一端和DC—AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；
濾波器中第一電感和第二電感的一端都與電容的一端相連，電容的另外一端與本變換器的副邊地(GNDS)相連接；第一電感的另外一端與整流器中的第一全整流電路的整流器的輸出端和續(xù)流元件的連接點(Fl)相連，第二電感的另外一端5整流器中的第二整流電路的整流器的輸出端和續(xù)流元件的連接點(F2)相連。
DC-AC逆變電路-S4^:;式的或全橋式的；每個DC-AC逆變器右-.個至少有一個原邊繞組二個副邊繞組的功率變壓器，并能產(chǎn)生對稱，隔離的方波或類似的交流電壓輸出。功率變壓器的次級繞組通常是中心抽頭式；變換器的變壓器的兩個中心抽頭通常同時與副邊的地 (GNDS)相連。這祌接/云川j 二極管整流電路。當整流元件是開關(guān)省(S稱之為同步整流管) 時，變壓器副邊繞Si別m過PJ步整流管接到GNDS。功率M0SFin'是常用的同歩整流管。每個全波整流電路的兩個輸入端分別接到一個變壓器的副邊的一端，這兩個全波整流電路與兩個輸出電感接成電流增倍的形式，以減小或取消輸出電流的紋波。PWM和移相混合控制器在軟啟動或低壓輸出調(diào)節(jié)時，輸出P麗信號；當PWM的占空比達到50y。，并有更高占空比需求時，控制器則轉(zhuǎn)到移相模式產(chǎn)生移相控制信號來驅(qū)動兩個DC-Af逆變器。這一控制器也可以從這些移招^,產(chǎn)牛相W的柵極鄰:動信號給同步整流管和續(xù)流幵羊元件^具有超前相位的DC-AC
逆變器被稱為超前逆變器，同時相位滯后的DC-AC逆變器則稱為滯后逆變器。變換器正常運行時，是工作在移相模式。通過移動這兩DC-AC逆變器的相份.每個整流電路有不同的變壓器輸出電壓的交疊和零電壓部分，因而變換器的輸出直流電壓得以調(diào)節(jié)。在變壓器輸出電壓的重疊部分，兩DC-AC逆變器共同輸出電流。而在零電壓部分，整流電路的續(xù)流元件傳通輸
出電流，L天:而從ii點(續(xù)流元件)開始，即無循環(huán)電流。
這些DC AC逆變器可以是振蕩型的，它的原邊電路是振蕩電路。它們也可以是非振蕩型的。為最好地描述本發(fā)明的精神，非振蕩型的雙橋變換器被作為例f進行詳述。變換器的原邊有兩種不同的結(jié)構(gòu)，副邊也有兩種不同的結(jié)構(gòu)。一種直流一直流變換器可以由它們原副邊電路的任意組合形成。
原邊的電路可以是半橋DC-AC逆變器或全橋DC-AC逆變器。在正常運作時，這些DC-AC
逆變器都運行在約50%的占空比。如果沒有偏磁，它們的功率變壓器的磁化電流在每半個開
關(guān)周期結(jié)束時，總是達到一個恒定的峰值。當DC-AC逆變器的橋臂的所有開關(guān)打開時，峰值
磁化電流和從副邊耦合到原邊的電流對開關(guān)的寄生電容進行充放電，直到變壓器線圈的電壓
降至零。接著，滯后逆變器利用磁化能量，繼續(xù)它的換流；而超前逆變器則依賴其變壓器的
漏磁能量進行換流。適當計設(shè)的變壓器磁化電流一般都能儲存足夠的能量使橋臂實現(xiàn)ZVS。超前逆變器則通常需要一個變壓器漏感之外的附加電感來為輕載時的ZVS儲存足夠的能量，這一附加電感常稱為振蕩電感。它有助于軟開關(guān)(ZVS)但它可能會在輸出整流元件上產(chǎn)生更高的尖峰和振蕩電壓；因而在變壓器與振蕩電感相聯(lián)處，有可能需要一對鉗位到電源+、一極
的鉗位二極管，在鉗位變壓器端頭電壓尖峰的同時，它們也鉗位了輸出整流電路的電壓尖峰, 這一鉗位電路捕捉到大部分的由整流元件反向恢復引起的瞬態(tài)電流，減小了電壓的振蕩；部分被捕捉到的能量被消耗到功率回路上，余下部分則被用于ZVS和回饋到直流源，因而電路的效率得以提高。
不象常規(guī)ZVS全橋變換器那樣，本發(fā)明的滯后逆變器的開關(guān)元件的電壓變化率dv/dt并不是完全取決于負載；在功率變壓器改變其電壓極性后，耦合到原邊的副邊電流為零，變壓器線圈實質(zhì)上變成開路；在不考慮(變壓器)微小的漏磁能量情況下，磁化電流是僅有的電流，以十分緩慢的電壓變化率dv/dt對開關(guān)元件的寄生電容進行充放電并實現(xiàn)ZVS。這一電路特性減小了重載時的EMI，而嚴重的EMI問題大都發(fā)生在重載。
副邊的電路可以是二極管式的整流電路，也可以是用開關(guān)元件，如M0SFET，的同步整流電路。帶二極管整流電路的變換器常用于高輸出電壓和高功率電路。而帶同步整流電路的變換器則更適用于低輸出電壓的應(yīng)用，如總線變換器等，以提高電路效率。
以上的說明大范圍地概括了本發(fā)明各種優(yōu)先和選用的特點，以便熟悉這方面技術(shù)的人們更好地理解下述的發(fā)明細節(jié)。這些人也應(yīng)領(lǐng)會到他們可以現(xiàn)成地以所公開的概念和實際電路為計設(shè)藍本或略作修改即可實現(xiàn)本發(fā)明的目的。他們也應(yīng)清楚認識到這樣等效結(jié)構(gòu)并不脫離本發(fā)明的精神，它們?nèi)栽诒景l(fā)明的范疇之內(nèi)。
在以下的描述中，為了使描述更易于理解，并簡化電路圖與波形之間的關(guān)系，元件和節(jié) 點將用字母表示，而電路方塊和一些復雜的波形將另增加數(shù)字來表示。
圖1 顯示一個直流一直流變換器的原邊10，副邊20和一個PWM及移相混合控制器22; 原邊10是由DC-AC逆變器12和14組成，副邊是由二個全橋整流電路21和23,以及輸出濾波器25組成，當變換器使用移相控制時，DC-AC逆變器12的相位總是超前于DC-AC逆變器 14。由于這一相位關(guān)系，DC-AC逆變器12被稱為超前逆變器，同時DC-AC逆變器14則被稱為滯后逆變器。由于這些逆變器是橋式結(jié)構(gòu)，它們也稱為超前橋式逆變器和滯后橋式逆變器。變換器原邊10與直流電源的+、一端，即Vin+和Vin—，相連。Vin—通常與原邊地(以下簡稱GNDP)相連。兩個DC-AC逆變器各有一個功率變壓器，每個變壓器各有兩個同匝比帶中心抽頭的副邊繞組。中心抽頭和負極輸出Vo—都與副邊地GNDS相連，它們也通常與大地相連。這兩個變壓器的輸出端Ml和M2 (最好它們具有相同的極性)連接到整流電路21。整流電路21則由整流二極管Dsl和Ds3，以及續(xù)流二極管Ds5組成。二極管Dsl、 Ds3和Ds5的陰極接到節(jié)點Fl。續(xù)二極管Ds5的陽極接到GNDS。其它二個變壓器的輸出端Nl和N2則接到整流電路23，整流電路23是由整流二極管Ds2和Ds4以及續(xù)流二極管Ds6組成。Ds2、 Ds4
和Ds6的陰極與節(jié)點F2相連，續(xù)流二極管Ds6的陽極與GNDS相連。兩個輸出電感Lol和Lo2
的一端與Vo+相連，另一端則分別與Fl和F2相連。輸出電容Co連接到直流輸出端Vo+和Vo 一之間。Lol、 Lo2和Co形成一個濾波器25。一個控制器22至少有一個輸出電壓Vo的反饋輸入和橋臂驅(qū)動信號Vgsl, Vgs2， Vgs3和Vgs4的輸出；這一控制器可平滑地在P麗模式和移相模式之間切換。
圖2 顯示一組關(guān)鍵波形并圖解電路的工作原理。波形VM1和VN1是超前逆變器的輸出電壓(VM1指的是節(jié)點M1的電壓，相同的表示方式也用于節(jié)點F1、 F2、 M2、 Nl和N2)，在正常運行時，即Vo > '/z的VF1的平頂電壓時，VM1和VN1是一對互輔的波形，VM2和VN2也是一對互輔的波形。波形VF1和VF2是在超前逆變器與滯后逆變器相關(guān)為cb時的整流電路21 和23的輸出電壓。可以看到，當改變相角4)時，輸出電壓Vo可以得以調(diào)節(jié)，而每個逆變器卻都仍運行在50%的占空比。眾所周知，50%的占空比是一個逆變電路的最佳工作模式，這種模式已廣泛地用于總線電壓變換器等的設(shè)計。
圖3 所示的是帶二極管整流電路的雙半橋變換器。變換器的原邊110是超前半橋逆變器112和滯后半橋逆變器114組成。超前逆變器112有一對功率開關(guān)管Ql和Q2。 Ql和Q2串接于A點并接在直流輸入端Vin+和Vin—之間形成超前逆變器的一個臂。Dql和Dq2分別是功率開關(guān)Ql和Q2的體攜二極管。Cql和Cq2是Ql和Q2的輸出端電容，其值包括開關(guān)管的寄生電容和外接電容(如果有的話)。功率開關(guān)可以是MOSFET(金屬氧化硅場效應(yīng)管)，IBGTs (絕緣柵雙極晶體管)，或其它半導體開關(guān)元件。這一文件中的所有電路圖都用MOSFET的符號。但應(yīng)用也可用其它形式的開關(guān)管。電感Lr的一端與Ql和Q2的串接點即節(jié)點A相連，另一端則與功率變壓器T1的一端相連于節(jié)點B。如有需要，兩個鉗位二極管Dcl和Dc2也串接在節(jié)點B上并鉗位到Vin+和Vin—，變壓器Tl原邊的另一端與二個半橋電容Cl和C2的串接點C相連。C1和C2串接后，接到Vin+和Vin—之間。
滯后逆變器114也有一對功率開關(guān)管Q3和Q4。 Q3和Q4于E點并接串接在直流輸入端 Vin+和Vin-之間形成滯后逆變器的一個臂。Dq3和Dq4分別是功率開關(guān)管Q3和Q4的體攜二極管。Cq3和Cq4是Q3和Q4的輸出端電容，其值包括開關(guān)管的寄生電容和外接電容(如有的話)功率變壓器T2原邊的一端與C點相接，另一端與E點相連，可以看出二個逆變器共享電容Cl和C2，圖3只顯示較合適的變壓器線圈接法。這樣的接線可以使通過Cl和C2的變壓器原邊電流ipl和ip2相互抵消而減小電流波紋。相關(guān)的波形，如圖5所示，將在后面再作詳細解釋。其它的變壓器接線方式也可行并也能滿足上述的主要工作原理，但電容電流波紋會大些。
變換器的次邊120，如圖3所示是一個與圖1所示一樣的二極管式整流電路和輸出濾波器。圖3更清楚地顯示了以上詳述的變壓器與整流電路之間的連接。
圖4A圖示了一個現(xiàn)有ZVS全橋直接一直流變換器(參考[l]相關(guān)細節(jié))的驅(qū)動信號和典型變壓器原邊電壓電流波形。這變換器在脈寬調(diào)制的D期間把能量從原邊傳到副邊，而在1 一D期間，變換器功率變壓器的電壓VAE基本為零，沒有能量被傳遞到副邊，然而循環(huán)電流ip 卻仍通過絕大部分功率回路而引起可觀的功耗。
圖4B所示的是一個移相雙橋直流一直流變換器的驅(qū)動信號和典型的變壓器原邊電壓和
電流波形。波形的35顯示超前逆變器功率變壓器原邊的電壓和電流波形圖，波形36則顯示滯后逆變器功率變壓器原邊的電壓和電流波形。可以清楚地看到超前和滯后兩個逆變器都是工作在50%的占空比，同時變壓器的電流ipl和ip2分別與它們的電壓Vpl和Vp2同相。換句話，變換器能夠在D和l-D期間把能量從原邊傳送到次邊。由于整流器與輸出電感Lol和 Lo2是接成電流增倍式，在D期間各逆變器輸出約一半的輸出電流，而在1-D期間二個逆變器共同輸出一半的電流，另一半電流則流過續(xù)流元件Ds5或Ds6。這一能夠在D和l-D期間傳遞能量的特性是本發(fā)明電路最吸引人之處之一。與通常只能把有效占空比設(shè)計在80%的常規(guī)ZVS全橋變換器的變壓器相比，本發(fā)明變換器的磁芯可以用的更?。挥捎跓o循環(huán)電流，變壓器的RMS電流較小，同時又使用雙變壓器，這一拓撲尤其適合于高效率、大功率和高度小的電源設(shè)計。
圖5顯示圖3雙半橋變換器的擴張了的關(guān)鍵波形的細節(jié)。在圖5中，死區(qū)時間被放大，以便最好地看出在瞬態(tài)中電壓和電流的變化。波形40是Ql和Q2柵源極(驅(qū)動信號)的電壓波；波形41是Q3和Q4的柵源極電壓波形；波形42和43是超前和滯后逆變器原邊電壓和電流波形；波形44和45是在節(jié)點Fl和F2的整流后的電壓波形；波形46顯示輸出電感和總輸出電流的波形；波形47是電容Cl和C2的電流和電壓波形；波形48是續(xù)流二極管Ds5和Ds6 的電流波形。為了電路描述上的方便，圖3也給定了各電壓和電流的參考方向，同時為了便于理解電路的運行，以下選擇以tl為起點的一個周期對電路進行詳述，這一周期同時又分為 5個時段；
1、時段l (tl《t<t2):在這一時段內(nèi)，開關(guān)管Q1和Q4是尊通的，tl是續(xù)流二極管 Ds5結(jié)束其反向恢復的那一時刻。Ds5的反向恢復電流被耦合到變壓器原邊，大部分存于電感 Lr的(這一瞬態(tài))能量被鉗位二極管Del鉗住，其余一部分散落在變壓器Tl原次二邊漏感里的能量，則Dcl無法捕獲，這一能量會在節(jié)點N1引起一些電壓振蕩；為減小這一振蕩，設(shè)
計變壓器時，漏感要盡可能地小。被捕獲的能量以電流的形式(iDl)循環(huán)在以Ql、 L2和Del
組成的環(huán)路內(nèi)，并隨著功率的損耗而衰減。在C1上的電壓作用到變壓器T1的原邊的同時， C2的電壓也作用于變壓器T2上。Cl和C2的電壓被耦合到變壓器副邊，然后分別通過輸出整流管Dsl和Ds4作用到輸出濾波器125上。在這一時段內(nèi)，能量從原邊傳遞到副邊。電感電流iun和U即以一定的斜率上升，這一斜率是取決于電感二端的電壓和電感值。電容C1和 C2的電壓在每個時段有段變動，但這一變動應(yīng)是不顯著的。變動的幅度取決于開關(guān)頻率，變壓器匝比，負載電流和電容值，但在穩(wěn)態(tài)時C1和C2電壓的平均值應(yīng)都等于電源電壓的一半。
2、時段2 (t2《t《t3):開關(guān)管Q4在t2被關(guān)斷，Q4斷開后，耦合到原邊的電感Lo2電
流iL02 '幾乎是線性地對Q4的電容Cq4進行充電。當Cq4的電壓，VE，被充到高于C2的電壓時，加到變壓器T2上的電壓改變其極性為正。與此同時，加在節(jié)點N2上的T2的副邊電壓卻由正變負。因而電感電流iL。2就從Ds4上傳移到續(xù)流二極管Ds6上。
超前逆變器保持原有的狀態(tài)，繼續(xù)通過二極管Dsl加電壓于節(jié)點Fl。同時滯后橋的整流二極管Ds3和Ds4仍處于斷開狀態(tài)。在這時段內(nèi)，變壓器T2的磁化電流繼續(xù)對Cq4進行充電。
只要此磁化電流能滿足以下要求
這里、是輸入直流電壓，L2是變壓器T2的磁化電感。在Q3于T3被驅(qū)動導通之前，Cq4
的電壓可以被完成充高并被Q3的體攜二極管Dq3鉗位于輸入直流源。當Cq4被充到直流輸入電壓時，Cq3就被完全放電，因而Q3是在其寄生電容電壓為零時被驅(qū)動導通。此時變壓器T2 的輸出電壓VM2達到變壓器T1的輸出電壓VM1 —樣的值，整流二極管Ds3開始軟導通，超前和滯后逆變器也就開始共同輸出電流iun。
在電壓Ve通過直流輸入電壓中點后，由于變壓器的磁化電流是僅有的對Cq4進行充電和對Cq3進行放電的電流，而這一電流在很大負載范圍內(nèi)通常比耦合到原邊的負載電流小的多，因此開關(guān)管上的電壓變化率顯著變慢。這一特點可極大地減小EMI，尤其是在全載，而全載卻是EMI最嚴重的時候。
3、時段3 (t3<t<t4):在這一時段，兩個CD-AC逆變器共同輸出電流iwl。由于二變壓器的輸出電壓VM1、VM2幾乎相等，電流從超前逆變器分流到滯后逆變器的速度也通常慢，因此，超前半橋逆變器往往比滯后半橋逆變器分得多的電流。與此同時，續(xù)流二極管Ds6保持其上一時段的狀態(tài)，繼續(xù)傳導電流iw，而由于輸出電壓Vo被反加到Lo2上，iw電流開始下降。iw的減小和iun的增大形成了電流紋波相互抵消，從而減小了輸出電流的紋波。
4、時段4(t4《t〈t5) A在t4點關(guān)斷。振蕩電感的電流i^開始對寄生容Cq2和Cql 分別進行放充電。這一電流^包適了耦合到原邊的超前逆變器分得的電流，變壓器磁化電流和在時段1被鉗位二極管Del捕獲到的反向恢復電流。隨著電流不斷從超前逆變器向滯后逆變器轉(zhuǎn)移，i^下降。在ib下降到只剩變壓器Tl的磁化電流前，二極管Dsl保持導通。在這時段里，只要變換器的輸出電流達到一定值，振蕩電感Lr儲存足夠能量時，Cq2的電荷就能被完全釋放，從而實現(xiàn)ZVS。如果所儲存的能量不夠，在寄生電容Cq2電荷被完全釋放前， Dsl軟打開，變壓器T1原邊電壓、Vpl開始下降，最終它改變其極性。由于在連續(xù)導通模式
(CCM)，輸出電感電流iw仍流過Ds6，變壓器Tl的次邊實質(zhì)上被Ds2和Ds6短接，因此，變壓器T1的磁化電流無法進一步參與對Cq2的放電。然而只要此磁化電流能滿足以下條件，振蕩電感Lr就能繼續(xù)與Cql和Cq2振蕩而徹底將Cq2放電
這里Vin是直流變換器的湔入電壓；
只要在開關(guān)導通之前加入適當?shù)乃绤^(qū)時間(t4-t5)， Q2就可以在它的寄生電容電壓為零時在 t5點被驅(qū)動導通，從而實現(xiàn)ZVS。
必須指出的是零負載時超前和滯后逆變器的分析與上述的是不同。在零負載時，這兩個橋都工作在LC的自由振蕩模式。由于這一半橋的自然特性，只要在兩個互補的開關(guān)之間加入適當?shù)乃绤^(qū)時間，ZVS就能相對容易地實現(xiàn)。
5、時段5 (t5《t<t6):在Q2在t5點被驅(qū)動導通后，電感電流i^迅速下降到零，并開始反向地增大。當它在副邊的耦合電流超過續(xù)流二極管Ds6導通電流i^和二極管的反向恢
復電流時，Ds6就開始在t6點打開；由于振蕩電感顯著地減電流的變化率，反向恢復電流減小，與其相關(guān)的EMI也減小。
t6是第一個半周期的終點，也是下一半周期的啟始點，但不同的是參與下一半周期動作的元件，是第一半周期元件的互補元件。
很明顯，采用移相控制，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍是在其最高輸出電壓和50%的最高輸出電壓之間。其最高輸出電壓是扣除整流二極管、功率回路電壓損失和占空比損失的等效電壓之后的功率變壓器副邊的平頂電壓。在軟啟動或要求輸出電壓底于50%的最高輸出電壓時，兩個半橋逆變器則工作在P麗模式而不是50%占空比模式來繼續(xù)調(diào)節(jié)其輸出電壓。
圖6顯示的是雙全橋變換器的原邊。變換器原邊210是由一個超前全橋逆變器212和滯后逆變器214組成，超前逆變器212有兩對功率開關(guān)Ql-Q2和Qcl-Qc2，每對管串接在直流輸出端Vin+和Vin-之間形成全橋的二對臂。Dql、 Dq2、 Dqcl和Dqc2分別是4個開關(guān)管Ql、 Q2、 Qcl和Qc2的體攜二極管，Cql、 Cq2、 Cqcl和Cqc2分別是Ql、 Q2、 Qcl和Qc2，其值包括開關(guān)管的寄生電容和外接電容。電感Lr的一端接到Ql和Q2的串接點A，另一端則功率變壓器T1 一端在節(jié)點B相連。如有必要，二個鉗位二極管Dcl和Dc2在B點串接并鉗位到直流電源的輸入端Vin+和Vin-;變壓器的另一端，則接到Qcl和Qc2的串接點C。
滯后逆變器214也有兩對功率開關(guān)管Q3-Q4和Qc3-Qc4，每對管串接在直流輸出端Vin+ 和Vin-之間形成全橋另兩個臂Dq3、 Dq4、 Dqc3、 Dqc4分別是4個開關(guān)管Q3、 Q4、 Qc3和 Qc4的體攜二極管；Cq3、 Cq4、 Cqc3和Cqc4分別是Q3、 Q4、 Qc3和Qc4的電容，其值包括開關(guān)管的寄生電容和外接電容。變壓器T2的一端與Q3和Q4的串接點E相連，而另一端由與 Qc3和Qc4的串接點C'相連。
功率開關(guān)管可以是MOSFET、 IGBT或其它半導體開關(guān)元件。開關(guān)管對Ql/Qcl、 Q2/Qc2、 Q3/Qc3和Q4/Qc4各由Vgsl, Vgs2， Vgs3和Vgs4產(chǎn)生的二個絕緣隔離信號來驅(qū)動。圖7所示的電路及信號將在下面作詳細的介紹。
圖7所示的是利用柵極驅(qū)動變壓器Tgl和Tg2來產(chǎn)生隔離互補的柵極驅(qū)動信號?？梢钥?到給Ql/Qcl、Q2/Qc2、Q3/Qc3和Q4/Qc4的柵極驅(qū)動信號分別與(Vgs1—Vgs2)、 (Vgs2—Vgsl)、
(Vgs3—Vgs4)、 (Vgs4—Vgs3)同極性。Vgsl和Vgs2是給超前逆變器的相互互補的信號。 Vgs3和Vgs4是給滯后逆變器的相互互補的信號。其它電路，如由邏輯電路和高低管驅(qū)動元件組成的電路，也能完成相同的功能。因而也應(yīng)屬于本發(fā)明的范疇。
每個超前和滯后的全橋逆變器其自身可運行在PWM或移相模式，然而由于PWM控制的簡易性，它更方便用于變換器的啟動和低輸出電壓時的控制。在二個逆變器的占空比達到50% 之后，它們則開始相互移相來調(diào)節(jié)輸出電壓。忽略了 Qcl"Qc4的柵驅(qū)動信號，雙全橋變換器的控制和柵驅(qū)動信號可以用于雙半橋變換器。
圖8所示是一個帶同步整流電路的雙橋變換器的副邊320。對于低輸出電壓應(yīng)用，二極管式的整流電路功耗相當大，并可能導至散熱問題。在12V或更低輸出電壓的電源設(shè)計，同步整流電路應(yīng)用十分廣泛，并起主流作用。功率MOSFET是一個廣為使用的同步整流元件，尤其是N溝道MOSFET。 N溝道MOSFET的源極通常是與電路地相連，這樣就簡化了柵極驅(qū)動電路
的設(shè)計。圖8所示的同步整流電路321和323是由圖3的二極管式的整流電路演變而來。在用M0SFET替代二極管、并重新整理后，所有的MOSFET現(xiàn)都以副邊地GNDS為參考地。Qsl、 Qs2、 Qs3和Qs4是同步管(簡稱SynFET)， Qs5和Qs6替代了續(xù)流二極管Ds5和Ds6， Dsl—Ds6 可以是MOSFET的體攜二極管，也可以是外接并聯(lián)二極管。M0SFET Qsl~Qs6的源極全都接到 GNDS。超前逆變器和滯后逆變器的變壓器T1和T2，各都有兩個獨立的副邊線圈。SynFETQsl 和Qs2的漏極分別與變壓器Tl的具有不同極性的兩個副邊線圈端頭相連。同時Qs3和Qs4的漏極也分別與變壓器T2的具有不同極性的2個次級線圈端頭相連。其它具有相同參考極性的變壓器Tl和T2的端頭分別接到節(jié)點Fl和F2上；同步管整流電路的工作方式與二極管式的整流電路完全一樣。圖10所示它們的柵極驅(qū)動信號Vgssl- Vgss6的邏輯關(guān)系，以下將作詳細解釋。
圖9是一個P麵和移相混合控制器122的框圖。控制器122可以工作在P麗和移相模式，并能平滑地從一種模式切換到另一種模式。這一控制器有至少一個電壓反饋輸入，Vfb，它最好也有電流傳感輸入is和死區(qū)時間的可控輸入Td。電流傳感信號L是整流后的變壓器原邊電流| ipll和l ip2l之和。ipl和ip2可以用電流傳感器或其它高壓電流傳感器來測取。對于雙半橋變換器，最好的電流傳感器位置應(yīng)在變壓器與電容相連之外。以減小電流信號的共模嗓音。與Td相連的通常是一個電阻或電容，用于死區(qū)時間的編程。電流信號L可以用于電路過流保護也可以用于尖峰式電流環(huán)控制。
控制器也應(yīng)有以下幾個部分(1) 一個電壓反饋輸入，這一輸入一般是電壓反饋環(huán)或電流反饋環(huán)的誤差輸出信號；(2) —個死區(qū)設(shè)定輸入，用于設(shè)定開關(guān)管之間的死區(qū)時間；(3) 一個移相電路，它能產(chǎn)生占空比控制信號(Comp)和4個驅(qū)動信號，這些驅(qū)動信號能移動二個DC—AC逆變器其中一個的相位；(4)鋸齒波發(fā)生器，它能產(chǎn)生第一個斜波信號用于PWM控制。(5) —個峰值電壓檢測電路，它能檢測出或設(shè)定鋸齒波的峰值電壓；(6) —個信號疊加器，它能將輸入的鋸齒波與所檢測出的或設(shè)定的峰值電壓疊加產(chǎn)生第二個斜波信號用于移相控制；(7) —個PWM發(fā)生器，它是一個比較器通過比較第一個斜波信號與占空比信號(Comp) 而產(chǎn)生P麗；(8)4個柵極驅(qū)動信號，它是通過將PWM信號與移相電路輸出的4個驅(qū)動信號相與而產(chǎn)生的；(9) 一個的電流檢測信號輸入，它是第一和第二DC—AC逆變器變壓器原邊電路整流后疊加而成的信號；(10) 4個柵極驅(qū)動輸出信號(Vgssl、 Vgss2、 Vgss3和Vgss4)，它們用于同步整流管的驅(qū)動，其邏輯與其相應(yīng)的DC—AC逆變器開關(guān)管驅(qū)動信號一致，這些信號通常是在移相模式時使用；(11)兩個的續(xù)流開關(guān)元件的柵極驅(qū)動輸出信號(Vgss5和Vgss6)，這些信號也通常是在移相模式時使用；Vgssl、 Vgss3、 Vgss5是用于第一整流電路，Vgss2、 Vgss4、 Vgss6是用于第二整流電路，
圖10圖示PWM和移相混合控制器的典形輸出波形。/CLOCK是控制器內(nèi)部時鐘波形。它是控制器心跳，其它信號都以此為參考。Ra即&Comp顯示占空比命令信號Co,與鋸齒波信號Ra卿l和Ra卿2的相對關(guān)系。在電壓或平均電流模式控制時，占空比命令信號Comp，是電壓環(huán)或平均電流環(huán)的誤差放大器的輸出。這些信號被連到比較器來產(chǎn)生所需的P簡和移相驅(qū) 動信號。為了能產(chǎn)生P麗和移相信號，Ra卿最好要有兩層，即Rampl和Ramp2，如圖10所示。
第一層(Ra即l)是用細灰線畫的鋸齒波，第二層(Ramp2)是用粗線表示。當Comp信號在第一層Rampl之內(nèi)時，控制器產(chǎn)生P麗驅(qū)動信號Vgsl—Vgs4，同時最好不產(chǎn)生SynFET和續(xù)流 M0SFET的柵極驅(qū)動信號，以避免不必要的過渡和上下管同時導通的可能。當Comp信號足夠高，并進入Ra即2層時，PWM信號Vgsl—Vgs4全部達到它們50%的最大占空比，Vgs3和Vgs4 開始移動它們的相位,控制器同時輸出SynFET和續(xù)流MOSFET的柵極驅(qū)動信號Vgssl—Vgss6，以減小整流電路的功耗。驅(qū)動信號Vgssl、 Vgss2 、 Vgss3和Vgss4分別與Vgsl 、 Vgs2， Vgs3 和Vgs4同相。邏輯上Vgss5二 / (Vgssl +Vgss3)， Vgss6=/ (Vgss2 +Vgss4)。圖IO所給的波形是無死區(qū)的，在實際電路或IC芯電設(shè)計時，這些死區(qū)時間是十分關(guān)鍵，并應(yīng)調(diào)整到既避免上下管直通，又恰好是夠用于軟開關(guān)。
圖ll顯示一個用現(xiàn)有移相控制芯片，如UCC3895，的電路來實現(xiàn)P麗和移相混合控制并產(chǎn)生如圖10所示的主開關(guān)的柵極驅(qū)動信號。這一控制電路400有一個常規(guī)的移相控制器401，一個由NPN雙極晶管Q10和一個有分壓電阻R1和R2組成的電壓分壓器，一個上拉電阻R5， 4個下拉二極管D1、 D2、 D3和D4，一個電壓尖峰檢測器402。信號Rampl是源于時間振蕩電容(CT)的電壓。電壓分壓器的輸出是Rampl。尖峰電壓檢測器402檢測信號Rampl的峰值電壓，并將這一電壓Vpeak保持在它的輸出端。Vpeak電壓是通過選擇不同的Rl和R4比例來改變，并確定應(yīng)有的COMP信號的電壓水平來切換PWM和移相控制模式；當Comp這一占空比命令信號低于Vpeak時，這一控制電路400就運行在PWM模式。這一P麗輸出是一個集電極開路的電路，這一信號修切移相控制器的輸出OutA、 OutB、 OutC和OutD來產(chǎn)生所要的柵極驅(qū)動信號Vgsl 、 Vgs2， Vgs3和Vgs4。 R6、 R7、 R8和R9是用于控制器401輸出被比較器 VCMP2的輸出拉底時限制其電流。當信號Comp的電壓高于Vpeak時,VCMP2的輸出總被R5拉高，同時D1、 D2、 D3和D4把控制器401輸出與比較器VCMP2的輸出隔離開；控制器401的比較器VCMP1比較其輸入信號Ramp2和Comp來產(chǎn)生移相信號；因此電路400便能平滑地切換到移相模式。反之，這控制器也能平滑地從移相模式切換到PWM模式。占空比命令信號Comp是誤差放大器EA的輸出。它的"十"輸入最好接到電壓環(huán)的誤差信號，同時它的"一"輸入通
過R4接到電流檢測信號is和通過R3接到Co卿。電流檢測信號is是整流后的變壓器原邊電
流ipl和ip2 (如圖9所示)之和。信號Comp的電壓可以用以下公式來表示。
Comp的電壓=Vfd x (R3+ R4) / R4 — is x Rs x R3/ R4….(3)
可以看出通過選擇不同的R3和R4值，這一控制電壓可以工作在電壓模式或電壓和電流混合模式。當R4開路時，Comp的電壓等于Vfb，這意味著是電壓模式。當R4減小或Rs增大時，電
流is對控制更具有影響，電路的運行更接近于電流模式。
本發(fā)明創(chuàng)造了用于電力變換的PWM和移相混合控制的新方法。圖9和圖10簡明地圖示了這一控制原理。圖ll給出了一個電路實例，以便熟知這一技術(shù)的人更好地理解，但這并不意味著這是個有限的方法來實現(xiàn)這一控制。任何具有這一獨特控制的電路都應(yīng)屬于本發(fā)明的范疇。
從對上述所發(fā)明電路運行的理解，可以看到本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)和調(diào)制方法，與以往的有很大的不同。這些電路以及它們的控制方法具有幾乎所有半橋和全橋變換器的優(yōu)點。這些優(yōu)點可以歸納如下
1、超前和滯后逆變器都工作在恒定50%占空比，電路更易于實現(xiàn)ZVS。
2、最大限度地提高從原邊到次邊的能量傳送效率；所發(fā)明的變換器能在D和1一D期間傳送能量，功率變壓器原邊電壓是一個死區(qū)時間很小的方波電壓，并與通過它的電流同相。
3、更有效地利用磁性元件；二DC-AC逆變器的功率變壓器都工作在5(^的占空比，在設(shè)計變壓器時，不必為負載瞬變時的電壓調(diào)節(jié)而留磁密的設(shè)計余量。
4、在功率回路中無循環(huán)電流，提高功率變換效率。
5、滯后橋的開關(guān)管的電壓變化率??；傳統(tǒng)移相和P麗控制全橋或不對稱半橋的所
有開關(guān)的電壓變化率都是隨負載而變。然而所發(fā)明的電路的滯后橋的開關(guān)在一半的電壓變動范閨內(nèi)，有與負載無關(guān)的小的電壓變化率，這一特征減輕了 EMI問題。
6、降低輸出整流器的反向恢復電流；振蕩電感不僅提供足夠的能量用于軟開關(guān)，向時
也降低整流元件的電流變化率使其能夠更軟地關(guān)斷。
7 . 最大限度地減小副邊電壓的振蕩；相位二極管Del和Dc2能捕獲由已被減小了的反
向恢復屯流所產(chǎn)生的能量。如果功率變壓器的漏磁能很好地得到限制，同時又有良好的電路板設(shè)計，副邊電壓的振蕩便會低到無需其它吸收電路。
8、降低銅耗；由于兩功率變壓器的電壓皆具有很小死區(qū)時間的方波電壓，同時其電流又與所對應(yīng)的電壓同相，對于同一輸出功率，本發(fā)明所需的變壓器有較小的RMS電流。
9、利用電流倍增器降低輸出電流的波紋。
10、利用兩功率變壓器原邊電流相互取消來減小通過半橋電容的電流波紋和電流RMS 值；這一電流波紋比任何傳統(tǒng)半橋變換器的要小。
11 、更易于產(chǎn)生同步管SynFET和續(xù)流管M0SFET的柵極驅(qū)動信號；4個同步管柵極驅(qū)動
信號與4個橋開關(guān)元件的邏輯一樣，續(xù)流管MOSFET驅(qū)動信號和同步管的驅(qū)動信號邏輯關(guān)系簡單，無需復雜的信號處理。
權(quán)利要求
1、一種雙橋直流-直流變換器，其特征在于所述的雙橋直流-直流變換器包括逆變器、整流器和濾波器，直流電壓輸入到逆變器，逆變器的交流輸出再輸入到整流器的交流輸入端，整流器的直流輸出端再通過濾波器輸出變換后的直流電壓；所述的逆變器是由第一和第二兩個交流-直流(以下簡稱DC-AC)逆變器組成，每個DC-AC逆變器又有兩個相互隔離的第一和第二交流輸出端口；所述的整流器是由第一和第二兩個全波整流電路組成，每個全波整流電路又由整流元件和續(xù)流元件組成；所述的濾波器是由第一電感、第二電感兩個電感和一個電容組成；整流器中第一整流電路的第一整流元件與第一DC-AC逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第一整流元件的另外一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F1和副邊地(以下簡稱GNDS)相連；第一整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第一交流輸出的一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F1和GNDS相連；第二整流電路的第一整流元件與第一逆變器的第二AC輸出在一端串接，而第一整流元件的另一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；第二整流電路的第二整流元件與第二逆變器的第二DC-AC逆變器輸出在一端串接，而第二整流元件的另一端和DC-AC逆變器輸出的另一端分別與節(jié)點F2和GNDS相連；濾波器中第一電感和第二電感的一端都與電容的一端相連，電容的另外一端與GNDS相連接；第一電感的另外一端與整流器中的第一全整流電路的輸出端和續(xù)流元件的連接點(F1)相連，第二電感的另外一端與整流器中的第二整流電路的輸出端和續(xù)流元件的連接點(F2)相連。
2. 根據(jù)權(quán)利要求書1所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于所述的整流器和續(xù)流元件是二極管；當變換后輸出直流電壓為正電壓時，所有二極管的負極(K極)應(yīng)朝向節(jié)點F1或F2，當變換后輸出直流電壓為負電壓時，所有二極管的正極(A極)應(yīng)朝向節(jié)點F1或F2。
3. 根據(jù)權(quán)利要求書1所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于所述的整流器和續(xù)流元件是開關(guān)管，當變換后輸出直流電壓為正電壓時，所有開關(guān)管的漏極或集電極應(yīng)朝向F1或F2; 當變換后輸出直流電壓為負電壓時，所有開關(guān)管的源極則朝向Fl或F2。
4. 根據(jù)權(quán)利要求書i或3所述的雙橋直流一i:流變換器，其特征在于其開關(guān)元件可以是M0SFET、 IGBT或其它半導體元件。
5、根據(jù)權(quán)利要求書1所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于所述的逆變器中的第一和第二 DC—AC逆變器是由半橋逆變器組成，所述的每個DC—AC逆變器包括(a) 串接在直流(以下簡稱DC)輸入端的第一和第二開關(guān)元件，(b) 串接在DC輸入端的第一和第二電容，(c)一個具有至少一個原邊線圈和二個副邊線圈的變壓器，原邊線圈有第一端和第二端；原邊線圈的第一端和第二端分別與開關(guān)元件串接點和電容的串接點相連。
6、根據(jù)權(quán)利要求書1或5所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于 (a)有一個電感串接在第一半橋逆變器的開關(guān)元件的串接點和第一半橋逆變器的變壓器原邊線圈的第一端頭；(b) 第一鉗位二極管和第二鉗位二極管串接在第一半橋逆變器原邊線圈的第一端，并鉗位在二個DC輸入端
7、根據(jù)權(quán)利要求書1所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于所述的逆變器中的第一和第二 DC—AC逆變器是由全橋逆變器組成，每個DC—AC逆變器包括(a) 第一和第二串接在DC輸入端的開關(guān)元件；(b) 第三和第四串接在DC輸入端的開關(guān)元件；(c) 一個具有至少一個原邊線圈和二個副邊線圈的變壓器，原邊線圈有第一端和第二端分別接到串接開關(guān)元件的二個串接點。
8、根據(jù)權(quán)利要求書1或7所述的雙橋直流一直流變換器，其特征在于-(a) —個電感串接在第一全橋逆變器的第一和第二開關(guān)元件的串接點和變壓器原邊線圈的第一端之間，以增加ZVS范圍；(b)第一鉗位二極管和第二鉗位二極管串接在第一全橋逆變器原邊線圈的第一端，并鉗位在二個DC輸出端之間。
9、一種雙橋直流一直流變換器的脈寬調(diào)制(以下簡稱PWM)及移相混合控制方法，其特征在于所述的P麗及移相混合控制方法為 (1 )接收由電壓反饋環(huán)或電流反饋環(huán)所產(chǎn)生的所需占空比信號； (2)產(chǎn)生(a) 移相控制和所對應(yīng)的4個柵極驅(qū)動信號(Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4)來驅(qū)動一個雙橋直流一直流變換器的第一和第二兩個DC—AC逆變器以調(diào)節(jié)變換器的輸出電壓并達到零電壓切換(以下簡稱ZVS)的目的，這控制一般是用于輸出電壓高于一半的最高輸出電壓時的調(diào)節(jié)；(b) PWM控制和所對應(yīng)的4個柵極驅(qū)動信號(Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4)來驅(qū)動一個雙橋直流一直流變換器的第一和第二兩個DC—AC逆變器以調(diào)節(jié)變換器的輸出電壓，這控制一般是用于輸出電壓等于或低于一半的最高輸出電壓時的調(diào)節(jié)。
10、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的一種雙橋直流一直流變換器的P麗及移相混合控制方法，其特征在于所述的雙橋直流一直流變換器由4個隔離的柵極驅(qū)動信號來驅(qū)動，這驅(qū)動信號以P麗方式或改變該變換器的第一半橋DC—AC逆變器與第二半橋DC—AC逆變器相位差的方式，使雙橋直流一直流變換器的輸出電壓得到調(diào)節(jié)。
11、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的雙橋直流一直流變換器的PWM及移相混合控制方法，其特征在于它是由4對相互隔離的驅(qū)動信號來驅(qū)動，每2對驅(qū)動一個全橋逆變器，每對驅(qū)動兩個對角的開關(guān)管，這些驅(qū)動信號以P麗方式或改變該變換器的第一全橋DO"AC逆變器與第二全橋 DC—AC逆變器的相差的方式，使得雙橋直流一直流變換器的輸出電壓得到調(diào)節(jié)。
12、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的雙橋直流一直流變換器的P麵及移相混合控制方法，其特征在于在移相控制時，至少有一個DC—AC逆變器的相位被移動來調(diào)節(jié)變換器的輸出直流電壓。
13、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的一種雙橋直流一直流變換器的PWM及移相混合控制方法，其特征在于在移相控制時所有的 DC—AC逆變器開關(guān)元件運行在接近50X占空式的狀態(tài)。
14、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的雙橋直流一直流變換器的P麗及移相混合控制方法，其特征在于其相應(yīng)的控制電路包括(1) 一個電壓反饋輸入，這一輸入一般是電壓反饋環(huán)或電流反饋環(huán)的誤差輸出信號；(2) —個死區(qū)設(shè)定輸入，用于設(shè)定開關(guān)管之間的死區(qū)時間；(3) —個移相電路，它能產(chǎn)生占空比控制信號(Co卿)和4個驅(qū)動信號，這些驅(qū)動信號能移動二個DC—AC逆變器其中一個的相位；(4) 鋸齒波發(fā)生器，它能產(chǎn)生一個第一斜波信號用于PWM控制。(5) —個峰值電壓檢測電路，它能檢測出或設(shè)定鋸齒波的峰值電壓；(6) —個信號疊加器，它能將輸入的鋸齒波與所檢測出的或設(shè)定的峰值電壓疊加產(chǎn)生一個第二斜波信號用于移相控制；(7) —個P麗發(fā)生器，它是一個比較器通過比較第一斜波信號與占空比信號(Comp)而產(chǎn)生P麗；(8) 4個DC—AC逆變器柵極驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4，它們是通過將P麗信號與移相電路輸出的4個驅(qū)動信號相與而產(chǎn)生的；(9) 一個的電流檢測信號輸入，它是第一和第二DC—AC逆變器變壓器原邊電路整流后疊加而成的信號。
15、根據(jù)權(quán)利要求書9或14所述的雙橋直流一直流變換器的P麗及移相混合控制方法，其特征在于(1) 4個同步整流管柵極驅(qū)動輸出信號(Vgssl、 Vgss2、 Vgss3和Vgss4)，其邏輯分別與其相應(yīng)的DC—AC逆變器開關(guān)管驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2、 Vgs3和Vgs4—致，這些信號通常是在移相模式時使用；(2) 兩個的續(xù)流開關(guān)元件的柵極驅(qū)動輸出信號(Vgss5和Vgss6); Vssl、 Vgss3、 Vgss5 是用于第一整流電路，Vgss2、 Vgss4、 Vgss6是用于第二整流電路，同步整流管與續(xù)流開關(guān) 元件的柵極驅(qū)動輸出信號的邏輯關(guān)系是-Vgss5 =/ (Vgssl+Vgss3) Vgss6 =/ (Vgss2+Vgss4) 這兩個驅(qū)動信號通常在移相控制模式時使用。
16、根據(jù)權(quán)利要求書9所述的雙橋直流一直流變換器的P麵及移相混合控制方法，其特征在于(1) 一個移相控制器，它有(a) —個運算放大器的+輸入端(EAP);(b) —個運算放大器的一輸入端(EAN); (c) 一個運算放大器的輸出端(Comp);(d) —個斜波輸入(Ra卿2)，用于移相控制；(e) —個斜波信號控制端(CT)，它通常與一個電容來連，用改變電容值來改變開關(guān)頻率；(2) —個電流檢測輸入，這一電流信號通過一個接地電阻后變成電壓信號；(3) —個電壓反饋輸入，它與EAP相連；(4) 一個電壓跟隨三極管，它的基極與CT相連接，它的集電極與直流偏置電源相連；(5) —個分壓器，它是由二個電阻串聯(lián)而成，電阻串的一端接三極管的發(fā)射極，另外端接信號地GND，兩個電阻的串接點即為一個斜波信號(Rampl)的輸出端；(6) —個峰值電壓檢測器，它的輸入是信號Rampl，輸出為Rampl的峰值電壓；(7) —個電壓疊加器，它將Rampl與Rampl的峰值電壓相疊加而產(chǎn)生另一斜波信號Ramp2;(8) —個比較器，它將信號Comp與Rampl相比較產(chǎn)生一個P麗信號；(9) 一個邏輯與電路，它將這一P麗信號與移相控制器輸出的每個驅(qū)動信號通過一個二極管相與來產(chǎn)生所需的DC-AC逆變器開關(guān)管驅(qū)動信號；(10) —個電阻連接運算放大器的輸出Comp和運算放大器的負輸入EAP，用于電壓控制模式；(11) 一個電阻連接電流檢測輸入和運算放大器負輸入EAN用于加入電流控制模式。
全文摘要
本發(fā)明公開一種直流-直流變換器電路(DC-DC Converter)及其控制方法；這種變換器是由兩個DC-AC逆變器組成，每個DC-AC逆變器各自能產(chǎn)生對稱，隔離的方波或類似的交流輸出電壓。通過移動其中一個DC-AC逆變器的相位，這二個DC-AC逆變器加到直流輸出濾波電路的相應(yīng)電壓重疊部分隨之改變，從而達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。雙半橋和雙全橋直流-直流變換器是二個典型的這種變換器。它們的橋式逆變器在正常運作時，總是運行在50％的占空比，以實現(xiàn)寬載的零電壓開關(guān)切換(ZVS)，同時又消除循環(huán)電流，從而提高電力變換的效率。對于低輸出電壓的調(diào)節(jié)和啟動，該電路則運行在脈寬調(diào)制(PWM)狀態(tài)。
文檔編號H02M3/24GK101170279SQ200710194269
公開日2008年4月30日申請日期2007年12月11日優(yōu)先權(quán)日2007年12月11日
發(fā)明者忠葉申請人:忠葉

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