專利名稱：用于多標準通信終端的電路裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種如權(quán)利要求1的前序部分所述的用于多標準通信終端的電路裝置。
在如今常規(guī)的通信系統(tǒng)中，尤其是在那些實現(xiàn)無線通信的系統(tǒng)中，需要接收預定帶寬B的模擬信號。該帶寬B是系統(tǒng)規(guī)定的。譬如，在全球移動通信系統(tǒng)(GSM)中的信號帶寬B為200kHz，而在CDMA(碼分多址)系統(tǒng)IS-95中該帶寬為1.25MHz。
已經(jīng)公知一些多標準設備(也稱多頻帶設備)，它們可以支持多個系統(tǒng)標準，譬如既支持GSM又支持IS-95。該設備為每個系統(tǒng)標準使用一個自己的、由標準規(guī)定的模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器，且在數(shù)字范圍內(nèi)，該轉(zhuǎn)換器上接有一個相應最優(yōu)化的同樣由標準規(guī)定的選擇濾波器。這些模數(shù)轉(zhuǎn)換器各自對帶寬為B’的信號進行數(shù)字化，其中該帶寬B’大于所述帶寬B。所述選擇濾波器對每次所需的由標準規(guī)定的帶寬B進行頻帶限制，并對采樣速率進行抽減(縮減采樣速率)。由模數(shù)轉(zhuǎn)換器和選擇濾波器構(gòu)成的每個組合都是固定地預定的。
在這種已知的通信終端中有個缺點，就是使用由標準規(guī)定的模數(shù)轉(zhuǎn)換器和所屬由標準規(guī)定的選擇濾波器會帶來較大的硬件費用。該設備的另一缺點在于，事后引入其它系統(tǒng)標準通常只能通過改變硬件層來實現(xiàn)。
本發(fā)明所基于的任務在于，創(chuàng)造一種用于多標準通信終端的電路裝置，它可以利用較低的硬件費用來實現(xiàn)。在用該多標準通信終端而接收的系統(tǒng)標準方面，該電路裝置尤其可提供較高的靈活性。
本發(fā)明所基于的上述任務由權(quán)利要求1的特征部分來實現(xiàn)。
由于所述數(shù)字濾波器的通帶寬度的可變性，可以利用該濾波器實現(xiàn)由標準規(guī)定的頻帶限制，其中一個或同一個數(shù)字濾波器被用于所有接收的系統(tǒng)標準的帶寬限制。由此可以減少硬件費用，原因是不再需要為每個系統(tǒng)標準設立一個自己的、為該標準而設計的數(shù)字濾波器。
此外，利用濾波器合適的編程功能性，還可以實現(xiàn)在事后引入需添加的系統(tǒng)標準。由此提高了多標準通信終端的靈活性和功能范圍。
一方面，所選的系統(tǒng)標準可以以自動的方式進行確定，其中，由所述的電路裝置通過分析相應的HF輸入信號、特別是無線電信號來識別所接收的系統(tǒng)標準，并隨后對與該被識別的系統(tǒng)標準相應的、數(shù)字濾波器的通帶寬度進行調(diào)整。于是，當系統(tǒng)標準有局部變化時，總是可以負責將所述的多標準通信終端調(diào)整到該局部的系統(tǒng)標準。另一方面，也可以由用戶自己來選擇系統(tǒng)標準。如果存在多個系統(tǒng)標準的無線電信號，則這需要用戶在不同的標準、譬如GSM和IS-95之間有目的地進行選擇。由于不同的系統(tǒng)標準通常也是基于不同的網(wǎng)絡和不同的網(wǎng)絡運營商，所以用戶也可以在網(wǎng)絡的不同功能特征和網(wǎng)絡運營商提供的功能或業(yè)務之間進行選擇。
此處采用的概念“系統(tǒng)標準”應以較寬的意義來理解。如果系統(tǒng)采用不同帶寬的HF輸入信號(無線電信號)，則(至少)一直會有此處所采用的語言用法所述的不同系統(tǒng)標準。
所述通過下混頻產(chǎn)生的模擬接收信號既可以是基帶信號，也可以是中間頻率范圍(譬如GSM中的300MHz)內(nèi)的信號。換句話說，本發(fā)明既包括按零拍原理工作的、用于“直接轉(zhuǎn)換收信機”的電路裝置，還包括用于外差式收信機的電路裝置。
優(yōu)選地，所述選擇單元另外還包括一種可變化地縮減采樣速率的采樣速率縮減電路，其中根據(jù)所需的系統(tǒng)標準來確定所述在工作中被調(diào)整的采樣速率縮減。通過該措施，除了所述由標準規(guī)定的頻帶限制之外，還按標準規(guī)定來縮減采樣速率。由此，可以如此地調(diào)整選擇單元輸出端上的采樣速率，使得它在符號速率和信號動態(tài)方面能夠滿足各個系統(tǒng)標準的不同要求。
所述數(shù)字濾波器在結(jié)構(gòu)上可以以不同的方式來實現(xiàn)。
在本發(fā)明的第一優(yōu)選實施方案變型中，所述的數(shù)字濾波器被構(gòu)造成具有系數(shù)輸入端的集成電路形式，以便調(diào)整濾波器系數(shù)。通過輸入給某一系統(tǒng)標準所分配的濾波器系數(shù)，便可以(按系統(tǒng)標準規(guī)定)對該濾波器進行配置。為了存儲該濾波器系數(shù)，在所述集成電路內(nèi)包含了一個與所述系數(shù)輸入端進行通信的移位寄存器。
在第二優(yōu)選實施方案變型中，所述數(shù)字濾波器包括一種可編程的、其中存放有表格的只讀存儲器(EEPROM)，所述表格給每個系統(tǒng)標準分配一組濾波器系數(shù)。在該情形下，所需的濾波器系數(shù)已包含在所述數(shù)字濾波器芯片內(nèi)，且只須通過從外邊進行選擇便可以調(diào)用所需的系數(shù)組。在該變型方案中，通過對所述只讀存儲器進行再編程(也即存儲新的系數(shù)組)來使數(shù)字濾波器與新的系統(tǒng)標準相匹配，這是比較有利的。
為了實施表示該濾波的運算操作，該濾波器可以包括固定接線的數(shù)字電路，譬如加法器、乘法器、移位寄存器，等等。在此，具體的電路結(jié)構(gòu)確定了所述濾波器的類型(譬如串聯(lián)、并聯(lián)、FIR、IIR，等等)。另一種可能性在于，所述的數(shù)字濾波器被構(gòu)造為可編程的信號處理器形式。在該情形下，所采用的濾波器類型首先是可變的，而且還可以通過對信號處理進行編程來規(guī)定該濾波器類型。
可以采用FIR和/或IIR濾波器來作為所述的數(shù)字濾波器。IIR濾波器比FIR濾波器具有更高的選擇性和更低的計算需要量，但后者另外也有個優(yōu)點，即它總是具有一個極小的變化陡度，并與所述系數(shù)的選擇無關(guān)，也就是說對于所有系統(tǒng)標準它都有同樣好的穩(wěn)定性能。
從計算費用盡可能低的觀點來看，可以用如下特征來有利地實現(xiàn)所述的數(shù)字濾波器該數(shù)字濾波器由多個單個的濾波器構(gòu)成，所述的采樣速率縮減電路由多個單個的采樣速率縮減電路構(gòu)成，以及所述的單個濾波器和單個的采樣速率縮減電路交替地串聯(lián)排列。
為了提高轉(zhuǎn)換精度，優(yōu)選采用尤其是三階的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器作為所述的模數(shù)轉(zhuǎn)換器。由此可以大大減小量化誤差，并由此改善了所述選擇單元的輸出端處的信噪比。
本發(fā)明的其它優(yōu)選擴展方案由從屬權(quán)利要求給出。
下面參考附圖并借助實施例來闡述本發(fā)明；在附圖中

圖1示出了本發(fā)明用于零拍收信機的電路裝置的框圖；圖2示出了選擇單元的框圖；圖3示出了并聯(lián)的FIR濾波器的框圖；圖4示出了具有可編程只讀存儲器的串聯(lián)FIR濾波器的框圖；圖5以過采樣為函數(shù)的形式示出了普通模數(shù)轉(zhuǎn)換器和Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪比(SNR)圖；以及圖6示出了選擇單元輸出端處的信號動態(tài)與選擇單元輸出端的采樣速率之間的依賴關(guān)系圖。
圖1示出了本發(fā)明的電路裝置，正如其可以應用在通信終端、譬如移動無線電系統(tǒng)的移動臺內(nèi)一樣。
電路裝置的高頻部分1包含有具有自動放大調(diào)整1.1的放大器，其信號輸入端與接收天線6相連。
由接收天線6接收從未示出的基站所發(fā)射出的無線電信號FS1和FS2。該兩個無線電信號FS1和FS2基于的是不同的移動無線電標準S1和S2。不同移動無線電標準的例子有US美洲標準AMPS(高級移動電話業(yè)務)和IS-95(暫行標準95)或泛歐洲標準GSM及其變型DCS1800(數(shù)字蜂窩系統(tǒng)1800)。因此，如果S1和S2具有不同的帶寬BS1和BS2，則就是指不同的系統(tǒng)標準S1和S2。但是，系統(tǒng)標準S1、S2通常還要以許多其它參數(shù)來進行區(qū)分，譬如載波頻率、多路接入的方式、比特率、調(diào)制方式、信源及信道編碼等等。
無線電信號FS1和FS2在放大器1.1中被放大。放大器1.1在其輸出端上提供一個模擬的、對應于疊加接收無線電信號(FS1，F(xiàn)S2)的HF接收信號。該HF接收信號被輸入到兩個并聯(lián)的第一和第二下混頻器2.1及2.2的輸入端。
兩個下混頻器2.1和2.2的混頻fM由本地振蕩器7的混頻信號8來提供?；祛l信號8被直接輸入到第一下混頻器2.1，而該信號在輸入到第二下混頻器2.2之前要經(jīng)過90°移相器2.3。從第一下混頻器2.1輸出的經(jīng)下混頻的模擬接收信號9通常被稱為同相(I)接收信號，而從所述第二下混頻器2.2輸出的移相模擬接收信號9’被稱為正交(Q)接收信號。
所述兩個下混頻器2.1和2.2以及所述的90°移相器2.3一起組成了圖1中用點劃線畫出的接收混頻級2。
所述模擬的I及Q接收信號9、9’的進一步處理是相同的。因此，下面只借助模擬的I接收信號9來進行講述。另外，為了簡化敘述，只考察基帶范圍，也就是說基于零拍收信機。下面的說明也可以以類似的方式應用到外差式收信機，其中用中間頻率范圍來代替所述的基帶范圍，并且考慮用一種具有可變通帶寬度的帶通濾波器來代替下面還將詳細講述的、具有可變通帶寬度的數(shù)字低通濾波器。
所述模擬的I接收信號9被輸入到模擬低通濾波器10中。該低通濾波器10按帶寬B’對接收信號進行第一頻帶限制。所述帶寬B’不是由標準規(guī)定的，所以它必須大于整個接收無線電信號FS1、FS2的帶寬BS1、BS2的最大者。
由模擬低通濾波器10(或在Q支路方面是由模擬低通濾波器10’)輸出的模擬I接收信號11(或模擬Q接收信號11’)被輸入到信號處理電路3(或3’)中。該信號處理電路3在輸入側(cè)具有一個Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1和后接于其上的選擇單元3.2。
所述Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1用采樣頻率fA對該模擬I接收信號11進行采樣。為了實現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換精度，所述Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1以過采樣的方式進行工作，也就是說fA＞2B’。
Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1可以為一階或高階的轉(zhuǎn)換器。階數(shù)越高，轉(zhuǎn)換精度也越高-但利用高階也提高了計算費用。三階Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1能夠為本發(fā)明在轉(zhuǎn)換精度和計算費用之間實現(xiàn)較好的折中。Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器的構(gòu)造基本上是已知的，因此在下文不再作詳述。
由Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1輸出的數(shù)字接收信號12被輸入到選擇單元3.2的數(shù)字濾波器3.2.1中。按照本發(fā)明，該數(shù)字濾波器3.2.1具有可變動調(diào)節(jié)的通帶寬度DB。
另外，所述選擇單元3.2還具有一種采樣速率縮減運算器3.2.2。由該采樣速率縮減運算器3.2.2來實現(xiàn)把選擇單元3.2的輸入端處的采樣速率fA降低到選擇單元3.2的輸出端處的采樣速率fB。
為了調(diào)整所述數(shù)字(低通)濾波器3.2.1的通帶寬度DB，設置了一個控制單元5，由該單元向濾波器3.2.1輸入帶寬調(diào)整信號13。除了所述的帶寬調(diào)整信號13之外，控制單元5還輸出一個采樣速率縮減調(diào)整信號14，該信號被輸入到所述的采樣速率縮減運算器3.2.2中，并通知該運算器一個所需的輸出側(cè)采樣速率fB。
在所述選擇單元3.2的輸出端(對于I支路)提供一個帶寬被限制的數(shù)字輸出信號15。該輸出信號15與Q支路相應產(chǎn)生的、帶寬被限制的數(shù)字輸出信號15’一起被輸入到數(shù)字信號處理器(DSP)4。
所述DSP4以常規(guī)的方式實現(xiàn)進一步的信號處理步驟。對此，該DSP4可以按圖中未示出的方式包括有信道估測器、數(shù)據(jù)檢測器、解交織器、信道解碼器以及信源解碼器，等等。
信道估測器的任務是在規(guī)則的時間間隔內(nèi)(譬如每1ms)對時變的移動無線電信道的傳輸函數(shù)進行測定。由于該傳輸函數(shù)是基于交變的環(huán)境影響而不斷變化的，所以在不知道當前傳輸函數(shù)的情況下不可能進行數(shù)據(jù)檢測。
于是，數(shù)據(jù)檢測器通過利用當前的傳輸函數(shù)來執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測。
隨后對該檢測的數(shù)據(jù)進行解交織、信道解碼和信源解碼。
在DSP4內(nèi)所要求的全部數(shù)據(jù)處理過程可以是由標準規(guī)定的，也就是說必須按照所選的系統(tǒng)標準S1、S2和根據(jù)不同的算法來實現(xiàn)。為此，由控制單元5通過信號線16向DSP4通知所選的系統(tǒng)標準S1、S2。
在DSP4之后接有數(shù)模轉(zhuǎn)換器17和揚聲器18。
本發(fā)明電路裝置的工作方式如下首先必須把所述電路裝置調(diào)整到接收的系統(tǒng)標準S1、S2中的一個上。為此，由用戶在控制單元5中直接輸入所需的系統(tǒng)標準S1或S2，或者也可以按未示出的方式采取如下做法，即由電路裝置自動地、譬如通過分析所接收的一個或多個無線電信號FS1、FS2來調(diào)整該系統(tǒng)標準S1或S2。在后一種情形下，調(diào)整也可以根據(jù)用戶事先輸入的選擇配置文件(譬如選擇價格合理的接收系統(tǒng)標準)來實現(xiàn)。
下面將以如下假定為出發(fā)點，即所述系統(tǒng)標準S1為GSM標準，而系統(tǒng)S2則涉及IS-95。在該情形下，S1的帶寬BS1為200kHz，而S2的帶寬BS2為1.25MHz。
所述兩個標準S1和S2的載波頻率也是不同的。為了使混頻級2能實現(xiàn)把放大的HF接收信號混頻到基帶(或合適的中間頻率)，必須把所需的混頻fM通知給本地振蕩器7。這是通過信號線19來實現(xiàn)的，而控制單元5就利用該信號線19與本地振蕩器7進行通信。在選擇S1(GSM)的情況下，所述用于直接轉(zhuǎn)換(零拍原理)的混頻fM位于900MHz的范圍內(nèi)。
Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1的采樣速率fA譬如為6.5MHz。
由數(shù)字低通濾波器3.2.1實現(xiàn)帶寬限制DB，以限制到系統(tǒng)規(guī)定的GSM帶寬BS1＝200kHz或約再低一些。
所述的采樣速率縮減運算器3.2.2把采樣速率降低到fB＝271×103次采樣/秒的GSM符號速率(比特率)。
如果現(xiàn)在用戶選擇的是系統(tǒng)標準S2(IS-95)，那么除了已經(jīng)要求的混頻fM的變化之外，還要通過帶寬調(diào)整信號13把數(shù)字濾波器3.2.1的通帶寬度DB調(diào)整到IS-95的帶寬(BS2＝1.25MHz)或約再低一些。通過采樣速率縮減調(diào)整信號14來把選擇單元3.2的輸出端處的采樣速率fB調(diào)整到IS-95系統(tǒng)標準的fB＝1.23×106。于是，由選擇單元3.2實現(xiàn)帶寬限制和遵照系統(tǒng)標準S2(IS-95)的采樣速率抽減。
圖2簡略地示出了選擇單元3.2的結(jié)構(gòu)，其中濾波器塊3.2.1.1和3.2.1.2、以及采樣速率縮減運算器塊3.2.2.1和3.2.2.2交替地進行級聯(lián)布置。該結(jié)構(gòu)具有計算費用低廉的優(yōu)點，因為采樣速率總是與當時實現(xiàn)的帶寬限制相匹配。
數(shù)字濾波器3.2.1可以實施為商業(yè)上可獲得的集成濾波器組件。圖3示出了這種集成濾波器組件的結(jié)構(gòu)，它為N階的并聯(lián)FIR濾波器的實施例。
該FIR濾波器包括加法器A、乘法器M和延遲元件V。數(shù)字輸入信號12的值x被同時輸入到所有的乘法器M，而且在那兒與濾波器系數(shù)a0，a1，a2，…，aN相乘。按照所示的方式，通過相加和延遲一個系統(tǒng)時鐘而計算出FIR濾波器的數(shù)字輸出信號值y。
濾波器系數(shù)組(a0，a1，…，aN)定義了濾波器的通帶寬度DB?？刂茊卧?包括有一個存放在存儲器內(nèi)的表格，該表格給每個系統(tǒng)標準S1、S2分配一個系數(shù)組(a0，a1，…，aN)。當選出某一系統(tǒng)標準S1或S2時，相應的濾波器系數(shù)組便通過所述的帶寬調(diào)整信號13被裝入到濾波器內(nèi)，其中該濾波器包含有存儲這些系數(shù)的延遲元件V’，而該元件以所示的方式構(gòu)成了一種移位寄存器。
因此根據(jù)本發(fā)明，圖3所示的數(shù)字FIR濾波器的可調(diào)整性是在于可以通過交換系數(shù)組而被配置成另一系統(tǒng)標準。
由于并行處理的緣故，圖3所示的FIR濾波器尤其適用于輸入側(cè)的高采樣速率fA。
圖4示出了用于實現(xiàn)所述數(shù)字濾波器3.2.1的第二種變型。圖4所示的該濾波器為串聯(lián)的FIR濾波器，它完全被集成在一個芯片上。該濾波器包括有寫/讀存儲器(RAM)，在其中可讀入數(shù)字接收信號12的N＋1個值x0，…，XN。另外，該濾波器還包括一個可編程的只讀存儲器(EEPROM)，其中存入了所考慮的系統(tǒng)標準S1、S2的濾波器系數(shù)組(a0，…，aN)。所述的數(shù)據(jù)輸入值x0，…，xN和通過帶寬調(diào)整信號13而預選的濾波器系數(shù)組中的濾波器系數(shù)a0，…，aN是依次從數(shù)據(jù)地址發(fā)生器DAG和系數(shù)地址發(fā)生器KAG中進行調(diào)用的，并在一個單獨的乘法器M內(nèi)相乘，然后由單獨的加法器A利用后接的存儲器S進行遞歸相加。在濾波器芯片中，乘法器M、加法器A和存儲器S是以固定接線的形式實現(xiàn)的。圖4所示的串聯(lián)FIR濾波器具有硬件結(jié)構(gòu)簡單的優(yōu)點，因為與圖3所示的并聯(lián)FIR濾波器相比，它只需要一個乘法器M和一個加法器A。
根據(jù)第三種變型，本發(fā)明所采用的濾波器3.2.1被構(gòu)造為可編程的信號處理器形式。在該情形下，圖4中通過錯接乘法器M、加法器A和存儲器S而預定的計算規(guī)則是通過處理濾波程序來實現(xiàn)的，也即是用軟件來實現(xiàn)的。通過對這類信號處理器進行再編程，不但可以交換所述的濾波器系數(shù)或改變?yōu)V波器的階數(shù)N，而且還可以按照依賴于系統(tǒng)標準的方式來修改濾波器的類型(譬如并聯(lián)、串聯(lián)、FIR或IIR，等等)。為此，可以在控制單元5的存儲區(qū)為每個系統(tǒng)標準S1、S2存放一些濾波程序FP1、FP2，在選擇系統(tǒng)標準S1、S2時，相應的濾波程序FP1或FP2可以象帶寬調(diào)整信號13一樣經(jīng)數(shù)據(jù)通信而被裝入到濾波器3.2.1中。
按照所述數(shù)字濾波器3.2.1的結(jié)構(gòu)，N的值為5～20是比較有利的，尤其優(yōu)選采用10～18。
圖5以過采樣因子L(L＝2x)為函數(shù)，示出了普通模數(shù)轉(zhuǎn)換器(如連續(xù)線所示)和K階(K＝1，2和3)Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1的噪聲特性，所述過采樣因子按照等式fA＝L×2B’由輸入側(cè)的采樣速率fA和低通濾波器10的帶寬B’來確定?？梢钥闯?，通過提高輸入側(cè)的采樣速率fA，以及通過選擇K高階的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1，可以改善信噪比(SNR)。
也可以按沒有示出的方式規(guī)定，由控制單元5根據(jù)系統(tǒng)標準來調(diào)整輸入側(cè)的采樣速率fA。
在圖6中以輸出側(cè)的采樣速率fB為函數(shù)，(用dB)示出了選擇單元3.2的輸出端處的信號動態(tài)。另外在附圖的右邊部分給出了輸出信號15的每比特分辨率。該圖示所基于的是輸入側(cè)固定的采樣速率fA＝6.5MHz以及三階(K＝3)的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1。顯然，在選擇單元3.2的輸出端上獲得的信號動態(tài)取決于該選擇單元3.2的輸出端上的采樣速率fB。
在圖6中標繪了移動無線電標準AMPS、GSM、GSM 384和IS-95所需的系統(tǒng)動態(tài)值(以及每比特的相應分辨率值)。與在選擇單元3.2的輸出端處具有較小采樣速率fB的系統(tǒng)標準相比，輸出側(cè)具有較高采樣速率fB的系統(tǒng)標準往往會在選擇單元3.2的輸出端需要一個較小的信號動態(tài)。譬如，IS-95需要的采樣速率為1.23×106次采樣/秒以及信號動態(tài)為24dB，而GSM在采樣速率為2.71×105次采樣/秒時所需的信號動態(tài)約為60dB。采樣速率縮減因子R由R＝fA/fB來定義。所述信號動態(tài)與該采樣速率縮減因子R的聯(lián)系是由下式給出的信號動態(tài)/dB＝21×R7/2π6圖6表明，利用由三階的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.1和選擇單元3.2構(gòu)成的組合，此時譬如可以一共使用移動無線電標準AMPS、GSM、GSM 384和IS-95。
參考符號清單1 高頻部分1.1 放大器2 接收混頻級2.1 第一下混頻器2.2 第二下混頻器2.3 90°移相器3，3’信號處理電路3.1 Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器3.2 選擇單元3.2.1 數(shù)字濾波器3.2.1.2 數(shù)字濾波器塊3.2.2 采樣速率縮減運算器3.2.2.1 數(shù)字式采樣速率縮減運算器塊4 數(shù)字信號處理器5 控制單元6 接收天線7 本地振蕩器8 混頻信號9，9’模擬接收信號10，10’ 低通濾波器
11 模擬I接收信號11’ 模擬Q接收信號12 數(shù)字接收信號13 帶寬調(diào)整信號14 采樣速率縮減調(diào)整信號15，15’ 輸出信號16 信號線17 數(shù)模轉(zhuǎn)換器18 揚聲器19 信號線FS1，F(xiàn)S2 無線電信號S1，S2 系統(tǒng)標準fA輸入側(cè)采樣速率fB輸出側(cè)采樣速率x數(shù)字接收信號值y數(shù)字輸出信號值M乘法器A加法器V，V’ 延遲元件DAG 數(shù)據(jù)地址發(fā)生器KAG 系數(shù)地址發(fā)生器S存儲器K階L過采樣因子R采樣速率縮減因子
權(quán)利要求
1.用于多標準通信終端的電路裝置，該裝置包括-為接收HF輸入信號、特別是為接收不同系統(tǒng)標準(S1，S2)的無線電信號(FS1，F(xiàn)S2)而設置的具有接收混頻級(2)的高頻部分(1)，通過利用預定混頻(fM)進行的下混頻，所述混頻級把由一個或多個接收的HF輸入信號(FS1，F(xiàn)S2)所構(gòu)成的HF接收信號轉(zhuǎn)換成一種模擬的接收信號(9，9’；11，11’)，以及-信號處理電路(3；3’)，其具有-模數(shù)轉(zhuǎn)換器(3.1)，該模數(shù)轉(zhuǎn)換器把所述模擬的接收信號(9，9’；11，11’)轉(zhuǎn)換成數(shù)字接收信號(12)，以及-包含有數(shù)字濾波器(3.2.1)的選擇單元(3.2)，由該選擇單元接收所述的數(shù)字接收信號(12)，并輸出帶寬被限制的數(shù)字輸出信號(15)，其特征在于-可以變化地調(diào)整所述數(shù)字濾波器(3.2.1)的通帶寬度(DB)，以及-根據(jù)所需的系統(tǒng)標準(S1；S2)來確定所述在工作中被調(diào)整的通帶寬度(DB)。
2.如權(quán)利要求1所述的電路裝置，其特征在于-所述選擇單元(3.2)另外還包括一種可變化地實現(xiàn)采樣速率縮減(R)的采樣速率縮減電路(3.2.2)，以及-根據(jù)所需的系統(tǒng)標準(S1；S2)來確定所述在工作中被調(diào)整的通帶寬度(DB)。
3.如權(quán)利要求1或2所述的電路裝置，其特征在于所述的數(shù)字濾波器(3.2.1)被構(gòu)造成具有系數(shù)輸入端(13)的集成電路形式，以便調(diào)整濾波器系數(shù)(a0，a1，…，aN)。
4.如權(quán)利要求1或2之一所述的電路裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器(3.2.1)包括一種可編程的、其中存放有表格的只讀存儲器(EEPROM)，所述表格給每個系統(tǒng)標準(S1，S2)分配一組濾波器系數(shù)(a0，a1，…，aN)。
5.如權(quán)利要求1～3之一所述的電路裝置，其特征在于所述的數(shù)字濾波器(3.2.1)被構(gòu)造為可編程的信號處理器形式。
6.如權(quán)利要求5所述的電路裝置，其特征在于給每個系統(tǒng)標準(S1，S2)分配一個濾波程序(FP1，F(xiàn)P2)以便控制所述的信號處理器，其中當選擇某一系統(tǒng)標準(S1，S2)時，所述信號處理器按照所分配的濾波程序(FP1，F(xiàn)P2)進行工作。
7.如上述權(quán)利要求之一所述的電路裝置，其特征在于所述的數(shù)字濾波器(3.2.1)為FIR和/或IIR濾波器，尤其是橋式數(shù)字濾波器。
8.如權(quán)利要求2～7之一所述的電路裝置，其特征在于-所述的數(shù)字濾波器(3.2.1)由多個單個的濾波器構(gòu)成(3.2.1.1，3.2.1.2)，-所述的采樣速率縮減電路(2.2.2)由多個單個的采樣速率縮減電路(3.2.2.1，3.2.2.2)構(gòu)成，以及-所述的單個濾波器(3.2.1.1，3.2.1.2)和單個的采樣速率縮減電路(3.2.2.1，3.2.2.2)交替地串聯(lián)排列。
9.如上述權(quán)利要求之一所述的電路裝置，其特征在于所述的數(shù)字濾波器(3.2.1)具有的階數(shù)N為5～20，尤其為10～18。
10.如上述權(quán)利要求之一所述的電路裝置，其特征在于所述的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(3.1)是尤其為三階的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
11.如權(quán)利要求10所述的電路裝置，其特征在于所述的Δ∑模數(shù)轉(zhuǎn)換器(3.1)利用由所選系統(tǒng)標準(S1，S2)決定的采樣速率(fA)進行工作。
全文摘要
一種用于多標準通信終端的電路裝置,該裝置具有一個用于接收無線電信號(FS1,FS2)的且?guī)в薪邮栈祛l級(2)的高頻部分(1),以及一個后接在該高頻部分(1)上的信號處理電路(3;3’),該信號處理電路具有模數(shù)轉(zhuǎn)換器(3.1)和數(shù)字濾波器(3.2.1)。所述數(shù)字濾波器(3.2.1)的通帶寬度是可變的。在工作中,根據(jù)為無線電接收信號(FS1,FS2)所選擇的系統(tǒng)標準(S1,S2)來調(diào)整所述的通帶寬度。
文檔編號H04B1/40GK1332910SQ99815237
公開日2002年1月23日 申請日期1999年12月30日 優(yōu)先權(quán)日1998年12月30日
發(fā)明者M·德特施, P·容, J·普萊欽格, P·施米德特, S·梅爾加德特 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司