說明書中闡述。并且，本發(fā)明的部分特征或 優(yōu)點(diǎn)將通過說明書而變得顯而易見，或者通過實(shí)施本發(fā)明而被了解。本發(fā)明的目的和部分 優(yōu)點(diǎn)可通過在說明書、權(quán)利要求書以及附圖中所特別指出的步驟來實(shí)現(xiàn)或獲得。
【附圖說明】
[0047] 附圖用來提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，并且構(gòu)成說明書的一部分，與本發(fā)明的實(shí) 施例共同用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的限制。在附圖中：
[0048] 圖1是根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖。
【具體實(shí)施方式】
[0049] 以下將結(jié)合附圖及實(shí)施例來詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施方式，借此本發(fā)明的實(shí)施人員 可以充分理解本發(fā)明如何應(yīng)用技術(shù)手段來解決技術(shù)問題，并達(dá)成技術(shù)效果的實(shí)現(xiàn)過程并依 據(jù)上述實(shí)現(xiàn)過程具體實(shí)施本發(fā)明。需要說明的是，只要不構(gòu)成沖突，本發(fā)明中的各個(gè)實(shí)施例 以及各實(shí)施例中的各個(gè)特征可以相互結(jié)合，所形成的技術(shù)方案均在本發(fā)明的保護(hù)范圍之 內(nèi)。
[0050] 目前60GHz毫米波通信系統(tǒng)正處于火熱的研究當(dāng)中，已有的標(biāo)準(zhǔn)也不統(tǒng)一，多種不 統(tǒng)一的制式標(biāo)準(zhǔn)導(dǎo)致了不同系統(tǒng)架構(gòu)的間難以實(shí)現(xiàn)兼容匹配。另外，目前較多60GHz毫米波 通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)采用的架構(gòu)仍然是傳統(tǒng)的收發(fā)機(jī)模式，這種模式通常將射頻前端、模擬基帶 和數(shù)字基帶分開設(shè)計(jì)，因此造成模擬基帶電路和數(shù)字基帶電路之間需要一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器 ADC。由于60GHz毫米波通信的通信數(shù)據(jù)率非常高，相對(duì)應(yīng)要求的ADC性能很高，從而造成ADC 設(shè)計(jì)難度和功耗往往很大。除此以外，由于高達(dá)Gbps數(shù)據(jù)率的通信，數(shù)字基帶電路的翻轉(zhuǎn)速 度將很快，造成數(shù)字基帶電路的功耗也很大。
[0051] 針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)中60GHz毫米波通信系統(tǒng)存在的問題，本發(fā)明提出了一種用于高速 通信的混合基帶系統(tǒng)。如圖1所示，在本發(fā)明一實(shí)施例中，系統(tǒng)包含模數(shù)載波恢復(fù)模塊110、 數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120以及時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150。
[0052] 模數(shù)載波恢復(fù)模塊110包含相位旋轉(zhuǎn)器111。模數(shù)載波恢復(fù)模塊110連接到高速通 信系統(tǒng)的輸出，相位旋轉(zhuǎn)器111用于旋轉(zhuǎn)輸入信號(hào)的相位。模數(shù)載波恢復(fù)模塊110用于接收 高速通信系統(tǒng)解調(diào)下來的信號(hào)并通過恢復(fù)發(fā)射機(jī)的相位來消除載波偏差對(duì)信號(hào)的影響。
[0053] 數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120連接到模數(shù)載波恢復(fù)模塊110,用于均衡模數(shù)載波恢復(fù)模塊 輸出的信號(hào)從而減小碼間干擾的影響，進(jìn)而增加信噪比。
[0054] 時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150連接到數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120,用于恢復(fù)時(shí)鐘并解調(diào)數(shù)據(jù) 反饋均衡模塊120輸出的信號(hào)以獲取并輸出最終解調(diào)信號(hào)。
[0055] 進(jìn)一步的，在本實(shí)施例中，數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120、模數(shù)載波恢復(fù)模塊110和時(shí)鐘和 數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150均為可配置的自適應(yīng)模塊。射頻信號(hào)經(jīng)過高速通信系統(tǒng)的正交相移鍵控 (Quadrature Phase Shift Keyin，QPSK)解調(diào)器后輸入到可配置模數(shù)載波恢復(fù)模塊110中 的相位旋轉(zhuǎn)器111，相位旋轉(zhuǎn)器111旋轉(zhuǎn)輸入進(jìn)來的信號(hào)，使得其輸出信號(hào)不再因?yàn)檩d波相 位和頻率不一致而帶來的惡化。相位旋轉(zhuǎn)器111輸出信號(hào)送給數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120,該部 分減小因?yàn)樾诺阑蚓幋a等原因引起的碼間干擾而造成的信噪比的惡化。數(shù)據(jù)反饋均衡模塊 120輸出信號(hào)給時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150的采樣輸出部分。
[0056] 在本實(shí)施例中，數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120的采用是因?yàn)樾诺赖臅r(shí)變性和不可預(yù)知性。 數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120的自適應(yīng)均衡過程就是調(diào)整環(huán)路濾波器系數(shù)，使得均衡輸出信號(hào)同 理想輸出之間的誤差的均方誤差達(dá)到最小，而調(diào)整濾波器系數(shù)的方式是朝著均方誤差球面 的最陡下降方向進(jìn)行逐步迭代，最后達(dá)到最小均方誤差。而調(diào)整的步長(zhǎng)也即環(huán)路濾波器的 增益同收斂速度、系統(tǒng)穩(wěn)定性、輸入信噪比、最終的收斂誤差都有很大關(guān)系，所以本述發(fā)明 可以通過配置的方式靈活選擇收斂步長(zhǎng)，從而在上述折中中選擇最優(yōu)結(jié)果。
[0057] 為了減小輸出誤差，在本實(shí)施例中，模數(shù)載波恢復(fù)模塊110還包含第一誤差檢測(cè)器 112以及第一環(huán)路濾波器113,其中：第一誤差檢測(cè)器112連接到時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150的 輸出（系統(tǒng)最后的輸出）上，用于檢測(cè)最終解調(diào)信號(hào)從而獲取第一誤差信號(hào)；第一環(huán)路濾波 器113與第一誤差檢測(cè)器112相連，第一環(huán)路濾波器113基于第一誤差檢測(cè)器112輸出的誤差 信號(hào)輸出用于控制相位旋轉(zhuǎn)器111的第一控制字;相位旋轉(zhuǎn)器111與第一環(huán)路濾波器113相 連，相位旋轉(zhuǎn)器111在第一控制字的控制下將輸入信號(hào)旋轉(zhuǎn)相應(yīng)的相位后輸出。
[0058] 模數(shù)載波恢復(fù)模塊110主要解決由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)本振因?yàn)轭l率漂移和相位不 一致引起的信號(hào)畸變。在本實(shí)施例中，針對(duì)的是60GHz上的正交相移鍵控（Quadrature Phase Shift Keyin，QPSK)調(diào)制方式?？膳渲媚?shù)載波恢復(fù)模塊110接收到的信號(hào)可以用下 式表示：
[0059]
(Π 〇
[0060] 式1 中：
[0061 ] t為時(shí)間變量；
[0062] X為受到干擾后輸入到相位旋轉(zhuǎn)器111的信號(hào)瞬時(shí)相位；
[0063] △ f和Δρ分別表示接收機(jī)和發(fā)射機(jī)之間存在的頻差和初始相位差；
[0064] I和Q為受到干擾前的輸入正交信號(hào)；
[0065] I(in)和Q(in)為受到干擾后輸入到相位旋轉(zhuǎn)器111的信號(hào)；
[0066] amp表示受到干擾后輸入到相位旋轉(zhuǎn)器111的信號(hào)瞬時(shí)幅度。
[0067] 由式1可以看到，當(dāng)輸入I/Q受到Af和Δρ干擾后，進(jìn)入到相位旋轉(zhuǎn)器111的輸入信 號(hào)I(in)和Q(in)在幅度上就會(huì)出現(xiàn)畸變。信號(hào)經(jīng)過相位旋轉(zhuǎn)器111旋轉(zhuǎn)之后可以用下式表 示：
[0068] (2)
[0069]式2 中：
[0070] I(〇ut)和Q(out)為相位旋轉(zhuǎn)器111輸出的信號(hào)；
[0071 ] y為相位旋轉(zhuǎn)器的旋轉(zhuǎn)角度。
[0072]從式2可以看到，旋轉(zhuǎn)之后正交信號(hào)的相位相比于在原信號(hào)有所補(bǔ)償，當(dāng)補(bǔ)償量同 輸入相差不一致時(shí)輸出信號(hào)同樣在幅度上有所畸變，這個(gè)畸變的信號(hào)會(huì)使得第一誤差檢測(cè) 器112檢測(cè)出誤差供給第一環(huán)路濾波器113使用，當(dāng)補(bǔ)償?shù)牧客菊裨斐傻钠钕嗤瑫r(shí)環(huán)路 就會(huì)進(jìn)入鎖定狀態(tài)。由于相位旋轉(zhuǎn)器111改變的是相位量，而本振的偏差量中含有頻率偏 差，要跟蹤頻差引起的相差，第一環(huán)路濾波器113至少設(shè)計(jì)為二階。當(dāng)環(huán)路進(jìn)入跟蹤鎖定狀 態(tài)后，初始的相位差被糾正，存在的頻差也在二階數(shù)字第一環(huán)路濾波器113中被跟蹤，每時(shí) 鐘周期輸出控制字使相位旋轉(zhuǎn)器111旋轉(zhuǎn)的相位同由頻率引起的相位一致，從而恢復(fù)出載 波。
[0073] 另外，由于環(huán)路的鎖定速度和穩(wěn)定性同頻率積分路徑的增益有很大的關(guān)系，而頻 率積分路徑同能夠糾正的頻率偏差也有直接關(guān)系，所以本發(fā)明的系統(tǒng)可以通過實(shí)際中的頻 率偏差范圍配置頻率路徑的增益，從而在鎖定速度和穩(wěn)定性已經(jīng)功能上做最優(yōu)的選擇。
[0074] 數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120解決因?yàn)樾诺酪鸬拇a間干擾，可以由下式簡(jiǎn)單表示帶限 信道的沖擊響應(yīng)的采樣。
[0075] h(t) = Hi(t)+H(t-nT) (n = 1,2......) (3)
[0076] 在式3中：h(t)表示在時(shí)刻t時(shí)帶限信道的總沖擊響應(yīng)。其中，m(t)表示對(duì)當(dāng)前時(shí) 刻t的信號(hào)的響應(yīng);H(t-nT)表示對(duì)η個(gè)采樣時(shí)鐘后的信號(hào)產(chǎn)生的響應(yīng)(干擾），其中η為整數(shù)， Τ為采樣時(shí)鐘的周期。
[0077]從式3中可以看到，時(shí)刻t的信號(hào)會(huì)對(duì)下一個(gè)時(shí)鐘Τ采樣的信號(hào)產(chǎn)生干擾。本實(shí)施例 的數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120就是減小甚至消除這個(gè)干擾。
[0078]在本實(shí)施例中，數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120包括用于放大信號(hào)的第一放大器121以及用 于傳輸信號(hào)的第一信號(hào)通路，其中：第一放大器121的輸入與模數(shù)載波恢復(fù)模塊110的輸出 (相位旋轉(zhuǎn)器111的輸出）相連;第一信號(hào)通路的輸入與第一放大器121的輸出相連，第一信 號(hào)通路的輸出為數(shù)據(jù)反饋均衡模塊的輸出。
[0079]進(jìn)一步的，在本實(shí)施例中，數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120還包含數(shù)據(jù)反饋均衡器122,數(shù)據(jù) 反饋均衡器122是對(duì)當(dāng)前數(shù)據(jù)引入的損耗進(jìn)行補(bǔ)償，其包括：
[0080] 第二誤差檢測(cè)器125,其與時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊150的輸出相連，用于檢測(cè)最終解 調(diào)信號(hào)從而獲取第二誤差信號(hào)；
[0081] 數(shù)據(jù)采樣器126,其連接到第一信號(hào)通路，用于采集第一信號(hào)通路上傳輸?shù)哪M信 號(hào)并將采集到的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字采樣信號(hào)；
[0082] 第二環(huán)路濾波器124,其與第二誤差檢測(cè)器125以及數(shù)據(jù)采樣器126相連，用于基于 第二誤差信號(hào)以及數(shù)字采樣信號(hào)輸出第二控制字；
[0083]第一均衡電流源支路123,其與第二環(huán)路濾波器124相連并連接到第一信號(hào)通路用 于基于第二控制字向第一信號(hào)通路輸出特定大小和方向的第一支路電流以均衡第一信號(hào) 通路上傳輸?shù)男盘?hào)數(shù)據(jù)。第一均衡電流源支路123在第一信號(hào)通路的接入位置為數(shù)據(jù)采樣 器126接入點(diǎn)與第一放大器121輸出之間的位置，這樣數(shù)據(jù)采樣器126采樣的就為第一均衡 電流源支路123均衡后的結(jié)果信號(hào)。
[0084]進(jìn)一步的，在本實(shí)施例中，數(shù)據(jù)反饋均衡模塊120還包含尾巴均衡器130。；尾巴均 衡器是對(duì)前面已經(jīng)接收到的數(shù)據(jù)引入的串?dāng)_進(jìn)行補(bǔ)償和消除，其包括：