利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法
【專利摘要】本發(fā)明提供了一種在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)(OFDM)接收機中的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法，屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域。該方法首先對接收到的OFDM信號在頻域里進行過采樣，其次對估計的信道信息在頻域里進行過采樣，再次，對過采樣得到的虛擬子載波信號利用過采樣的信道進行均衡，最后把均衡后的虛擬子載波信號轉(zhuǎn)換成時域信號后，再轉(zhuǎn)換到非過采樣頻域里的實際子載波上的數(shù)據(jù)信號。該方法的輸出信號可以被解調(diào)和譯碼，從而還原OFDM系統(tǒng)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。該方法可以通過提高過采樣率來提升OFDM系統(tǒng)接收機的誤碼率性能。
【專利說明】
利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種針對正交頻分復(fù)用（0FDM， Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系統(tǒng)的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡 的方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 正交頻分復(fù)用（0FDM)系統(tǒng)已經(jīng)被廣泛的應(yīng)用在各種有線和無線通信領(lǐng)域。然而 系統(tǒng)在傳輸過程中會遇到各種各樣的衰弱和噪聲干擾。例如為了防止多徑干擾，通常在 0FDM數(shù)據(jù)塊之間加入保護間隔（GI)。如果保護間隔的長度不小于信道的最大多徑延時，則 GI之間的數(shù)據(jù)塊不會產(chǎn)生任何干擾。按照GI的填充方法的不同，0FDM系統(tǒng)可分為：循環(huán) 前綴（CP)類型0FDM，零填充（ZP)類型0FD和訓(xùn)練序列（TDS)類型的0FDM。其中CP 0FDM 被廣泛應(yīng)用在歐美 DAB，DVB，IEEE802. 11，IEEE802. 16d/e(WIMAX)等；ZP OFDM 則被應(yīng)用在 需要較低傳輸功耗的應(yīng)用里，例如UWB-MB0A標準；而中國的數(shù)字地面電視傳播標準則采用 了自己定義的TDS類型0FDM。由于保護間隔采用了已知的訓(xùn)練序列，因此可以很方便地從 接收到的0FDM信號里消除，從而避免干擾。本質(zhì)上講，TDS-0FDM在消除訓(xùn)練序列后可認為 是ZP 0FDM，而CP 0FDM在消除CP后也可認為是一種ZP 0FDM。本發(fā)明提出了一種利用頻 域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法和裝置，它可以直接應(yīng)用于ZP 0FDM系統(tǒng)里，也可以消除了 保護間隔后的CP和TDS 0FDM系統(tǒng)里。
[0003] 近年來，已經(jīng)有一些文獻研究了利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法，從而 降低系統(tǒng)的誤碼率（BER)。文獻[Yanxin Yan，Yi Gong，et al.，"A frequency-domain oversampling detector for zero-padded MC-CDMA system，''IEEE ICICS 2009， pp.1639-1643. Dec. 2009·]和[Yanxin Yan，Yi Gong，Maode Ma，Qinghua Shi，"Iterative frequency-domain fractionally spaced receiver for zero-padded multi-carrier code division multiple access systems，'，IET communications, vol. 8, iss. 17， pp. 2993-3000, Nov. 2014]提出了頻域過采樣最小均方差均衡器和對角化最小均方差均衡 器用于基于 ZP 0FDM 的 MC-CDMA 系統(tǒng)。文獻[Q.Shi，L.Liu，et al. /'Fractionally spaced frequency-domain MMSE receiver for OFDM systems，'，IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 59, pp. 4400-4407, Nov. 2010]提出了頻域過采樣最小均方差均衡器用于ZP OFDM系 統(tǒng)。這些文獻里所采用的均衡器都能得到比傳統(tǒng)OFDM均衡器更好的BER性能，也就是更低 的BER。其中，最小均方差均衡器能夠得到最好的BER性能，但是復(fù)雜度很高，很難應(yīng)用于 實際的通信系統(tǒng)。從最小均方差均衡器推導(dǎo)出的對角化最小均方差均衡器相對來說較容易 實現(xiàn)。但BER性能有所降低。上述文獻里的對角化最小均方差均衡器只涉及到固定過采樣 率，但沒有充分考慮利用提高過采樣率來改善系統(tǒng)BER性能，同時也沒有提出具體的實現(xiàn) 方式.
[0004] 并本發(fā)明提出了利用增加頻域過采樣率來提高對角化最小均方差均衡器的性能。 這種方法提高了文獻里的對角化最小均方差均衡器的性能，并且較容易在實際的系統(tǒng)里實 現(xiàn)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明的目的在于，在0FDM系統(tǒng)里，利用頻域過采樣方法來提高系統(tǒng)的BER性能。
[0006] 為實現(xiàn)以上目的或者其他目的，本發(fā)明提供了一種用于0FDM系統(tǒng)接收機的頻域 過采樣對角化最小均方差均衡方法。本發(fā)明可以直接用于ZP類型的0FDM。對于循環(huán)前綴 (CP)類型0FDM或訓(xùn)練序列（TDS)類型的0FDM，其循環(huán)前綴或訓(xùn)練序列應(yīng)先從接收到的信 號的保護間隔中消除后，得到等效的ZP類型0FDM，才能使用本發(fā)明。所述方法包括：
[0007] 步驟A :將接收到的時域里基帶信號經(jīng)過時域采樣，下變頻、低通濾波，時間、頻率 同步以后，得到基帶離散信號y[n];選取一個完整的0FDM符號，即n = 0，l，...，N+G-1。這 里，η = 0表示時間同步后OFDM符號的第一點，N表示發(fā)射端發(fā)送的OFDM符號長度，也就是 0FDM的實際子載波數(shù)，G表示由多徑信道產(chǎn)生的0FDM符號的拖尾，也就是多徑信道的最長 路徑的延時。
[0008] 步驟B:在所述0FDM符號y [η]的后面添0,使得y [η]長度為L，這里L =麗，即 η = 0,1，. . .，N+G-l，. . .，L-l ;M表示過采樣率。然后對y[n]進行L點離散傅立葉變換 (DFT)，即頻域過采樣，把y [η]轉(zhuǎn)換到過采樣頻域里的L個虛擬子載波上，得到信號Y[k]，k =0,1，…，L_l〇
[0009] 步驟C :采用現(xiàn)有的信道估計方法得到實際頻域里的N個實際子載波的信道信息 HN[i]，i = 0,1，. . .，N-1 ;對HN[i]進行過采樣率為Μ的過采樣，得到過采樣頻域里的L個 虛擬?目道?目息 H[k]，k = 0,1，· · ·，L-1 ;
[0010] 步驟D :根據(jù)現(xiàn)有的噪聲估計算法得到信道上高斯噪聲的能量來設(shè)定噪聲的方差 〇20
[0011] 步驟E :在過采樣頻域里利用所述H[k]對所述L個虛擬子載波信號Y[k]進行均 衡.SI
?這里，H[k]H表示H[k]的共輒復(fù)數(shù)。得到均衡后的L 個虛擬子載波信號R[k]。
[0012] 步驟F :把所述均衡后的L個虛擬子載波信號R[k]轉(zhuǎn)換為N個實際子載波信號 ￥]。
[0013] 所述步驟F具體包括：
[0014] 步驟F1 :利用L點離散傅立葉逆變換（IDFT)把均衡后的過采樣頻域里L個虛擬 子載波信號R[k]
[0015] 轉(zhuǎn)換到時域里，得到均衡后時域里的信號r[n]，η = 0,1，. . .，L-1 ;
[0016] 步驟F2 :把所述均衡后時域里的信號r[n]截取前面Ν點，進行Ν點DFT轉(zhuǎn)換，得 到實際頻域里均
[0017] 衡后的N個實際子載波信號d[k]，這里k = 0，1，...，N-1 dtk]可以用來進行后續(xù)的 解碼處理。
[0018] 所述步驟A得到的是基帶信號，允許有一定的頻偏。如果是非基帶信號，則需要轉(zhuǎn) 換到基帶。
[0019] 所述步驟A使用的0FDM信號可以是零填充（ZP)類型的0FDM，循環(huán)前綴（CP)類型 OFDM 或
[0020] 訓(xùn)練序列（TDS)類型的OFDM ;對于循環(huán)前綴（CP)類型OFDM或訓(xùn)練序列（TDS)類 型的0FDM，
[0021] 其循環(huán)前綴或訓(xùn)練序列應(yīng)先從接收到的信號的保護間隔中消除后才能使用。
[0022] 所述步驟C中的過采樣包括：通過對信道時域沖擊相應(yīng)h [q]添加0后進行L點的 DFT變換來實現(xiàn)，這里，h[q]可以通過&[1]進行IDFT得到。
[0023] 所述步驟B和C使用的過采樣包括：通過添0后用L點DFT來實現(xiàn)，這里，過采樣 率M = L/N根據(jù)系統(tǒng)需要確定，可以不必為（N+G) /N，通過增加 Μ來提升系統(tǒng)BER性能，且Μ 可以不必為整數(shù)。
[0024] 所述步驟D中對噪聲的方差〇2的設(shè)定包括：根據(jù)預(yù)期的系統(tǒng)的噪聲水平預(yù)先指 定。
[0025] 所述步驟F具體包括：當過采樣率Μ為整數(shù)倍時，可以通過簡單的每Μ個子載波里 選一子載波來得到正常頻域里Ν個子載波上的信號但BER性能會有所降低。
[0026] 所述步驟B，C，F(xiàn)1和F2具體包括：所用到的DFT和IDFT可以分別用快速傅立葉 變換（FFT)和快速傅立葉逆變換（IFFT)來實現(xiàn)。
[0027] 以上所述的頻域過采樣對角化最小均方差均衡方法可以通過增加過采樣率，即 FFT大小，來改善系統(tǒng)的BER性能。因此FFT大小可以不必等于N+G。
[0028] 本發(fā)明提供的技術(shù)方案的有益效果是：
[0029] 本發(fā)明結(jié)合了頻域里的過采樣和對角化最小均方差均衡方法，通過增加過采樣率 來改善系統(tǒng)的BER性能。本發(fā)明相對傳統(tǒng)的0FDM均衡方法而言，可以較大的改善BER性能； 相對最小均方差均衡方法而言，復(fù)雜度大大降低，只需要改變DFT的大小，可以很方便的在 實際系統(tǒng)里應(yīng)用。
【附圖說明】
[0030] 從結(jié)合附圖的以下詳細說明中，將會使本發(fā)明的上述和其他目的及優(yōu)點更加完整 清楚，其中，相同或相似的要素采用相同的標號表示。
[0031] 圖1是本發(fā)明所述的ZP類型的0FDM信號示意圖。
[0032] 圖2是本發(fā)明所述的CP類型的0FDM信號示意圖。
[0033] 圖3是本發(fā)明所述的TDS類型的0FDM信號示意圖。
[0034] 圖4是按照本發(fā)明一實施例的頻域過采樣對角化最小均方差均衡方法流程圖；
[0035] 圖5是按照本發(fā)明一實施例的頻域過采樣對角化最小均方差均衡方法的模塊結(jié) 構(gòu)示意圖；
[0036] 具體實施方法
[0037] 下面介紹的是本發(fā)明的多個可能實施例中的一個，旨在提供對本發(fā)明的基本了 解，并不旨在確認本發(fā)明的關(guān)鍵或決定性的要素或限定所要保護的范圍。容易理解，根據(jù)本 發(fā)明的技術(shù)方案，在不變更本發(fā)明的實質(zhì)精神下，本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員可以提出可相互 替換的其他實現(xiàn)方式。因此，以下【具體實施方式】以及附圖僅是對本發(fā)明的技術(shù)方案的示例 性說明，而不應(yīng)當視為本發(fā)明的全部或者視為對本發(fā)明技術(shù)方案的限定或限制。
[0038] 為了使本發(fā)明的目的，技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖4和附圖5對本 發(fā)明實施方式作進一步地詳細描述。作為示例，本發(fā)明所提出的均衡方法只對接收到的一 個OFDM符號進行操作，對其它的OFDM符號則可以采用相同的操作。作為示例，本發(fā)明假設(shè) 針對ZP 0FDM，其中子載波數(shù)為N。多徑的最長路徑為G，保護間隔大于或等于G，參見圖1。 對于循環(huán)前綴（CP)類型OFDM或訓(xùn)練序列（TDS)類型的0FDM，其循環(huán)前綴或訓(xùn)練序列應(yīng)先 從接收到的信號的保護間隔中消除后，保留多徑信道產(chǎn)生的OFDM符號的拖尾才能使用，分 別參見圖2和圖3。由多徑信道產(chǎn)生的OFDM符號的拖尾，在圖1至圖3中以三角形表示。 作為示例，以下步驟只針對一個包括保護間隔的OFDM符號進行處理，其它的OFDM符號可以 采用相同的方法進行處理。本發(fā)明里所提及的過采樣率可以根據(jù)實際應(yīng)用的復(fù)雜度，性能 要求來選擇，可以不必等于（N+G)/N，例如可以選擇為2, 3,4等。也就是DFT大小可以不必 等于N+G。
[0039] 參見圖4和圖5,本發(fā)明提供的頻域過采樣對角化最小均方差均衡方法，其具體包 括以下步驟：
[0040] 步驟S110 :將時域里基帶信號經(jīng)過時域采樣，下變頻、低通濾波，時間、頻率同步 以后，得到基帶離散信號y[n]。對于每一個完整的0FDM符號而言，η = 0，1，...，N+G-1。 這里，η = 〇表示時間同步后一個0FDM符號的第一點，Ν表示發(fā)射端發(fā)送的0FDM符號長度， 也就是0FDM的實際子載波數(shù)，G表示由多徑信道產(chǎn)生的0FDM符號的拖尾長度，也就是多徑 信道的最長路徑的延時。
[0041] 步驟S120:在所述0FDM符號y[n]的后面添0,使得y[n]長度為L，這里L =麗， η = 0,1，. . .，N+G-l，. . .，L-l ;M表示過采樣率。然后對y [η]進行L點快速傅立葉變換 (FFT)，即頻域過采樣，把y [η]轉(zhuǎn)換到過采樣頻域里的L個虛擬子載波上，得到信號Y[k]，k =0，1，...，L-1。本步驟可以由模塊210完成。所得頻域信號可以表示為向量Y= [Y[0] Y[l] ... Y[L_1]]T，這里，上標τ表示轉(zhuǎn)置操作，可以由（1)式表示：
[0042]
(1);
[0043] 其中，對角矩陣Η表示L個子載波的信道信息，其主對角上元素為Η[0]，Η[0]，...， H[L-1]，由步驟S130得到；^表示L點DFT變換矩陣，F(xiàn) Ν1表示Ν點IDFT變換矩陣，向量 νΝ+(；表示L-N點不相關(guān)的均值為0方差為σ 2的高斯噪聲，向量0 和L Ν 分別表示L-N和 L-N-G維零向量。
[0044] 頻域過采樣對角化最小均方差均衡器可以表示為（2)式，具體可以由步驟S130到 S170來實現(xiàn)：
[0045] (2)； \ L- -I 乂
[0046] 其中，I表示單位矩陣，向量
表示Ν個子載波上經(jīng)過均衡 后的信號。
[0047] 步驟S130 :可以采用現(xiàn)有的信道估計方法得到信道的時域沖擊相應(yīng)h[q]，這里q < N。在h [q]后面添加0后進行L點的FFT變換，即頻域過采樣，得到過采樣頻域里L個虛 擬子載波的信道信息H[k]，k = 0,1，. . .，L-1。本步驟可以由模塊220完成。
[0048] 步驟S140 :根據(jù)現(xiàn)有的噪聲估計算法得到信道上高斯噪聲的能量來設(shè)定噪聲的 方差σ2,或者根據(jù)預(yù)期的系統(tǒng)的噪聲水平預(yù)先指定方差值。本步驟可以由模塊230完成。
[0049] 步驟S150 :在過采樣的頻域里利用所述H[k]對所述L個虛擬子載波信號Y[k]進 行均衡.即
°這里，H[k]H表示H[k]的共輒復(fù)數(shù)。得到均衡 后的L個虛擬子載波信號R[k]。本步驟可以由模塊240完成。
[0050] 步驟S160 :把均衡后的L個虛擬子載波信號R[k]利用L點快速傅立葉逆變換 (IFFT)轉(zhuǎn)換到時域里，得到均衡后時域里的信號r[n]，η = 0,1，. . .，L-1。本步驟可以由 模塊250完成。
[0051 ] 步驟S170 :把均衡后時域里的信號r [η]截取前面Ν點，進行Ν點FFT轉(zhuǎn)換，得到Ν 個載波上的均衡后的數(shù)據(jù)信號3[k],這里k = 0,1，. . .，N-l。3[k]可以用來進行后續(xù)的解碼 處理。本步驟可以由模塊260完成。
[0052] 需要理解的是，本發(fā)明實施例的圖1和圖2所示的頻域過采樣對角化最小均方差 均衡方法的具體實現(xiàn)方式不是限制性的，其可以通過軟件或硬件、或它們的組合的方式實 現(xiàn)，例如，通過DSP芯片中寫入用于執(zhí)行以上步驟S110至S170的程序來實現(xiàn)，也可以通過 各種門級電路組合來實現(xiàn)。
[0053] 以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明。凡在本發(fā)明的精神和 原則之內(nèi)，所作的任何修改，優(yōu)化和等同替換等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。例 如，對于中國數(shù)字電視標準DTMB，在接收到的0FDM信號消除訓(xùn)練序列后，也可以看作是ZP 0FDM，因此也可以應(yīng)用本發(fā)明提供的頻域過采樣對角化最小均方差均衡方法。
【主權(quán)項】
1. 一種用于正交頻分復(fù)用（OFDM)系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方 法，其特征在于，所述方法具體包括： 步驟A :將接收到的時域里基帶信號經(jīng)過時域采樣，下變頻、低通濾波，時間、頻率同步 W后，得到基帶離散信號y[n];選取一個完整的OFDM符號，即n = 0,1，. . .，N+G-1 ;運里n =0表示時間同步后OFDM符號的第一點，N表示發(fā)射端發(fā)送的OFDM符號長度，也就是OFDM 的實際子載波數(shù)，G表示由多徑信道產(chǎn)生的OFDM符號的拖尾長度，也就是多徑信道的最長 路徑的延時； 步驟B :在所述的(FDM符號y [n]的后面添0,使得y [n]長度為L運里L = MN,即n = 0，1，. . .，N+G-1，. . .，L-1 ;M表示過采樣率；然后對y[n]進行L點離散傅立葉變換值FT)，即 頻域過采樣，把y [n]轉(zhuǎn)換到過采樣頻域的L個虛擬子載波上，得到信號Y比]，k = 0,1，...， L-I ； 步驟C :采用現(xiàn)有的信道估計方法得到實際頻域里的N個實際子載波的信道信息 HJi]，i = 0,1，...，N-I ;對HJi]進行過采樣率為M的過采樣，得到過采樣頻域里的L個 虛擬信道信息H比]，k = 0,1，. . .，; 步驟D :根據(jù)現(xiàn)有的噪聲估計算法得到信道上高斯噪聲的能量來設(shè)定噪聲的方差O 2; 擊驢R討要拴的頻域里利用所述H比]對所述L個虛擬子載波信號Y比]進行均衡， 即S = 0,1，. ..，kl ;運里，H比]H表示H比]的共輛復(fù)數(shù)，得到均衡后的 L個虛擬子載波信號R比]; 步驟F :把均衡后的L個虛擬子載波上的信號R比]轉(zhuǎn)換到N個實際子載波信號3的。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟A得到的y[n]是基帶信號，允許有一定的頻偏；如果是非基帶信號， 則需要轉(zhuǎn)換到基帶。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟A使用的OFDM信號可W是零填充狂巧類型的0FDM，循環(huán)前綴（CP) 類型OFDM或訓(xùn)練序列燈D巧類型的OFDM;對于循環(huán)前綴（CP)類型OFDM或訓(xùn)練序列燈DS) 類型的0FDM，其循環(huán)前綴或訓(xùn)練序列應(yīng)先從接收到的信號的保護間隔中消除后才能使用。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟C中的過采樣包括：通過對信道時域沖擊相應(yīng)h [q]添加0后進行L 點的DFT變換來實現(xiàn)，運里，h[q]可W通過HJi]進行IDFT得到。5. 根據(jù)權(quán)利要求1或3所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的 方法，其特征在于，所述步驟B和C使用的過采樣通過添0后用L點DFT來實現(xiàn)，運里，過采 樣率M = L/N根據(jù)系統(tǒng)需要確定，可W不必為（N+G) /N，通過增加 M來提升系統(tǒng)邸R性能，且 M可W不必為整數(shù)。6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟D中對噪聲的方差O 2的設(shè)定包括：根據(jù)預(yù)期的系統(tǒng)的噪聲水平預(yù)先 指定。7. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟F具體包括： 步驟Fl :利用L點離散傅立葉逆變換（IDFT)把均衡后的過采樣頻域里L個虛擬子載 波信號R比]轉(zhuǎn)換到時域里，得到均衡后時域里的信號r[n]，n = 0,1，. . .，; 步驟F2 :把均衡后時域里的信號r [n]截取前面N點，進行N點DFT轉(zhuǎn)換，得到實際頻 域里均衡后的N個實際子載波信號3的，運里k = 0,1，. ..，N-1，3的可W用來進行后續(xù)的解 碼處理。8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)接收機的利用頻域過采樣來實現(xiàn)信道均衡的方法， 其特征在于，所述步驟F包括，當過采樣率M為整數(shù)倍時，可W通過簡單的每M個子載波里 選一子載波來得到N個實際子載波上的信號3的。
【文檔編號】H04L27/26GK105991489SQ201510081766
【公開日】2016年10月5日
【申請日】2015年2月10日
【發(fā)明人】鄢炎新
【申請人】鄢炎新