專利名稱：一種單載波頻域均衡系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動(dòng)通信領(lǐng)域，尤其涉及一種單載波頻域均衡系統(tǒng)中的定時(shí)估 計(jì)方法。
背景技術(shù)：
目前，隨著新的通信業(yè)務(wù)需求迅速增大，對(duì)無線通信系統(tǒng)和無線局域網(wǎng)的 傳輸速率提出了更高的要求，而傳輸速率的提高又給常規(guī)單載波系統(tǒng)帶來了更
大的載波頻偏、更嚴(yán)重的ISI (intersymbol-interference，符號(hào)間干擾)等問題。 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing,正交步頁分復(fù)用)4支術(shù)可以 有效的克服頻率選擇性衰弱信道帶來的碼間千擾，逐漸成為無線通信及移動(dòng)通 信領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)，在多種標(biāo)準(zhǔn)中被稱為支撐技術(shù)。但是OFDM技術(shù)對(duì)載波同 步比較敏感，而且PAPR (Peak-to-Average Power Ratio,峰均功率比)較大， 因此單載波頻域均衡系統(tǒng)方案被提出來。SC-FDE (single carrier system with fr叫uency domain equalization,單載波頻域均衡)是寬帶無線傳輸中一種很有 前途的抗多徑干擾的方法，和OFDM—樣采取分塊傳輸，并且采用CP (Cyclic Prefix,循環(huán)前綴)方式，這樣就可以把信號(hào)與信道脈沖響應(yīng)的線性巻積轉(zhuǎn)化 為循環(huán)巻積，并且消除了多徑引起的數(shù)據(jù)塊的干擾。在接收端采用簡(jiǎn)單的頻域 均衡4支術(shù)就可以消除符號(hào)間干擾。SC-FDE系統(tǒng)相比OFDM系統(tǒng)不存在PAPR問 題，所以不需要使用昂貴的線性功率放大器，同時(shí)對(duì)載波同步也不是特別敏感， 因此SC-FDE技術(shù)目前受到越來越多的重視。
數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域中的一個(gè)最核心問題就是同步問題，從技術(shù)上說分為載 波同步與定時(shí)同步。在經(jīng)過無線移動(dòng)信道后的接收端獲取的基帶釆樣信號(hào)中存 在著載波頻率偏差、相位偏差及定時(shí)偏差，這些偏差一般來源于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間晶振的不匹配和無線移動(dòng)信道中多普勒效應(yīng)和頻率選才奪性這幾個(gè)方面， 即便是在信道相對(duì)平坦的室內(nèi)環(huán)境，也會(huì)存在這些偏差。使用塊傳輸技術(shù)的
SC-FDE系統(tǒng)對(duì)這些同步的偏差提出了更高的要求。SC-FDE系統(tǒng)的同步技術(shù)分 為載波同步和定時(shí)同步，其接收端的同步主要有以下幾個(gè)任務(wù)
1) 幀到達(dá)檢測(cè)，用于判定是否檢測(cè)到信號(hào)，這是同步的第一步，只有判 定接收到的是有效信號(hào)才能進(jìn)行后面的處理；
2) 載波頻偏捕獲； 3 )載波頻率跟蹤；
4) 符號(hào)起始位置估計(jì)(塊同步)，即在均衡之前準(zhǔn)確知道起始位置(起始 的傅立葉變換FFT位置)，為獲取更精確的位置，需要定時(shí)估計(jì)；
5) 采樣時(shí)鐘頻率的跟蹤。
SC-FDE射頻信號(hào)在解調(diào)到基帶信號(hào)的過程中，由于受到信道時(shí)延的影響 接收信號(hào)會(huì)存在時(shí)延偏差。時(shí)延偏差對(duì)SC-FDE系統(tǒng)會(huì)造成多方面的影響，一 是使信號(hào)的星座圖發(fā)生了旋轉(zhuǎn)，二是帶來了碼元間干擾(ISI),三是不進(jìn)行時(shí) 偏校正無法進(jìn)行精確的頻偏估計(jì)，四是時(shí)延偏差的存在導(dǎo)致無法獲取準(zhǔn)確的傅 立葉變換窗的起始位置，導(dǎo)致信道估計(jì)、頻域均衡精度下降，五是初始時(shí)延偏 差越大信道追蹤、定時(shí)追蹤、載波追蹤的效果越差，這些都將導(dǎo)致系統(tǒng)無法正 常運(yùn)行。因此初始定時(shí)估計(jì)的準(zhǔn)確性將很大程度上影響系統(tǒng)的性能。 一般的 SC-FDE系統(tǒng)中初始時(shí)延偏差應(yīng)控制在5。/。的碼元時(shí)間以內(nèi)，因此為了維持 SC-FDE系統(tǒng)的良好性能，需要準(zhǔn)確定時(shí)。
現(xiàn)有的SC-FDE系統(tǒng)在塊同步之后，對(duì)于定時(shí)的處理主要有兩種方式，一 種處理方式是直接在定時(shí)跟蹤中補(bǔ)償，把剩余的時(shí)延偏差放到追蹤中解決。另 一種處理方式是進(jìn)行定時(shí)估計(jì)，現(xiàn)有的定時(shí)估計(jì)算法思路和OFDM系統(tǒng)中頻偏 估計(jì)思路相同，通過利用兩段相同輔助數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)在頻域上的相位差 來得到定時(shí)偏差，這種定時(shí)估計(jì)算法具體如下設(shè)獨(dú)特字(UW)序列A的長(zhǎng) 度為L(zhǎng)碼元長(zhǎng)度。令相鄰的兩塊相同的UW序列A組成新的序列[A A]，得到其在接收端的對(duì)應(yīng)的采樣信號(hào)序列分別為《[r(l),…，"丄)]， i 2=[KL + l)，...,K2L)]， r(t) 1={1，2，...}表示接收端的信號(hào)采樣值。由于存在定 時(shí)偏差的原因，理論上R1、 R2序列的傅立葉變換就將時(shí)域上的時(shí)延偏差轉(zhuǎn)化 為頻域上的相位偏差，利用這種相位偏差就能得到所要估計(jì)的時(shí)延偏差。
對(duì)于上述在塊同步后不進(jìn)行定時(shí)估計(jì)直接轉(zhuǎn)入定時(shí)追蹤的算法，由于無線 移動(dòng)信道的初始定時(shí)偏差較大，造成信道估計(jì)、頻域均衡模塊和追蹤模塊估計(jì) 精度降低，穩(wěn)定性差，對(duì)后面的模塊的性能提出了更高的要求。
對(duì)于上述利用接收信號(hào)在頻域上的相位差來進(jìn)行定時(shí)估計(jì)的算法，由于這 類算法需要在頻偏4艮小的情況下才能達(dá)到良好的效果，而在算法應(yīng)用之前接收 端只進(jìn)行了粗頻偏估計(jì)，還存在較大的頻偏，因此得到的定時(shí)估計(jì)結(jié)果精度很 低。同時(shí)算法需要較多的輔助數(shù)據(jù)，會(huì)降低有效數(shù)據(jù)的傳輸速率，同時(shí)算法需 要在頻域上進(jìn)行變換，會(huì)增大了算法的運(yùn)算量及實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種SC-FDE系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法，通過設(shè)定特有的前導(dǎo)數(shù) 據(jù)塊結(jié)構(gòu)，在完成塊同步之后，通過數(shù)據(jù)輔助類型的ML( Maximum Likelihood, 最大似然)搜索算法和無數(shù)據(jù)輔助類型的O&M (Oerder and Meyr)算法相結(jié) 合，直接在時(shí)域上得到定時(shí)估計(jì)。
本發(fā)明所述技術(shù)方案如下
一種單載波頻域均衡系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法，接收端的采樣率為4倍采樣， 包括步驟
A、 利用基于BAKER碼的最大似然搜索算法得到最接近定時(shí)位置的采樣
點(diǎn)Q;
B、 以Q為起始位置，截取數(shù)據(jù)段[KQ)，…，K2 + 4M-1)],用符號(hào) <S = [s(l)，…，s(4M)]表示，即S = [s(l)，…,s(4M)] = [KQ)，…，KG + 4M -1)〗，其中M 為截取的數(shù)據(jù)段中的碼元數(shù)，與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度相同，將S通過第一帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波后得到《0)，《0)-I^(1)，…a(4M)];
C、計(jì)算F(|《(2)|) = |s(2)f+^(2)1,2 = 1.....4M， F()為非線性函數(shù)，將得到
的F(1《(^)1)通過第二帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波后得到, ^(z)-b2(l)，…，^(4M)];
^ W 一 、
D、計(jì)算剩余定時(shí)偏差^ = -一arg 5>2(2>—7 ,令V-4表示接收端的采
2" 、 z=1 J
「4M —A 、
樣率為4倍采樣，即^ =--arg J>2(2)e— 7 ，總的定時(shí)估計(jì)值為(K-I-l)T/4+S ,
、 z=1 J
其中T為碼元傳輸時(shí)間，K-I-l為根據(jù)塊同步確定出的采樣點(diǎn)位置得到的前導(dǎo) 數(shù)據(jù)中BAKER碼的起始位置的估計(jì)值P的偏移量。 較佳地，所述步驟A具體包括步驟
Al、在塊同步使用的輔助數(shù)據(jù)后加上N碼元長(zhǎng)度的前導(dǎo)數(shù)據(jù)作為最大似 然搜索算法的輔助數(shù)據(jù)，所述前導(dǎo)數(shù)據(jù)由N-L碼元長(zhǎng)度的無效碼元和L碼元 長(zhǎng)度的BAKER碼組成；
A2、根據(jù)塊同步確定出的采樣點(diǎn)位置得到前導(dǎo)數(shù)據(jù)中BAKER碼的起始位 置的估計(jì)值P;
A3、由估計(jì)值P確定BAKER碼的起始位置的搜索范圍為以P點(diǎn)為中心， 前后各I個(gè)采樣點(diǎn)，由搜索范圍確定出與BAKER碼作相關(guān)計(jì)算所需要的接收 序列R;
A4、計(jì)算21+1個(gè)BAKER碼序列B與接收序列R的相關(guān)值的;f莫平方C(k),
，k=1....2I+l;
A5、求C(k)最大值對(duì)應(yīng)的序號(hào)K，得到相對(duì)估計(jì)位置P的偏移量AT-K-I-1， 由此確定BAKER碼的新起始位置Q,其位置為Q-P+八T,此位置最接近定時(shí) 位置。
較佳地，所述無效碼元為8碼元長(zhǎng)度的Chu序列的前3個(gè)碼元，所述BAKER碼為13碼元長(zhǎng)度的序列B， B=[B(1),.....B(13)] = [-1 -1 -1 -1-111 -1 -1 1 -1 1 -l]，即N=16， L=13。
較佳地，所述R為[K戶—/)，…，K戶+ 52 + /)]，用式子A = [F(l)，...,F(52 + 2/)] 表示，即W =[F(l)，.'.，F(xiàn)(52 + 2/)] = [rCP-/),'.'，KP + 52 + /)] , R^2I+L*4 = 21+52個(gè)采樣點(diǎn)，其中r()為接收信號(hào)采樣值。
較佳地，所述位置偏移量AT的值為正值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù)傳 輸方向偏移，所述位置偏移量AT的值為負(fù)值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù)傳 輸?shù)姆捶较蚱啤?br> 較佳地，所述第一帶通濾波器是中心頻率為1/2T的帶通濾波器，所述第 二帶通濾波器是中心頻率為1/T的帶通濾波器。 本發(fā)明有益效果如下
本發(fā)明通過設(shè)定特有的前導(dǎo)數(shù)據(jù)塊結(jié)構(gòu)，在完成塊同步之后，通過數(shù)據(jù)輔 助類型的ML搜索算法得到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)，將定時(shí)偏差鎖定到一個(gè) 采樣點(diǎn)的偏差，此時(shí)再利用改進(jìn)后的無數(shù)據(jù)輔助類型的0&M算法估計(jì)剩余定 時(shí)偏差，通過插值模塊進(jìn)行進(jìn)一步的定時(shí)校正。采用本發(fā)明后全數(shù)字接收機(jī)可 直接在時(shí)域上得到定時(shí)估計(jì)結(jié)果，其精度很高，并且整個(gè)定時(shí)估計(jì)過程中只需 要較少的輔助數(shù)據(jù)，有非常高的實(shí)用價(jià)值。


圖1為本發(fā)明所述SC-FDE系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法的流程圖； 圖2為當(dāng)D的取^f直為4時(shí)，計(jì)算9個(gè)BAKER碼序列B與接收序列R的 相關(guān)值的模平方C(k)的最大值的示意圖3為本發(fā)明中利用改進(jìn)后的O&M算法進(jìn)一步估計(jì)剩余定時(shí)偏差的示意圖。
具體實(shí)施方式
由于實(shí)際中的全數(shù)字接收機(jī)利用的是插值算法來恢復(fù)定時(shí)數(shù)據(jù)，因此接收
端一般都是至少4倍采樣，即一個(gè)碼元至少有4個(gè)采樣點(diǎn)。在塊同步完成后，
會(huì)得到粗略的采樣點(diǎn)位置，但此時(shí)只是將起始位置鎖定在一個(gè)較小的范圍。為 了得到精確的起始位置，需要進(jìn)行進(jìn)一步的定時(shí)估計(jì)，即精定時(shí)估計(jì)。本發(fā)明
通過設(shè)定特有的前導(dǎo)數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，在完成塊同步之后，通過數(shù)據(jù)輔助類型的ML 搜索算法得到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)，將定時(shí)偏差鎖定到一個(gè)采樣點(diǎn)的偏 差，此時(shí)的待估計(jì)范圍已經(jīng)縮小到了 (-T/V,T/V), T為碼元傳輸時(shí)間，V為接 收端的采樣率， 一般情況下為4倍采樣，即范圍縮小到(-T/4，T/4)。此時(shí)再 利用改進(jìn)后的無數(shù)據(jù)輔助類型的0&M算法估計(jì)剩余定時(shí)偏差，通過插值模塊 進(jìn)行進(jìn)一步的定時(shí)校正。采用本發(fā)明后全數(shù)字接收機(jī)可直接在時(shí)域上得到定時(shí) 估計(jì)結(jié)果，其精度很高，并且整個(gè)定時(shí)估計(jì)過程中只需要較少的輔助數(shù)據(jù)，有
非常高的實(shí)用價(jià)值。
下面結(jié)合各個(gè)附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)過程4故進(jìn)一 步詳細(xì)的說明。
請(qǐng)參閱圖1,該圖為本發(fā)明所述SC-FDE系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法的流程圖， 其具體實(shí)現(xiàn)過程如下
步驟10、在塊同步使用的輔助數(shù)據(jù)后加上N碼元長(zhǎng)度的前導(dǎo)數(shù)據(jù)作為ML 搜索算法的輔助數(shù)據(jù)，所述前導(dǎo)數(shù)據(jù)由N-L碼元長(zhǎng)度的無效碼元和L碼元長(zhǎng) 度的BAKER碼組成。
本發(fā)明中采用特定的前導(dǎo)數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)的原因如下
BAKER碼具有強(qiáng)自相關(guān)特性，長(zhǎng)度為L(zhǎng)的BAKER碼在自相關(guān)位置能量最 強(qiáng)為L(zhǎng),而其余位置的能量都為l,正因?yàn)檫@點(diǎn)使得即使在存在一定頻偏和衰弱 的條件下也能準(zhǔn)確的搜索到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)。增加的無效碼是為了確 保在搜索范圍內(nèi)的強(qiáng)相關(guān)性。
實(shí)際中可選用8碼元長(zhǎng)度的Chu序列中的前3個(gè)碼元做為無效碼元， BAKER碼為13個(gè)碼元長(zhǎng)度B呵B(l)，.....B(13)]=[畫l -1曙l -1-111 -1 -11-11 -1],此時(shí)接收端的采樣率為4倍采樣，接收信號(hào)采樣值為r(t)t={l,2，...}。步驟11、根據(jù)塊同步確定出的采樣點(diǎn)位置得到前導(dǎo)數(shù)據(jù)中BAKER碼的起 始位置的估計(jì)值P。
步驟12、由估計(jì)值P確定BAKER碼的起始位置的搜索范圍為以P點(diǎn)為 中心，前后各I個(gè)采樣點(diǎn)。由搜索范圍確定出與BAKER碼作相關(guān)計(jì)算所需要 的接收序列R;
所述R為[K尸—/),…,K尸+ 52 + 7)]，用式子W =『(1)，...7(52 + 2/)]表示， 即i :[F(l),…，F(xiàn)(52 + 2/)]:[K戶—/),…，K尸+ 52十/)] ， R共2I+L*4 = 21+52個(gè) 采樣點(diǎn)，其中r()為接收信號(hào)采樣值。
步驟13、計(jì)算2I+l個(gè)BAKER碼序列B與接收序列R的相關(guān)值的模平方C(k)，
"=1
k=1....2I+l
若步驟12中選定的I值為4，則需要計(jì)算A^[F(1),F(5),…,F(49)]與序列B的 相關(guān)值的模平方C(l), & = [F(2),F(6),…，F(xiàn)(50)]與序列B的相關(guān)值的模平方 C(2)，.....，計(jì)算i ^[K9)，F(xiàn)(13),…，F(xiàn)(57)]與序列B的相關(guān)值的模平方C(9)。
步驟14、求C(k)的最大值對(duì)應(yīng)的序號(hào)K,得到相對(duì)估計(jì)位置P的偏移量 AT=K-I-1，由此確定BAKER碼的新起始位置Q,其位置為Q=P+AT,此位置 最接近定時(shí)位置，以此調(diào)整傅立葉變換窗的起始位置。
本步驟中，所述位置偏移量AT的值為正值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù) 傳輸方向偏移，所述位置偏移量AT的值為負(fù)值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù)
傳車lr的反方向偏移。
請(qǐng)參閱圖2，該圖為當(dāng)I的取值為4時(shí)，計(jì)算9個(gè)BAKER碼序列B與接收序列 的相關(guān)值的模平方C(k)的最大值的示意圖，由圖中可見，輸入數(shù)據(jù)F(")按采樣 節(jié)拍輸入，數(shù)據(jù)放到四個(gè)采樣延時(shí)的緩沖區(qū)中，當(dāng)連續(xù)輸入四個(gè)采樣后，這個(gè) 單元開始計(jì)算(這時(shí)輸入數(shù)據(jù)為F(4)，延時(shí)線輸出為F(O))。每輸入四個(gè)采樣(也 即一個(gè)符號(hào))，BARKER碼更新為下一位。這樣共計(jì)算13輪。最后一輪開始后， 將累加求和器結(jié)果經(jīng)過模平方輸出到MAX單元，進(jìn)行比較，從所有9個(gè)累加結(jié)果中確定出最大值，以此確定出最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)Q。
在上述步驟完成后，能夠得到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)，可將定時(shí)偏差鎖
定到一個(gè)釆樣點(diǎn)的偏差，即l/4個(gè)碼元的偏差。下面利用改進(jìn)后的0&M算法進(jìn) 一步估計(jì)剩余定時(shí)偏差，以達(dá)到準(zhǔn)確定時(shí)估計(jì)的目的。
請(qǐng)參閱圖3 ，該圖為本發(fā)明中利用改進(jìn)后的0&M算法進(jìn)一 步估計(jì)剩余定時(shí) 偏差的示意圖，0&M算法對(duì)頻偏不敏感，不需要數(shù)據(jù)輔助，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，在起 始位置較為準(zhǔn)確即存在一定較小的定時(shí)偏差的情況下精度較高，實(shí)現(xiàn)起來較為 容易。調(diào)整0&M算法的非線性形式不僅不會(huì)降低非衰弱信道下的抖動(dòng)方羞， 而且能夠降低無線移動(dòng)信道下的抖動(dòng)方差，提高估計(jì)精度。0&M算法的基本 原理是匹配濾波輸出的信號(hào)經(jīng)過非線性處理后的信號(hào)如果具有周期平穩(wěn)特性， 那么在符號(hào)率位置就有譜線產(chǎn)生。這就可以用Fourier級(jí)數(shù)展開計(jì)算譜線。在 0&M算法的輸入端對(duì)信號(hào)進(jìn)行第一次帶通濾波，在非線性之后進(jìn)行第二次帶 通濾波，都可以降低噪聲對(duì)估計(jì)的影響，減小抖動(dòng)，提高估計(jì)精度。本發(fā)明中 利用改進(jìn)后的0&M算法進(jìn)一步估計(jì)剩余定時(shí)偏差的具體過程如下
步驟15、以Q為起始位置，截取數(shù)據(jù)段[KQ),…，KG + 4M-1)]，用符號(hào) S = [s(1)，...，s(4M)]表示，即= [s(l)，...,s(4M)] = [KQ),…，+ 4M —1)]，其中 M為截取的數(shù)據(jù)段中的碼元數(shù)，與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度相同；
步驟16、將S通過第一帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波后得到， ^)，)，…A(4M)]。
步驟17、計(jì)算F(l《(2)l卜h(》l2+h(么)l,Pl.....4M, F()為非線性函數(shù)，
原有的0&M算法采用的是平方非線性F (|《(2)|) = h (》f ,2 = 1..…4AT ，本發(fā)明 中將其調(diào)整為F (|《(么)|) = h (》「 +151 (》| ,2 = 1.....。
步驟18、將步驟17中得到的F(I《(^)I)通過第二帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波 后得到& 0) ， & (z) =(1),…，& (4M)]。y 廣w
步驟19、計(jì)算剩余定時(shí)偏差^ = - 一Mg
2;r
.2;r 、
,令V-4表示接收端
的采樣率為4倍采樣，即^ = -一arg 2>2(力/1,其中T為碼元傳輸時(shí)間。
2tt 、 - J
步驟20、根據(jù)^通過插值模進(jìn)行校正，得到定時(shí)后的信號(hào)。通過本發(fā)明確 定出的總的定時(shí)估計(jì)值為(K小l)T/4+S 。
上述第一帶通濾波器是中心頻率為1/2T的帶通濾波器，上述第二帶通濾 波器是中心頻率為1/T的帶通濾波器。
明的精神和范圍。這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及 其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動(dòng)和變型在內(nèi)。
權(quán)利要求
1、一種單載波頻域均衡系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法，接收端的采樣率為4倍采樣，其特征在于，包括步驟A、利用基于BAKER碼的最大似然搜索算法得到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)Q；B、以Q為起始位置，截取數(shù)據(jù)段[r(Q)，...，r(Q+4M-1)]，用符號(hào)S＝[s(1)，…，s(4M)]表示，即S＝[s(1)，…，s(4M)]＝[r(Q)，...，r(Q+4M-1)]，其中M為截取的數(shù)據(jù)段中的碼元數(shù)，與發(fā)送端發(fā)送的數(shù)據(jù)塊的長(zhǎng)度相同，將S通過第一帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波后得到C、計(jì)算F()為非線性函數(shù)，將得到的通過第二帶通濾波器進(jìn)行帶通濾波后得到D、計(jì)算剩余定時(shí)偏差令V＝4表示接收端的采樣率為4倍采樣，即總的定時(shí)估計(jì)值為其中T為碼元傳輸時(shí)間，K-I-1為根據(jù)塊同步確定出的采樣點(diǎn)位置得到的前導(dǎo)數(shù)據(jù)中BAKER碼的起始位置的估計(jì)值P的偏移量。
2、 如權(quán)利要求l所述的方法，其特征在于，所述步驟A具體包括步驟 Al、在塊同步使用的輔助數(shù)據(jù)后加上N碼元長(zhǎng)度的前導(dǎo)數(shù)據(jù)作為最大似然搜索算法的輔助數(shù)據(jù)，所述前導(dǎo)數(shù)據(jù)由N-L碼元長(zhǎng)度的無效碼元和L碼元 長(zhǎng)度的BAKER碼組成；A2、根據(jù)塊同步確定出的采樣點(diǎn)位置得到前導(dǎo)數(shù)據(jù)中BAKER碼的起始位 置的估計(jì)值P;A3 、由估計(jì)值P確定BAKER碼的起始位置的搜索范圍為以P點(diǎn)為中心，前后各I個(gè)釆樣點(diǎn)，由搜索范圍確定出與BAKER碼作相關(guān)計(jì)算所需要的接收 序列R;A4、計(jì)算21+1個(gè)BAKER碼序列B與接收序列R的相關(guān)值的才莫平方C(k)，，k=1....2I+l;A5、求C(k)最大值對(duì)應(yīng)的序號(hào)K，得到相對(duì)估計(jì)位置P的偏移量AT二K-I-l, 由此確定BAKER碼的新起始位置Q，其位置為Q=P+AT，此位置最接近定時(shí) 位置。
3、 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述無效碼元為8碼元長(zhǎng)度 的Chu序列的前3個(gè)碼元，所述BAKER碼為13碼元長(zhǎng)度的序列B， B=[B(1), B(13)]=[誦l誦l -1 -1-111 -1 -11-11 -l]，即N=16, L=13。
4、 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述R為 [尸(尸-/),."，廣(尸+ 52 + /)]，用式子=[F(l)，...，F(xiàn)(52 + 2/)]表示，即=[F(l),-.，F(xiàn)(52 + 2/)] = [K^-7)，...，KP + 52 + /)]， R共2I+L*4 = 21+52個(gè)采 樣點(diǎn)，其中r()為接收信號(hào)采樣值。
5、 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述位置偏移量AT的值為正 值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù)傳輸方向偏移，所述位置偏移量AT的值為負(fù) 值時(shí)，表示定時(shí)位置需要向數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆捶较蚱啤?br> 6、 如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述第一帶通濾波器是中心 頻率為1/2T的帶通濾波器，所述第二帶通濾波器是中心頻率為1/T的帶通濾波 器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種單載波頻域均衡系統(tǒng)中的定時(shí)估計(jì)方法，通過設(shè)定特有的前導(dǎo)數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，在完成塊同步之后，通過數(shù)據(jù)輔助類型的ML搜索算法得到最接近定時(shí)位置的采樣點(diǎn)，將定時(shí)偏差鎖定到一個(gè)采樣點(diǎn)的偏差，此時(shí)再利用改進(jìn)后的無數(shù)據(jù)輔助類型的O&M算法估計(jì)剩余定時(shí)偏差，通過插值模塊進(jìn)行進(jìn)一步的定時(shí)校正。采用本發(fā)明后全數(shù)字接收機(jī)可直接在時(shí)域上得到定時(shí)估計(jì)結(jié)果，其精度很高，并且整個(gè)定時(shí)估計(jì)過程中只需要較少的輔助數(shù)據(jù)，有非常高的實(shí)用價(jià)值。
文檔編號(hào)H04B7/26GK101425848SQ20081022767
公開日2009年5月6日 申請(qǐng)日期2008年11月28日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月28日
發(fā)明者吳南潤(rùn), 立 方, 鄭波浪 申請(qǐng)人:北京韋加航通科技有限責(zé)任公司