專利名稱：代碼同步器及方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)字通信系統(tǒng)，具體地說涉及數(shù)字通信信號采集的方法及設備。
背景技術：
數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸及接收其中具有數(shù)字信息的信號。一般，這種信號包括要傳輸?shù)臄?shù)據，外加確保準確通信所必需的附加部分，例如同步信號(使接收器與發(fā)射器同步)及糾錯碼(確保接收的信號不被破壞，及至少部分校正被損壞的任何數(shù)據)。
具有多種類型的數(shù)字通信系統(tǒng)。一種常見系統(tǒng)是擴頻系統(tǒng)。常規(guī)的直接序列擴頻信號可被看作是把窄帶信息承載信號和無信息寬帶(及固定包絡)“擴展”信號相混合的結果。如果Bi及Bp分別表示信息承載信號及擴展信號的帶寬，則接收器可獲得的“處理增益”為G＝Bi/Bp。接收器使輸入信號與本地產生的擴展信號版本同步，并使接收的信號與本地產生的擴展信號混合，從而，從接收的信號中除去擴展信號，把該信號壓縮為“信息帶寬”Bi。
擴展信號通常是某種類型的編碼序列，例如偽隨機碼。美國空間研究計劃(United Stares Space Program)最初利用Type 1 Reed-Muller代碼進行外層空間通信。在碼分多址訪問(CDMA)系統(tǒng)中，代碼是Reed-Muller代碼的變種。
在CDMA系統(tǒng)的IS-95標準中，每個用戶具有單獨的Walsh代碼，每個基站具有引導信號。基站的引導信號都基于單一的偽隨機碼序列，但是每個引導信號具有唯一的相位。當向用戶傳輸信號時，相關基站的引導信號與用戶的Walsh代碼結合，產生用于該用戶的擴展信號。
偽隨機碼序列由偽隨機數(shù)(PN)發(fā)生器產生，參見

圖1，圖1中示出其中一個偽隨機數(shù)(PN)發(fā)生器10。PN發(fā)生器10由移位寄存器形成，該移位寄存器具有一系列借助加法器14連接在一起的m個觸發(fā)器12，其中m一般為15。存儲在第i個觸發(fā)器中的二進制位的值為ai，t，為簡便起見，標記為ai。任意時刻t的ai集是PN發(fā)生器10在時刻t時的“負載”。
每個時刻t，PN發(fā)生器10的輸出ct是時刻t時的a0值，二進制位值1或0。在每個循環(huán)的結尾，輸出ct通過相應的開關16被回送入各個加法器14，從而產生新的ai值及新的ct值。
開關16，也稱為分接頭，具有預定的狀態(tài)hk，或者關閉(hk＝1)，或者打開(hk＝0)。最初的開關h0始終關閉，直接向第m-1觸發(fā)器12提供輸出ct。偽隨機碼序列p[t]由PN符號組成，每個PN符號的持續(xù)時間被稱為“碎片(chip)”。偽隨機碼序列的每個符號由等式1定義p[t]=(-1)ct---(1)]]>為了使本地的擴展信號版本與原始版本同步，傳送裝置另外傳送含有代碼序列的引導信號。為簡便起見，我們假定傳輸?shù)男盘柋欢M制移相鍵控(BPSK)調制。
隨后，本地裝置使其本地代碼發(fā)生器與引導信號同步，之后，本地裝置可對接收的信息承載信號進行解擴展。引導信號也被用于跟蹤傳輸通道中的變化。
在遞降轉換為基帶信號，并且在匹配的過濾器的輸出端以每個碎片一個樣本的速率被采樣之后，接收的信號由R[t]t＝…，-2，-1，0，1，2，…表示。接收的信號由引導信號及用戶數(shù)據信號組成，兩者均由傳送裝置傳輸，由熱噪聲引起的及由信號引起的干擾項由相鄰的傳送裝置傳輸。
為了獲得初始同步，只有引導信號pilot[t]是所關心的。對于BPSK信號，引導信號可由等式2表示pilot[t]=Σl=1Fαlp0[t]ej(ω0t+φ1)---(2)]]>其中p0[t]是PN序列，

是第l個信號反射的通道增益(稱為“手指”)，F(xiàn)表示手指的數(shù)目，ω0表示基帶遞降轉換之后的剩余頻率漂移?，F(xiàn)在，只考慮最顯著的手指(具有最大αl的手指)，并用αejφ表示它。另外，用n[t]表示所有其它手指、用戶數(shù)據信號及其它干擾的作用。則R[t]由等式3表示R[t]=αp0[t]ej(ω0t+φ)+n[t]---(3)]]>采集問題是在已知一些測量記錄R[t]t＝1，2，…，N的情況下，如何有效地獲得PN序列的相位(即，PN發(fā)生器10的當前負載)。
在書CDMAPrinciples of Spread Spectrum Communication，A.J.Viterbi，Addison-Wesley，1995，尤其在第3.4.3節(jié)，第58-59頁中，描述了采集問題的解決方案。該書作為參考文獻包含于此。
直接的方法是枚舉PN序列的所有可能的2M-1相位(存在2M可能的初始負載，不過由于零負載產生一個全零序列，因此零負載非法)，并選擇相對于某些準則最佳的一個相位。由于可能的PN負載的數(shù)目巨大，這一方法的計算量大，所需時間長。
在書CDMAPrinciples of Spread Spectrum Communication中討論的這種方法，可能的改進是通過利用兩階段(雙暫停(dual-dwell))搜索過程獲得該相位，其中第一階段枚舉所有可能的PN相位，并且只把具有高于某一預定門限的度量(metric)值的那些相位傳給第二階段。在第二階段，更徹底地檢測(即利用計算量更大的準則)每個相位假設，以便確定相位是否是真正的PN相位。兩階段過程比直接方法速度更快，不過仍需相當大量的時間。
當接收的樣本R[t]中不存在頻率漂移(即ω0＝0)時，在白Gaussian噪聲假定下，其絕對值需要被最大化的最佳度量是最大似然度量，如下式所示metric=Σt=1NR[t]p[t]---(4)]]>其中R[1]，R[2]，…，R[N]是以每個碎片一個樣本的速率采樣得到的采樣數(shù)據塊，p[t]是一個可能的PN序列。在雙暫停過程中，第一階段中塊的大小N較小，在第二階段中塊的大小N較大。
如果數(shù)據可能具有頻率漂移，則度量應對頻率漂移不敏感。在M.H.Zarrabizadeh及E.S.Souza的文章“Analysis of a Differentially CoherentDS-SS Parallel Acquisition Receiver”，IEEE Proceedings of the 45thVehicularTechnology Conference，Vol.2，pp.271-275，1995中，提出了下述差分度量(該文章作為參考包含于此)metric=Σl=1Nsz[l]z[l-1]---(5)]]>其中z[l]=Σt=1NcR[lNc+t]p[lNc+t]]]>Nc是用于相干加法的碎片數(shù)(例如，在IS-95 CDMA標準中，每個符號的碎片數(shù)是64)，Ns是用于產生最終的度量的z[]變量的數(shù)目。例如對于第一階段(暫停)，Ns較小(例如為5)，對于第二階段，Ns較大(例如為10)。
下面的文獻及專利概括地討論了當使用BPSK信號傳輸時，對PN負載及糾錯碼進行軟解碼的變換域方法。下述文獻及專利作為參考包含于此。
V.V.Losev及V.D.Dvornikov，“Determination of the Phase of a PseudorandomSequence From its Segment Using Fast Transforms”，Radio Engineering andElectronic Physics，Vol.26，No.8，pp.61-66，Aug.1981；M.Cohn及A.Lempel，“On Fast M-Sequence Transforms”，IEEE Transactionson Information Theory，pp.135-137，1977；V.V.Losev及V.D.Dvornikov，“Recognition of Address Sequences Using FastTransformations”，Radio Engineering and Electronic Physics，Vol.28，No.8，pp.62-69，Aug.1983；S.Z.Budisin，“Fast PN Sequence Correlation by Using FWT”，IEEEProceedings of the Mediterranean Electrotechnical Conference(MELECON)，Lisbon，Protugal，April 1989，pp.513-515；Y.Be′ery及J.Snyders，“Optimal Soft Decision Block Decoders Based onFast Hadamard Transform”，IEEE Transactions on Information Theory，Vol.32，1986，pp.355-364；以及Rice的美國專利5,463,657號。
本發(fā)明的概述本發(fā)明的一個目的是提供一種用于與引導信號同步，尤其是用于CDMA系統(tǒng)的新的快速方法及裝置。
本發(fā)明的另一目的是提供一種用于與其中具有頻率漂移的引導信號同步的方法及裝置。
本發(fā)明的又一目的是提供一種當存在頻率漂移時，對糾錯碼進行軟解碼的方法及裝置。
鑒于此，根據本發(fā)明的一個最佳實施例，為碼分多址訪問(CDMA)通信系統(tǒng)提供了一種引導采集器，它包括快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器及前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器。FHT器根據度量確定一組可能的偽隨機數(shù)(PN)負載中的每個偽隨機數(shù)負載的質量，前置哈達馬(Hadamard)處理器為每組PN負載產生一個矢量u。矢量u定義具有該組可能的PN負載的接收引導信號的質度量量，前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器把該矢量u提供給快速哈達馬變換(FHT)器。
此外，根據本發(fā)明的一個最佳實施例，本發(fā)明的裝置包括一個用于產生一系列可能的局部PN負載sE的可能的局部PN負載發(fā)生器，其中每個可能的局部PN負載sE定義一組可能的PN負載。
另外，根據本發(fā)明的一個最佳實施例，本發(fā)明的裝置包括一個雙暫停器件，用于從本地PN負載選擇器選擇的PN負載中，選出度量值高于預定門限的PN負載，為選出的每個PN負載確定第二度量，并從選出的PN負載中選擇第二度量值最佳的PN負載。
此外，根據本發(fā)明的一個最佳實施例，前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括本地PN發(fā)生器及u矢量發(fā)生器，執(zhí)行下述步驟給本地PN發(fā)生器裝載初始PN負載；在接收的引導信號的各個數(shù)據點循環(huán)，并且每個循環(huán)使一個可能的局部負載sE與接收的引導信號的數(shù)據點，以及與本地PN發(fā)生器產生的PN負載結合，從而更新u矢量；步進本地PN發(fā)生器，產生另一PN負載；以及把作為結果得到的u矢量提供給快速哈達馬變換(FHT)器。
或者，對于其中具有頻率漂移的接收信號，前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括本地PN發(fā)生器及u矢量發(fā)生器，執(zhí)行如下所述的一組類似步驟在多個漂移循環(huán)值內循環(huán)，循環(huán)步驟包括如下步驟a)每個循環(huán)值，給本地PN發(fā)生器裝載不同的初始PN負載，b)從接收的引導信號產生對漂移不敏感的輸入信號；在輸入信號的各個數(shù)據點循環(huán)，循環(huán)的第二步驟包括如下步驟a)使一個可能的局部負載sE與輸入信號的數(shù)據點，以及與本地PN發(fā)生器產生的PN負載結合，從而更新u矢量，b)步進本地PN發(fā)生器，產生另一PN負載。
剩余步驟與非頻率漂移情況的步驟相同。
此外，根據本發(fā)明的一個最佳實施例，本發(fā)明的裝置可包括一個雙暫停器件，用于對產生高于預定門限的度量的那些PN負載執(zhí)行進一步的度量計算。
本發(fā)明可應用于其中存在頻率漂移的所有數(shù)字通信系統(tǒng)(不只是CDMA)，另外如下所述及如權利要求中要求的那樣，可對于用糾錯碼編碼的信號實現(xiàn)本發(fā)明。對于后者，本地PN發(fā)生器由生成矩陣代替。
附圖的簡要說明結合附圖及附錄，從下面的詳細說明，將對本發(fā)明有更充分地理解及認識，其中圖1是現(xiàn)有技術的偽隨機數(shù)(PN)發(fā)生器的示意圖；圖2是根據本發(fā)明的一個最佳實施例構成及工作的引導采集器的方框圖；圖3是構成圖2所示引導采集器一部分的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器的示意圖；圖4是對于不具有頻率漂移的信號，圖3所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器的操作方法的流程圖；圖5是對于具有頻率漂移的信號，圖3所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器的操作方法的流程圖；圖6是根據本發(fā)明的另一最佳實施例構成及工作的解碼器的方框圖，它用于利用糾錯碼的數(shù)據編碼；
圖7是構成圖6所示裝置的一部分的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器的示意圖；圖8是圖7所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器的操作方法的流程圖；附錄A提供了圖2、3及4的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器處理不具有頻率漂移的四進制移相鍵控(QPSK)信號的數(shù)學基礎；附錄B提供了圖5所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器處理具有未知頻率漂移的四進制移相鍵控(QPSK)信號的數(shù)學基礎；附錄C提供了圖2、3及4所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器處理不具有頻率漂移的二進制移相鍵控(BPSK)信號的數(shù)學基礎；附錄D提供了圖5所示前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器處理具有未知頻率漂移的二進制移相鍵控(BPSK)信號的數(shù)學基礎。
實現(xiàn)本發(fā)明的最佳方式本發(fā)明的引導采集器考察每個可能的偽隨機數(shù)(PN)負載s(即一組觸發(fā)器值ai)，并為該PN負載確定度量值，metric[s]。隨后本發(fā)明再考察該組metrics[s]，并選擇與“最佳”(例如絕對值最大的)的metric[s]相聯(lián)系的PN負載。選擇的PN負載是傳送裝置上PN發(fā)生器的檢測到的當前PN負載，借助它，數(shù)據被編碼。
對于具有四進制移相鍵控(QPSK)信號的CDMA系統(tǒng)，傳送的信號是復數(shù)，這樣，PN序列也是復數(shù)p0[t]＝pI0[t]+jpQ0[t]。復數(shù)PN序列由兩個PN發(fā)生器產生，一個用于產生同相序列pI0[t]，另一個用于產生四進制序列pQ0[t]。對于這樣的CDMA系統(tǒng)，用于獲得pI0[t]的度量可能是等式metric[s]=Σt=1NR[t]pI[t]=Σt=1NR[t](-1)ct---(6)]]>其中ct是同相PN發(fā)生器的輸出，pI[t]是復數(shù)QPSK PN序列的同相部分，并且是同相PN負載s的函數(shù)。如下所述，pQ0[t]從估計的同相PN負載s獲得。
應認識到，只有當接收的數(shù)據R[t]中沒有頻率漂移時，上面給出的等式6的metric[s]才是有效的。
還應認識到，雖然是就CDMA QPSK信號而論來描述本發(fā)明的，但是本發(fā)明也可應用于其它的數(shù)字通信系統(tǒng)。
注意可如下述等式7那樣描述metrics[s]，借助快速Hadamard變換(FHT)，產生行矢量的值metrics[s](s的每個可能值的一個元素)；metrics[s]＝u·Hm(7)其中Hm是Hadamard矩陣，u是快速Hadamard變換的輸入矢量。用于CDMAQPSK輸入引導信號的附錄A中，詳細推導出了metrics[s]與Hadamard矩陣及來自接收樣本的輸入矢量u的結構之間的聯(lián)系。在D.F.Elliot及K.R.Rao的書Fast Transforms，Algorithms，Analysis，Application，Academic Press，New York，1982中，討論了快速Hadamard變換。該書作為參考包含于此。
現(xiàn)在參見圖2、3及4，圖2以方框圖的形式圖解說明了本發(fā)明的引導采集器，圖3詳細示出可用在圖2所示引導采集器中的前置Hadamard處理器，圖4以流程圖的形式示出圖3所示前置Hadamard處理器的操作方法。
采集器包括快速Hadamard變換(FHT)器20、前置Hadamard處理器22、局部可能的PN負載sE發(fā)生器24、本地PN負載選擇器26及全局PN負載選擇器28。局部可能的PN負載sE發(fā)生器24通常是一個計數(shù)器，它提供計數(shù)值作為局部PN負載sE。
如下文更詳細的描述，在已知接收數(shù)據R[t]及構成前置Hadamard處理器22一部分的PN處理器19(圖3)的初始負載h的情況下，前置Hadamard處理器22產生所有負載s的Hadamard輸入矢量u，所有的負載s具有共同的當前局部可能的負載sE。定義為(hM-1，…h(huán)0)的初始負載h是通過把分接頭16的值提供給相應的觸發(fā)器12而產生的，其中a0接收hM-1的值，等。
FHT器20對Hadamard輸入信號u進行快速Hadamard變換，由此為所有負載s產生矢量metrics[s]，所有的負載s具有共同的當前局部可能的負載sE。本地PN負載選擇器26選擇與|metrics[s]|的最大組分相關的PN負載s1。對所有局部可能的負載sE重復這一過程，全局PN負載選擇器28從本地PN負載選擇器產生的那些負載s1中，選擇具有最大|metric[s]|值的檢測PN負載s。
IS-95 CDMA系統(tǒng)具有兩個相互連接的本地PN發(fā)生器，一個同相PN發(fā)生器及一個四進制PN發(fā)生器，同相PN發(fā)生器影響四進制PN發(fā)生器的序列。反之則不成立。為使兩個本地PN發(fā)生器與傳送PN發(fā)生器同步，利用它們的初始負載初始化該本地PN發(fā)生器，并使兩個本地PN發(fā)生器一起步進，直至同相PN發(fā)生器獲得選擇的負載s。四進制PN發(fā)生器將會獲得其恰當?shù)呢撦d。
如圖3所示，前置Hadamard處理器22包括類似于圖1所示PN發(fā)生器10的本地偽隨機數(shù)發(fā)生器19、Hadamard矢量u寄存器30、加法器32、標量倍增器34及XOR-AND器件36。
根據在背景技術中討論的Be′ery和Snyders的文章，及附錄A中詳細描述的內容，PN發(fā)生器19被分成兩部分，長度為m-Q的外部部分E，它包括分別具有值a0到am-Q-1的m-Q個觸發(fā)器12，及長度為Q的內部部分I，它包括分別具有值am-Q到am-1的Q個觸發(fā)器12。內部部分產生內部矢量gtI，外部部分產生外部矢量gtE，矢量g由等式8定義gtI=(am-1···am-Q)---(8)]]>gtE=(am-Q-1···a0)]]>ai是時刻t時觸發(fā)器12中的值。
要認識到，矢量gt＝(gtI，gtE)是本地PN發(fā)生器19的一種可能的狀態(tài)，而PN負載s是利用其產生接收的引導信號的PN負載。此外，要認識到，PN發(fā)生器19的輸出ct是PN負載s及gt的函數(shù)，如下式所示ct＝<s，gt>(9)其中<，>表示XOR-AND操作，XOR由表示<x，y>＝(x0AND y0)(x1AND y1)…(xn-1AND yn-1)內部矢量gtI的值定義Hadamard矢量u寄存器30內的一個地址，寄存器30含有2Q個存儲單元。箭頭40從內部矢量gtI指向它所確定的地址42。前置Hadamard處理器22除去存儲在地址42中的值，并把該值提供給加法器32。
結合可能的局部PN負載sE，利用外部矢量gtE確定數(shù)據點R[t]的符號。注意a)局部PN負載sE和外部矢量gtE一樣，具有相同的長度m-Q，b)外部矢量gtE，及局部PN負載sE是1及0的二進制矢量。具體地說，執(zhí)行的操作是sign=(-1)⟨sE,gtE⟩---(10)]]>標量倍增器34使數(shù)據點R[t]乘以sign的值，所得結果在加法器32中與從地址42中取出的Hadamard輸入矢量u的分量相加。隨后，把加法器32的輸出放回地址42中。
如圖4所示，前置Hadamard處理器22為R[t]的N個值中的每個值重復上述操作。一開始(步驟50及51)，前置Hadamard處理器22把Hadamard矢量u寄存器30歸零，并給PN發(fā)生器19加載上其初始狀態(tài)矢量h。在步驟52，前置Hadamard處理器22在R[t]的N個值內循環(huán)，循環(huán)中對于R[t]的每個值，確定u的相關分量的新值(步驟54)，之后，步進PN發(fā)生器19(步驟56)，產生內部矢量gtI及外部矢量gtE的新值。
一旦循環(huán)52完成，則u矢量已經產生，于是可把u矢量發(fā)送給FHT器20(步驟58)以確定metrics[s]的值。通過把Hadamard矢量u及PN發(fā)生器19重置為它們的初始狀態(tài)，這一過程又從步驟50再次開始。
要認識到，F(xiàn)HT器20對每個局部PN負載sE只操作一次，而前置Hadamard處理器22對每個局部PN負載sE重復其操作N次。局部PN負載sE的數(shù)目是2m-Q，其中Q被選擇來在前置Hadamard處理器22執(zhí)行的操作次數(shù)與FHT器20執(zhí)行的操作次數(shù)之間取得平衡。
還要認識到，F(xiàn)HT器20進行的快速Hadamard變換只執(zhí)行一系列加法運算。從而，本發(fā)明的引導采集器只進行加法運算(由于XOR-AND器件36只進行XOR-AND運算，標量倍增器34只產生符號變化，因此不存在實數(shù)乘法)。由于加法運算的數(shù)目較少，與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的引導采集器執(zhí)行引導同步操作更快。具體有多快則取決于Q的選擇。
例如，接收的信號R[t]中可能有N＝640個樣本，PN發(fā)生器的長度m可能為15，拆分值Q可能為12。
較快速的采集對CDMA系統(tǒng)特別有用，例如用于蜂窩電話，這方面需要盡可能快地實現(xiàn)初始同步。
要認識到，只有當接收的數(shù)據R[t]中不存在頻率漂移時，上面在等式6中給出的metric[s]的等式才是有效的。但是不存在頻率漂移的情況很少。如附錄B中所述，基帶遞降轉換并不完美，一些殘余頻率漂移將始終存在(通常是由于發(fā)射器與接收器之間的時鐘頻率不匹配引起的)。
一種可能的解決方案是枚舉所有可能的頻率漂移，并為每個這種假設從接收的數(shù)據中除去漂移。隨后，上面提出的方法可應用于變換后的數(shù)據。另一種可能性是利用對頻率漂移不敏感的度量。一種這樣的度量是多差分度量，下面給出了用于QPSK信號的多差分度量(附錄D中給出了用于BPSK信號的度量)metric[s]=Σl=1LΣt=1NR^t[t]pIl[t]---(11)]]>其中R^l[t]=Re{R[t]R*[t-l]}]]>差分的數(shù)目L是一個小的預定數(shù)。為簡便起見，L小于或等于m，不過也可以是其它值。
如附錄B中導出的那樣，以一種類似于確定非頻率漂移度量的方式確定多差分度量，這樣，圖2所示引導采集器可用于確定與最佳多差分度量相關的PN負載。不過，對于這一多差分實施例，圖2所示前置Hadamard處理器22按照圖5進行操作，下面參見圖5。
類似于圖4，圖5圖解說明了每個局部PN負載sE，前置Hadamard處理器22的操作。一開始(步驟70)，前置Hadamard處理器把Hadamard矢量u寄存器30歸零。在寄存器30的操作之后，前置Hadamard處理器22開始在可能的l值內的循環(huán)。對于l的每個值，前置Hadamard處理器22產生第l個輸入數(shù)據負載

作為每個等式11(步驟74)。前置Hadamard處理器22還產生PN發(fā)生器19的第l個負載hl(步驟76)，并將其載入PN發(fā)生器19(步驟78)。第l個負載hl由等式12定義hl＝hzl

其中h是PN發(fā)生器19的初始負載，表示XOR運算。
隨后，前置Hadamard處理器22按照先前的實施例那樣在循環(huán)80中確定u寄存器30的值，下述情況除外i)使PN發(fā)生器19加載其第l個負載hl，而不是h；和ii)輸入數(shù)據序列

代替先前的輸入數(shù)據序列R。
特別是，更新u寄存器30(步驟82)，之后，步進PN發(fā)生器19。
在循環(huán)72及80都完成之后，把存儲在寄存器30中的矢量u提供給FHT器20(步驟86)。引導采集器的剩余操作與前面所述的相同。前置Hadamard處理器22對每個局部負載sE重復其操作，本地選擇器26選擇每個局部負載sE的最佳解答，全局選擇器28選擇最佳總負載s。
例如，在接收的信號R[t]中可能存在N＝2560個樣本，PN發(fā)生器的長度m可能為15，拆分值Q可能為12，差分數(shù)目L可能為8。
要認識到，本發(fā)明的引導采集器可用于存在及不存在頻率漂移的系統(tǒng)，唯一的差別是PN發(fā)生器的初始負載及差分或非差分輸入數(shù)據。注意所有使用PN生成代碼的數(shù)字通信系統(tǒng)，例如CDMA系統(tǒng)，其它的擴頻系統(tǒng)，以及不考慮被傳送數(shù)據的格式(QPSK、BPSK等)把糾錯碼加入被傳送數(shù)據中的系統(tǒng)，通常其中都具有一些頻率漂移，這樣，圖5所示第二實施例一般都適用。
本發(fā)明的引導采集器可如下所述在雙暫停方案內操作。在第一階段(暫停)，圖2所示引導采集器檢測所有產生高于某一預定門限的度量值(具有或不具有頻率漂移)的PN負載。在第二暫停，另一裝置(圖中未示出)計算由等式4(無頻率漂移)或等式5(有頻率漂移)定義的現(xiàn)有度量，這里，信號p[t]均由信號p*[t]代替，以便處理QPSK信號。
門限用如下方法確定。設度量(已知數(shù)據測量結果)的a-后驗方差在隨機負載下為σ2(每個度量具有其自身的σ2值)。在每個暫停，只把大于t·σ(即|metric(s)|＞t·σ)的假定傳給下一階段(或者把該假定傳給第二暫停，或者該假定被選擇作為成功的同步)。例如，在頻率漂移情況下，對于第一暫停，t可被設定為t＝4.0(利用等式11的度量)，對于第二暫停，t可被設定為t＝5.5(利用等式5的度量)。
注意不同度量的a-后驗方差由下式給出σ2=2Σt=1N||R[t]||2]]>用于等式4定義的度量σ2=4Σl=1Ns(Σt=1Nc||R[lNc+t]||2Σt=1Nc||R[(l-1)Nc+t]||2)]]>用于等式5定義的度量σ2=Σt=1N||R[t]||2]]>用于等式6定義的度量σ2=Σl=1LΣt=1N||R^l[t]||2]]>用于等式11定義的度量如上所述，CDMA的IS-95規(guī)范定義了一個由兩個PN發(fā)生器產生的復數(shù)PN負載，p0[t]＝pI0[t]+jpQ0[t]。第一個PN發(fā)生器產生pI0[t]。第二個PN發(fā)生器產生pQ0[t]。兩個PN發(fā)生器均在傳送開始時被初始化。
為了使PN序列的周期從215-1增大到215，及為了平衡這些序列中0和1的數(shù)目，采用下面的非線性機制。無論什么時候，在第一序列中檢測到0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，1，在兩個序列的輸出中均插入一個附加的0位。但是，在存在這一非線性的情況下，本發(fā)明不會崩潰(collapse)，相反，只是稍微退化。
要認識到，本發(fā)明并不限于上述所描述的，存在許多修改，這些修改都落入本發(fā)明的范圍內。例如，盡管已經就CDMS系統(tǒng)而論描述了本發(fā)明，但是也可在其它數(shù)字通信系統(tǒng)中實現(xiàn)本發(fā)明。特別是，本發(fā)明包含了在存在頻率漂移，而不論是否結合引導信號的情況下的所有代碼同步的實現(xiàn)。
現(xiàn)在參見圖6、7及8，圖中圖解說明了利用糾錯碼被編碼的報文的解碼器，所述糾錯碼利用了本發(fā)明的設想。對于這一實施例，設s表示報文，設p[t]為報文s(長度為m)的編碼版本，p[t]是要傳送的序列。再一次，接收的及采樣的信號為R[t]。
為了對報文s編碼，利用了具有列gt的生成矩陣G，這里G=[g1T···gtT···]]]>值ct是報文s和第t個生成矢量gt(長度為m)的函數(shù)，并且如下所示根據值ct產生序列p[t]
ct＝<s，gt>p[t]=(-1)ct=(-1)⟨s,gt⟩]]>這樣，盡管要傳送的序列p[t]由不同的組分構成，但是它具有與先前的實施例中相同的結構(見等式6及9)。
要被最大化的度量必須對頻率漂移不敏感。對于BPSK調制，度量是metric(s)=Σt=1NR^l[t]pl(t)]]>其中，如附錄D中所示，R^l[t]=Re{R[t]R*[t-l]}--l>0]]>如附錄D中一樣，我們假定l≤m，我們得到R^l[t]=α2Re{p0[t](p0[t-l])*ejω0l}+η[t]≈α2Re{p0[t](p0[t-l])*}+η[t]]]>這里η[t]表示噪聲項的作用?，F(xiàn)在，對于BPSK調制，Re{p0[t](p0[t-l])*}＝p0[t]p0[t-l]及p0[t]=(-1)<s,gl>---p0[t-l]=(-1)⟨s,gt-l⟩]]>從而p0[t]p0[t-l]=(-1)⟨s,gt⊕gt-l⟩]]>圖6圖解說明了本發(fā)明用于利用糾錯碼被編碼的數(shù)據的解碼器。它與引導采集器具有相似的結構，這樣，相同的元件由相同的附圖標記表示。
解碼器包括FHT器20、前置Hadamard處理器90、局部可能的sE發(fā)生器24、操作類似于本地PN負載選擇器的本地報文選擇器100以及操作類似于全局PN負載選擇器28的全局報文選擇器102。
類似于先前實施例的引導采集器，在已知接收的數(shù)據R[t]的情況下，前置Hadamard處理器90為所有報文s產生Hadamard輸入矢量u，所有報文s具有共同的當前局部可能的報文sE。
FHT器20對Hadamard輸入信號u進行快速Hadamard變換，并由此產生所有報文s的矢量metrics[s]，所有報文s具有共同的當前局部可能的報文sE。本地報文選擇器100選擇與|metrics[s]|的最大組分相關的報文s1。對所有局部可能的負載sE重復這一過程，全局報文選擇器102從本地報文選擇器產生的那些報文s1中選擇具有最大|metric[s]|值的檢測報文s。
圖7圖解說明了前置Hadamard處理器90，它和圖3所示前置Hadamard處理器22的相似之處在于包括Hadamard矢量u寄存器30、加法器32、標量倍增器34及XOR-AND器件36。但是，前置Hadamard處理器90還包括存儲生成矩陣G的生成矢量的存儲器104，以及XOR器件106，用該器件106代替前置Hadamard處理器22的本地PN發(fā)生器19。存儲器104及XOR器件106一起分別產生內部矢量gt，lI及外部矢量gt，lE，內部矢量gt，lI及外部矢量gt，lE都是Hadamard矢量u寄存器30及XOR-AND器件36所需的。
具體地說，XOR器件106根據存儲在存儲器104中的兩個矢量gt及gt-l產生組合生成矢量gt，l。gt-l矢量是遠離gt矢量的l矢量，這里l的定義如下文。
與前面的實施例一樣，組合生成矢量gt，l被分成內部矢量gt，lI及外部矢量gt，lE，內部矢量gt，lI含有組合矢量gt，l的Q個分量，外部矢量gt，lE含有組合矢量gt，l的m-Q個分量。XOR-AND器件36，如前文在等式10中描述的那樣，使外部矢量gt，lE與局部可能的報文sE結合，倍增器34使XOR-AND器件36的結果與前文定義的移位接收的數(shù)據

相結合。
與上述的實施例一樣，內部矢量gt，lI用于定義寄存器30內的一個地址。這由指向該地址42的箭頭40表示。前置Hadamard處理器90取出存儲在地址42中的值，并把該值提供給加法器32。
圖8圖解說明了前置Hadamard處理器90的操作。除了PN發(fā)生器上的操作由生成矩陣G上的操作代替之外，圖8中的操作類似于圖5中所示的操作。具體地說，一開始，前置Hadamard處理器90把Hadamard矢量u寄存器30歸零(步驟70)。寄存器30的準備工作完成之后，前置Hadamard處理器90開始在l的可能值內的循環(huán)72。對于l的每個值，前置Hadamard處理器90產生第l個輸入數(shù)據負載

(步驟74)，并且利用當前的l值，產生組合生成矢量gt，l(步驟110)。
在已知組合生成矢量gt，l的情況下，隨后，前置Hadamard處理器90，如前文討論的那樣，在循環(huán)80中確定u寄存器30的值，并更新u寄存器30。
在循環(huán)72及80均完成之后，把存儲在寄存器30中的矢量u提供給FHT器20(步驟86)。
本領域的技術人員要認識到，本發(fā)明并不限于上面特別表示及說明的內容。相反，本發(fā)明的范圍只由附錄之后的權利要求所限定。
附錄A假定所有傳送信號被QPSK調制，并設R[t] t＝…，-2，-1，0，1，2，…表示基帶遞降轉換，匹配過濾及采樣之后的接收復數(shù)CDMA信號。R[t]由下述組分構成1.由基站傳送的引導信號。
2.由基站傳送的用戶數(shù)據信號。
3.干擾項，包括熱噪聲及相鄰基站傳送的信號。
為了獲得初始同步，我們只關心引導信號，pilot[t]，它可表示為pilot[t]=Σl=1Fαlp0[t]ej(ω0t+φl)]]>這里p0[t]是由同相PN序列pI0[t]及四進制PN序列pQ0[t]組成的復數(shù)PN序列(p0[t]＝pI0[t]+jpQ0[t])，

是第l個手指的復數(shù)通道增益，F(xiàn)表示手指的數(shù)目，ω0表示基帶遞降轉換之后的殘余頻率漂移。現(xiàn)在，只考慮最顯著的手指(具有最大αl的手指)，并用n[t]表示所有其它手指的作用，用戶數(shù)據信號(上述組分2)及其它干擾(上述組分3)的作用。則R[t]由等式13表示R[t]=αp0[t]ej(ω0t+φ)+n[t]---(13)]]>我們假定n[t]是方差為σ2的零平均值白噪聲項。
問題是在已知一些測量記錄R[t]t＝1，2，…，N的情況下如何有效地獲得兩個PN序列的相位(即，PN發(fā)生器的當前負載)。在沒有頻率漂移的情況下，用于獲得同相PN負載的度量是metric=Σt=1NR[t]pI[t]---(14)]]>為了對于所有可能的PN序列pI[t]有效地計算等式14，我們使用塊代碼軟解碼方法，如下所述。令ct為時刻t時，PN發(fā)生器或者線性反饋移位(LFSR)產生的輸出位。假定LFSR(黃金分割(Fibonacci)形式)具有m個單元，并且轉換矩陣由下式給出

這樣，a(t)＝a(t-1)M，這里a(t)＝(a0(t)a1(t)…am-1(t))是時刻t時，移位寄存器的狀態(tài)。
現(xiàn)在，設時刻t時LFSR的狀態(tài)為s＝(s0，s1，…，sm-1)。已知數(shù)據測量結果R[1]，R[2]，…，R[N]，我們需要獲得s。注意metric(s)=Σt=1NR[t]pI[t]=Σt=1NR[t](-1)ct]]>這里ct＝sMthT＝sgtT≡<s，gt>，gt＝h(Mt)T并且h＝(hm-1，hm-2…，h0)(h0≡1)。注意當由h初始化時，gt是t時鐘后，伽羅瓦(Galois)形式LFSR的狀態(tài)。伽羅瓦(Galois)形式LFSR具有轉換矩陣MT，即a(t)＝a(t-1)MT。
現(xiàn)在，已知矢量y＝(y0，y1，…，ym-1)，我們定義b(y)≡Σj=0m-1yj2j]]>因此，y=b-1(Σj=0m-1yj2j)]]>令Aj＝{tb(gt)＝j}及

因此，metric(s)=Σj=02m-1(-1)⟨s,b-1(j)⟩uj]]>結果是(metric(b-1(0))，…，metric(b-1(2m-1)))＝u·Hm這里，Hm是Hadamard矩陣，由

定義。該算法中的關鍵點是可利用下面的遞推式有效地計算出Hm，Hm=Hm-1Hm-1Hm-1-Hm-1]]>因此，對于任意2m維矢量u，只要u被劃分成均為2m-1維的兩個子矢量u1、u2，即u＝(u1，u2)，我們就得到u·Hm＝(u1Hm-1+u2Hm-1，u1Hm-1-u2Hm-1)(15)就是說，可從u1，u2的Hadamard變換(HT)得到u的Hadamard變換(HT)。此外，可在每個維數(shù)更小的Hadamard變換(HT)上遞歸引用等式15，以產生快速Hadamard變換(FHT)算法。
可按如下方法在計算時間及存儲器需求兩方面改進該系統(tǒng)。設gt及s被如下分割gt=(gtIgtE)]]>st＝(sIsE)這里gtI及sI為Q維，gtE及sE為m-Q維(I表示內部空間，E表示外部空間)。因此，metric(s)=Σt=1N(-1)⟨sI,gtI⟩(-1)⟨sE,gtE⟩R[t]]]>設，Aj={t:b(gtI)=j}---j=0,1,···2Q-1]]>i＝b(sE)以及uj(i)=Σt∈A1(-1)⟨sE,gtE⟩R[t]---(16)]]>則，metric(s)=Σj=02Q-1(-1)⟨sl,b-1(j)⟩uj(i)]]>為了有效地計算metric(s)，我們枚舉出sE的所有可能的sE值。對于sE的每個值，我們首先利用等式16計算uj(i)j＝0，1，…，2Q-1，隨后應用快速Hadamard變換。PN的估計負載是使‖metric(s)‖2達到最大的s＝(sIsE)的值。
附錄B在大多數(shù)傳輸系統(tǒng)中，接收的樣本都存在未知的頻率漂移(即，ω0非零)。對于這種情況，建議的度量是metric(s)=Σt=1NR^l[t]pIl[t]---(17)]]>這里，R^l[t]=Re{R[t]R*[t-l]}---l>0]]>為簡便起見，我們假定l≤m。重新引用等式3，我們得到R^l[t]=α2Re{p0[t](p0[t-l])*ejω0l}+η[t]≈α2Re{p0[t](p0[t-l])*}+η[t]]]>這里η[t]表示噪聲項的作用。此式近似是由于頻率漂移一般較小，以致對于較小的1，ω0l＜＜1。
現(xiàn)在，Re{p0[t](p0[t-l])*}=pI0[t]pI0[t-l]+pQ0[t]pQ0[t-l]]]>另外，pI0[t]=(-1)sMthT---pI0[t-l]=(-1)sMtzIT]]>這里

令hl＝hzl，則

。對于

度量被最大化。因此，除了PN的初始負載是h1而不是h之外，附錄A中提出的算法也可應用于

。我們把這一算法稱為差分算法?，F(xiàn)在我們提出多差分算法，它是差分算法的擴展，并且前面在參見圖5的說明中已作了描述。建議的度量是metric(s)=Σl=1LΣt=1NR^l[t]pIl[t]---(19)]]>對于

該度量被最優(yōu)化。表示

。則metric(s)=Σl=1LΣt=1NR^l[t](-1)⟨s,gt,l⟩]]>
我們通過利用這樣一種算法繼續(xù)進行下去，該算法類似于前一情況(無頻率漂移)中我們使用的算法。令gt，l及s如下被劃分gt,l=(gt,lIgt,lE)]]>s＝(sIsE)這里gt，lI及sI為Q維，gt，lE及sE為m-Q維(I表示內部空間，E表示外部空間)。因此，metric(s)=Σl=1LΣt=1N(-1)⟨sI,gt,lI⟩(-1)⟨se,gt,lE⟩R[t]]]>設Aj={t:b(gt,lI)=j}---j=0,1,···2Q-1]]>i＝b(sE)及uj(i)=Σl=1LΣt∈Aj(-1)⟨sE,gt,lE⟩R[t]]]>則metric(s)=Σj=02Q-1(-1)⟨sI,b1(j)⟩uj(i)]]>為了有效地計算metric(s)，我們枚舉出sE的所有可能的值。對于sE的每個值，我們首先利用等式21計算uj(i)j＝0，1，…，2Q-1，隨后應用快速Hadamard變換。PN的估計負載是使‖metric(s)‖2達到最大的s＝(sIsE)的值?；旧?，除了為產生{uj(i)}，PN發(fā)生器10需要被重新加載及前進L次(L＜m)，以便對于l＝1，2，…，L，產生L序列gt，lt＝1，2，…，N外，圖3描述了這一算法。sE的每個值，只需應用一次快速Hadamard變換例行程序。多差分系統(tǒng)的優(yōu)點(和差分系統(tǒng)相比)是需要的數(shù)據的量較小。
附錄CBPSK調制使用引起一個不同度量的單個二進制序列。但是，如下面將討論的一樣，推導是類似的。
在沒有頻率漂移的情況下，引導信號具有下述形式(在背景技術中以等式2的形式提供)pilot[t]=Σl=1Fα1p0[t]ej(ω0t+φ1)---(21)]]>如前，只考慮最顯著的手指，并用n[t]表示所有其它手指的作用，用戶數(shù)據信號及其它干擾的作用。則R[t]由等式3表示(這里重復)R[t]=αp0[t]ej(ω0t+φ)+n[t]---(22)]]>對于BPSK調制，p[t]及p0[t]都是實數(shù)，不是復數(shù)，這樣，度量在等式4中提供(這里重復)metric=Σt=1NR[t]p(t)---(23)]]>推導的剩余部分與附錄A中提供的推導(等式14之后)相同，這里對于這一實施例，用p[t]代替附錄A的p1[t]。
附錄D對于具有頻率漂移的BPSK調制，度量類似于等式19的度量，如下所示metric(s)=Σt=1NR^l[t]pl[t]]]>這里，和附錄B中一樣R^l[t]=Re{R[t]R*[t-l]}---l>0]]>如附錄B中一樣，我們假定l≤m，我們得到R^l[t]=α2Re{p0[t](p0[t-l])*ejω0l}+η[t]≈α2Re{p0[t](p0[t-l])*}+η[t]]]>這里η[t]表示噪聲項的作用?，F(xiàn)在對于BPSK調制，Re{p0[t](p0[t-l])*}=p0[t]p0[t-l]]]>及p0[t]=(-1)sMthT---p0[t-l]=(-1)sMtzlT]]>這里zl由等式18定義。
對于

度量被最大化。
推導的剩余部分與附錄B中提供的推導(等式18之后)相同，這里，對于這一實施例，用p[t]代替附錄B中的p1[t]。
權利要求
1.一種用于碼分多址訪問(CDMA)通信系統(tǒng)的引導采集器，該引導采集器包括a.一個快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器，用于根據度量確定一組可能的偽隨機數(shù)(PN)負載中每個PN負載的質量；以及b.前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器，用于對每組PN負載產生一個矢量u，所述的矢量u定義具有所述的一組可能的PN負載的接收引導信號的質量度量，所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器把所述的矢量u提供給所述的快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器。
2.按照權利要求1所述的引導同步器，其特征在于所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括一個本地PN發(fā)生器。
3.按照權利要求2所述的引導同步器，其特征在于它還包括用于產生一系列局部可能的PN負載sE的局部可能的PN負載發(fā)生器，其中，每個局部可能的PN負載sE定義一組所述的可能的PN負載。
4.按照權利要求1至3中任何一個所述的引導同步器，其特征在于它還包括用于選擇這樣一個PN負載的本地PN負載選擇器，對于該PN負載，所述的哈達馬(Hadamard)變換(FHT)產生最佳度量。
5.按照權利要求4所述的引導同步器，其特征在于它還包括用于從所述的本地PN負載選擇器選擇出的PN負載中，選擇具有最佳度量的PN負載的全局PN負載選擇器。
6.按照權利要求4所述的引導同步器，其特征在于它還包括一個雙暫停器件，它用于從所述的本地PN負載選擇器選擇出的PN負載中，選擇度量值高于預定門限的PN負載，為每個所述的選擇的PN負載確定第二度量，及從選擇的PN負載中選擇出對于所述的第二度量具有最佳值的PN負載。
7.按照權利要求3所述的引導同步器，其特征在于所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括u矢量發(fā)生裝置，該裝置包括a.初始化裝置，給所述的本地PN發(fā)生器加載初始PN負載；及b.循環(huán)裝置，處理所述的接收的引導信號的每個數(shù)據點，所述的循環(huán)裝置包括i)組合裝置，它使一個局部可能的負載sE與所述的接收的引導信號的數(shù)據點，以及與所述的本地PN發(fā)生器產生的PN負載結合，從而更新所述的u矢量；和ii)PN步進裝置，用于步進所述的本地PN發(fā)生器。
8.按照權利要求3所述的引導同步器，其特征在于所述的接收的引導信號其中具有頻率漂移，所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括u矢量發(fā)生裝置，它包括a.漂移循環(huán)裝置，處理多個循環(huán)值，用于對每個循環(huán)值，給所述的本地PN發(fā)生器加載一個不同的初始PN負載，并從所述的接收的引導信號產生對漂移不敏感的輸入信號；及b.數(shù)據點循環(huán)裝置，處理所述的輸入信號的每個數(shù)據點，所述的循環(huán)裝置包括i)組合裝置，使一個局部可能的負載sE與所述的接收的引導信號的一個數(shù)據點，及與由所述的本地PN發(fā)生器產生的一個PN負載結合，從而更新所述的u矢量；和ii)PN步進裝置，用于步進所述的本地PN發(fā)生器。
9.一種用于使與其中具有頻率漂移的接收編碼信號同步的代碼同步器，該代碼同步器包括a.一個快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器，用于根據度量確定一組可能的偽隨機數(shù)(PN)負載中每個PN負載的質量；以及b.前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器，用于對每組PN負載產生一個矢量u，所述的矢量u定義具有所述的一組可能的PN負載的所述的接收的編碼信號的質量度量，所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器把所述的矢量u提供給所述的快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器。
10.按照權利要求9所述的代碼同步器，其特征在于所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括一個本地PN發(fā)生器。
11.按照權利要求10所述的代碼同步器，其特征在于它還包括用于產生一系列局部可能的PN負載sE的局部可能的PN負載發(fā)生器，其中，每個局部可能的PN負載sE定義一組所述的可能的PN負載。
12.按照權利要求10或11所述的代碼同步器，其特征在于它還包括用于選擇這樣一個PN負載的本地PN負載選擇器，對于該PN負載，所述的哈達馬(Hadamard)變換(FHT)產生最佳度量。
13.按照權利要求12所述的代碼同步器，其特征在于它還包括用于從所述的本地PN負載選擇器選擇出的PN負載中，選擇具有最佳度量的PN負載的全局PN負載選擇器。
14.按照權利要求12所述的代碼同步器，其特征在于它還包括一個雙暫停器件，它用于從所述的本地PN負載選擇器選擇出的PN負載中，選擇度量值高于預定門限的PN負載，為每個所述的選擇的PN負載確定第二度量，及從選擇的PN負載中選擇出對于所述的第二度量具有最佳值的PN負載。
15.按照權利要求11所述的代碼同步器，其特征在于；所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括u矢量發(fā)生裝置，該裝置包括a.漂移循環(huán)裝置，處理多個循環(huán)值，用于對每個循環(huán)值，給所述的本地PN發(fā)生器加載一個不同的初始PN負載，并從所述的接收的引導信號產生對漂移不敏感的輸入信號；及b.數(shù)據點循環(huán)裝置，處理所述的輸入信號的每個數(shù)據點，所述的循環(huán)裝置包括i)組合裝置，使一個局部可能的負載sE與所述的接收的引導信號的一個數(shù)據點，及與由所述的本地PN發(fā)生器產生的一個PN負載結合，從而更新所述的u矢量；和ii)PN步進裝置，用于步進所述的本地PN發(fā)生器。
16.一種用于對其中具有頻率漂移的信號解碼的糾錯碼解碼器，該解碼器包括a.一個快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器，用于根據度量確定一組可能的報文中每個報文的質量；以及b.前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器，用于對每組可能的PN負載產生一個矢量u，所述的矢量u定義具有所述的一組可能的報文的所述的接收的編碼信號的質量度量，所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器把所述的矢量u提供給所述的快速哈達馬(Hadamard)變換(FHT)器。
17.按照權利要求16所述的解碼器，其特征在于它還包括用于產生一系列局部可能的報文sE的局部可能的報文發(fā)生器，其中，每個局部可能的報文sE定義一組所述的可能的報文。
18.按照權利要求16或17所述的解碼器，其特征在于它還包括用于選擇這樣一個報文的本地報文選擇器，對于該報文，所述的哈達馬(Hadamard)變換(FHT)產生最佳度量。
19.按照權利要求18所述的解碼器，其特征在于它還包括用于從所述的本地報文選擇器選擇出的報文中，選擇具有最佳度量的報文的全局報文選擇器。
20.按照權利要求18所述的解碼器，其特征在于它還包括一個雙暫停器件，它用于從所述的本地報文選擇器選擇出的報文中，選擇度量值高于預定門限的報文，為每個所述的選擇的報文確定第二度量，及從選擇的報文中選擇出對于所述的第二度量具有最佳值的報文。
21.按照權利要求16所述的解碼器，其特征在于；所述的前置哈達馬(pre-Hadamard)處理器包括u矢量發(fā)生裝置，該裝置包括a.漂移循環(huán)裝置，處理多個循環(huán)值1，用于產生一個由有間隔1的兩個生成矢量構成的組合生成矢量；以及b.數(shù)據點循環(huán)裝置，處理所述的輸入信號的每個數(shù)據點，用于使一個局部可能的報文sE與所述的輸入信號的一個數(shù)據點，及與所述的組合生成矢量的外部部分結合，從而更新由所述的組合生成矢量的內部部分確定的所述的u矢量的元素。
22.一種使與碼分多址訪問(CDMA)通信系統(tǒng)的引導信號同步的方法，該方法包括如下步驟a.每組可能的PN負載i)給本地PN發(fā)生器加載初始PN負載；ii)在所述的接收的引導信號的每個數(shù)據點上循環(huán)，所述的循環(huán)步驟包括如下步驟a)使一個局部可能的負載sE與所述的接收的引導信號的一個數(shù)據點，及與由所述的本地PN發(fā)生器產生的一個PN負載結合，從而更新u矢量；以及b)步進所述的本地PN發(fā)生器，產生另一PN負載；iii)對所述的u矢量進行快速哈達馬(Hadamard)變換，以根據度量確定所述的一組可能的PN負載中的每個PN負載的質量；iv)選擇對于其度量具有最佳值的PN負載；b.對所有各組PN負載重復步驟i-iv；和c.從步驟iv中選擇的PN負載中選擇出具有最佳度量的PN負載。
23.一種使與碼分多址訪問(CDMA)通信系統(tǒng)的引導信號同步的方法，該引導信號其中存在頻率漂移，該方法包括如下步驟a.每組可能的PN負載i)在多個漂移循環(huán)值內循環(huán)，循環(huán)步驟包括如下步驟a)每個循環(huán)值，給本地PN發(fā)生器加載一個不同的初始PN負載；及b)根據接收的引導信號產生一個對漂移不敏感的輸入信號；ii)在所述的輸入信號的每個數(shù)據點上循環(huán)，所述的第二循環(huán)步驟包括如下步驟a)使一個局部可能的負載sE與所述的輸入信號的一個數(shù)據點，及與由所述的本地PN發(fā)生器產生的一個PN負載結合，從而更新u矢量；以及b)步進所述的本地PN發(fā)生器，產生另一PN負載；iii)對所述的u矢量進行快速哈達馬(Hadamard)變換，以根據度量確定所述的一組可能的PN負載中的每個PN負載的質量；iv)選擇對于其度量具有最佳值的PN負載；b.對所有各組PN負載重復步驟i-iv；和c.從步驟iv中選擇的PN負載中選擇出具有最佳度量的PN負載。
24.一種用于使與接收的編碼信號同步的方法，該編碼信號其中具有頻率漂移，該方法包括如下步驟a.每組可能的PN負載i)在多個漂移循環(huán)值內循環(huán)，循環(huán)步驟包括如下步驟a)每個循環(huán)值，給本地PN發(fā)生器加載一個不同的初始PN負載；及b)根據接收的引導信號產生一個對漂移不敏感的輸入信號；ii)在所述的輸入信號的每個數(shù)據點上循環(huán)，所述的第二循環(huán)步驟包括如下步驟a)使一個局部可能的負載sE與所述的輸入信號的一個數(shù)據點，及與由所述的本地PN發(fā)生器產生的一個PN負載結合，從而更新u矢量；以及b)步進所述的本地PN發(fā)生器，產生另一PN負載；iii)對所述的u矢量進行快速哈達馬(Hadamard)變換，以根據度量確定所述的一組可能的PN負載中的每個PN負載的質量；iv)選擇對于其度量具有最佳值的PN負載；b.對所有各組PN負載重復步驟i-iv；和c.從步驟iv中選擇的PN負載中選擇出具有最佳度量的PN負載。
25.一種用于對其中具有報文，并利用糾錯碼編碼的信號解碼的方法，該信號其中具有頻率漂移，該方法包括如下步驟a.每組可能的報文i)在多個漂移循環(huán)值1內循環(huán)，循環(huán)步驟包括如下步驟a)產生一個由有間隔1的兩個生成矢量構成的組合生成矢量；及b)根據接收的引導信號產生一個對漂移不敏感的輸入信號；ii)在所述的輸入信號的每個數(shù)據點上循環(huán)，所述的第二循環(huán)步驟包括如下步驟a)使一個局部可能的報文sE與所述的輸入信號的一個數(shù)據點，及與所述的組合生成矢量的外部部分結合，從而更新由所述的組合生成矢量的內部部分確定的所述的u矢量的一個元素；iii)對所述的u矢量進行快速哈達馬(Hadamard)變換，以根據度量確定所述的一組可能的報文中的每個報文的質量；iv)選擇對于其度量具有最佳值的報文；b.對所有各組報文重復步驟i-iv；和c.從步驟iv中選擇的報文中選擇出具有最佳度量的報文。
26.按照權利要求1至21中任何一個所述的設備，基本上如上文中所述。
27.按照權利要求1至21中任何一個所述的設備，基本上如任一附圖中圖解說明的一樣。
28.按照權利要求22至25中任何一個所述的方法，基本上如上文中所述。
29.按照權利要求22至25中任何一個所述的方法，基本上如任一附圖中圖解說明的一樣。
全文摘要
提供了一種用于碼分多址訪問(CDMA)通信系統(tǒng)的引導采集器,它包括快速Hadamard變換(FHT)器(20)及前置Hadamard處理器(22)。FHT器根據度量確定一組可能的偽隨機數(shù)(PN)負載中的每個PN負載的質量,前置Hadamard處理器為每組PN負載產生一個矢量u。矢量u定義具有該組可能的PN負載的接收的引導信號的質量度量,前置Hadamard處理器把該矢量u提供給FHT器。
文檔編號H04L27/22GK1251713SQ98803708
公開日2000年4月26日 申請日期1998年2月11日 優(yōu)先權日1997年3月30日
發(fā)明者多倫·雷恩什, 杜迪·本－埃利, 戴維·布爾施泰因, 什洛莫·沙馬(希茨) 申請人:Dspc技術有限公司