專利名稱：自適應均衡的多方式裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于數(shù)字通訊系統(tǒng)接收機的均衡裝置(或均衡器)。
在當前的數(shù)字通訊系統(tǒng)中，接收機包括有若干功能，其中有解調，也就是說接收信號的基帶轉換，均衡、同步(節(jié)奏和載波)、信道的判定和譯碼。
均衡主要是為了排除符號間干擾(IES)的發(fā)生可能。后者是一種和傳播環(huán)節(jié)總的說不能滿足被約定稱之的Nyquist標準的事實有關的現(xiàn)象。這可能由于在發(fā)射和接收的濾波問題上的一種惡劣策略、取樣時間的調整不好而發(fā)生，這只會造成一種特別的情況，或者是一種多途徑傳播的現(xiàn)象。
另外要提出，對于所有目的，一個數(shù)字通訊系統(tǒng)可以被概念化地看成一個速度為1/T、且通過一個給定的離散的脈沖響應的信道的、向一個通常復雜的、維數(shù)有限的符號表中的值發(fā)射符號的發(fā)射源。此發(fā)射速度即成為調制的速度，通常用Baud表示，T為指示分隔開兩個連續(xù)符號的發(fā)射的時間間隔(符號延續(xù)時間)。
從歷史上看，最初用于和符號間的干擾現(xiàn)象作斗爭的裝置是由Lucky在他的出版物中介紹的[1]R.W.LUCKY，″Automatic Equqlization for digitalCommunications″，他首先涉及到自適應型“同步”線性橫向濾波器(在一個符號延續(xù)時間中只使用一個取樣)，由于傳輸信道的變化性質，自適應性變得很必要。橫向濾波器的系數(shù)是按照一個消除(按照anglo-saxonne術語為Zero Forcing-零干擾力)符號間干擾的標準實現(xiàn)的，此程序導致將卷曲的頻譜均衡。這就是均衡器名稱的由來。
此橫向均衡器的原理表示在

圖1上，其中前向濾波器1具有轉換函數(shù)B(z)，而判定電路2位于前向濾波器1的后端。
只是較晚才出現(xiàn)了使用均方誤差最小化作為最佳化標準的自適應式均衡器。事實上可以證實，在噪音強烈的信道的情況，IES的消除可以轉換為在均衡器輸出端處噪音的大々增強而使性能大為降低，相反EQM的最小化標準被證實是一個正確的折衷辦法，可以大大降低IES而不會顯著增大噪音。
均衡通常在兩個階段進行。在第一個階段中，裝置由一個足夠長以保證收斂的學習程序引導，之后在第二階段，裝置轉為自適應，也就是說由自己本身的判定引導。
再往后，特別在出版物[2]C.A.Belfiore，J.H.Park“Decision FeedbackEqualization”，Proceedings of the IEEE 67(8)，(79年8月)中作者提出依靠判定(均衡器反饋判定或DFE)返回的非線性循環(huán)式均衡器，其中被確定數(shù)據(jù)被再次注入構成均衡器的循環(huán)式部分的后向濾波器3中，如圖2中所示。
此方法因此許可在最好情況下消除或至少大々降低了因果性質的IES，保留的顯然沒有判定錯誤。這種新的結構因此應該在信道特別敏感時可能有很有意義的性能。不幸，這些裝置同時得以被證實對于這樣的判定錯誤非常敏感，以致在苛刻情況下一種錯誤傳播現(xiàn)象有時達到使此種裝置發(fā)散。在這樣情況下，實際上被迫將裝置重新進行初始化，很明顯需要一個必需有周期特性的新的學習程序。這對于一種給定的應用最少表現(xiàn)出了在線上信息流量的不可忽視的增大。
從另一觀點來看，如果一個判定返回(DFE)的非線性均衡器從誤差概率的最小化標準(等效于效果推斷法的最大限度可能標準)來看真的并非最佳，那么當在脈沖響應長度被證實很長時，在[3]G.D.Forney，Jr，“Maximum likelihood sequence estimation of digital sequences in thepresence of intersymbol interference”IEEE trans.Inform，Theory，Vol.IT-18，pp.363-378，1972年5月中首次敘述的最佳接收機便應很快變得不能實現(xiàn)。事實上，一個這樣的裝置最初進行了一次傳輸信道的離散脈沖響應的估算，接著在所有可能的序列中搜索最接近在解調器輸出端的觀察的(矢量)的那個序列。現(xiàn)時，這種接收機的使用通過了在[4]G.D.Forney，Jr.“The Viterbi Algorithm”，Proc，IEEE，Vol.61，pp.268-278，1973年3月中描述的Viterbi算法的使用。后者的重大好處之一是可以取判定“順流而下”而不會損壞最佳狀態(tài)。很明顯，為了開始對發(fā)射的最可能的符號序列取得判定，沒有必要接收到完整的信息。這時，作為例子，對于一次2個狀態(tài)(MDP2)的相位移動的調制且在離散脈沖響應的長度10的情況，一個和這種系統(tǒng)相聯(lián)系的格柵包含有1024個狀態(tài)，而對于一個MDP4包含有1048576個狀態(tài)。事實上，這使這種類型的接收機至少對于“實時”應用是完全不能實現(xiàn)的。當增大發(fā)射的符號字母表的大小時困難增加得更多。因為，這種技術只對于短干擾才是真正可以考慮的，除非將傳輸信道的離散脈沖響應的長度任意截短。這很顯然要引起最佳狀況的損壞。
一個這樣的干擾長度(10個符號時間長度)對于若干種應用是完全典型的，特別是對于移動無線電信道、對流層的、電離層的信道，或者還有在海底聲學信道中，以及在電話線路方面的同樣的信道是這樣的。此外，任何同樣的東西，顯然都可以找來用于將愈來愈多的重要的傳播物送向這一類的信道，這將不可避免地表現(xiàn)為離散脈沖響應尺度的伸長。因此，為了說明理由，一個海底聲學信道可以給出數(shù)十個符號時間長度T的離散脈沖響應。因而，一個判定返回(DFE)的非線性均衡器，即或是次于最佳的，也較有益處，但它們常由于誤差傳播現(xiàn)象而難于使用。
至今為止可以看到，在均衡方法中基本存在著兩種結構。一種是線性橫向的，另一種是判定返回(DFE)的非線性循環(huán)式均衡器。這第二種結構確實能帶來對于某些類型的信道愈加不可忽略的種類，并另外帶來在均衡器輸出端處噪音的大大降低。雖然這樣，一種學習程序的必不可少的存在意味著傳播物、以及因而引起的頻譜阻塞的不可忽視的增加。這是在自學者(盲目)均衡方法中若干當前研究工作的開展的深刻理由。目的是許可不用學習程序而將信道均衡，也就是說，只從輸入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計分布的終究合法的知識出發(fā)。
許多作者對此題目作出了不可忽視的供獻，其中有[5]Y.Sato，″A method of self-recoveringequalization for multilevel amplitude modulation″，IEEETrans.Com.，COM-23，pp.679-682，June 1975；D.N.Godard，″Self-recovering equalizationand carrier tracking in two-dimensional data communicationsystems″，IEEE Trans.Com.，COM-28，pp.1867-875，November1980；[7]A.Benveniste，M.Goursat，″Blind equalizers″，IEEE Trans.on Com.，Vol.32，1984，pp.871-883；[8]G.Picchi and G.Pratti，″Blind equalizationand carrier recovery using a ′stop and go′decision-directed algorithm″，IEEE Trans.Com.，COM-35，pp.877-887，Novembre 1987；[9]O.Macchi，Yi Gu，″Self-adaptativeEqualization with a mixed backward and forward predictor″，ISELDECS，Kharagpur，India，pp.437-440，Dec.1987；[10]O.Shalvi，E.Weinstein，″New criteria forblind deconvolution of nonminimum phase systems channels″，IEEE Trans.Inform.Theory，vol.IT-36，No.2，pp.312-321，March 1990；[11]B.Porat，B.Friedlander，″Blind equalizationof digital communication channels using high-ordermoments″，IEEE Trans.on Signal Processing，vol.39，pp.522-526，F(xiàn)eb 1991；[12]K.Hilal，P.Duhamel，″A blind equalizerallowing soft transition between the constant modulusalgorithm and the decision directed algorithm for PSKmodulated signals″，Internat.Conf on Comm.，Geneva，Switzerland，pp.11144-1148，May 1993.
所有這些算法都不言明地參考量級大于2的統(tǒng)計數(shù)據(jù)，因為一個非最小相位的信道為了其反轉(重疊合法)必需使用這些時刻。
這種類型的第一均衡器一般是使用的線性橫向結構。其他作者和特別是O.Macchi等在其出版物C.A.Faria Da Rocha，O.Macchi，″A novelself-learning adaptative recursive equalizer with uniqueoptimum for QAM″，ICASSP，Adelaide 94；[14]C.A. Faria Da Rocha，O.Macchi，J.M.T.Romano，″An adaptative non linear IIR filter for self-learning equalization″，ITS 94，RIO DE JANEIRO中對線性循環(huán)式結構感興趣。那里的均衡器基本由一個橫向線性的前向濾波器(逆預測器)、一個純粹循環(huán)式的后向濾波器(預測器)和一個增益自動控制(CAG)構成。仍要測定最佳化標準。其中的最小化應能導致一種和Wiener觀點的可能的最佳解決辦法接近的解決辦法。
同樣是這些作者提出一種獨創(chuàng)性的代價函數(shù)[13]，這是白化(全盲)標準和平方誤差(相對于被取判定估算)的最小化標準的線性組合。主要思想是從盲標準出發(fā)逐漸轉向平方誤差最小化標準，均衡器因而變得受判定的引導。從此開始，不再總是用確定的數(shù)據(jù)去代替提供給后向濾波器輸入端的數(shù)據(jù)，因而被從循環(huán)式線性結構過渡到了(DFE)的非線性結構。這個思想被證實在使得可能對其他自學性的算法行不通的信道進行均衡這個意義上是極為有意義的。然而，盡管這種思想有獨創(chuàng)性以及在自學性均衡的計劃上的無可爭辯的貢獻，這種結構具有若干方面似乎可以加以改進。
在同一年，O.Macchi等[14]提出一種結構，基本上由一個預測器、一個增益自動控制(CAG)和一個包含有一個循環(huán)式部分的全通濾波器組成。其中的預測器對幅度信道、相位全通和CAG進行均衡、承擔正確水平的恢復和解決載波復原問題。一個增大的收斂速度被無可爭辯地得到，而此系統(tǒng)不許可考慮最佳的結構可逆性而不降低性能，這在非穩(wěn)定信道情況有形成重大缺陷的危險。
和本發(fā)明的根本區(qū)別在于這一事實，即[14]中敘述的相位(全通)均衡器同樣包含一個循環(huán)式部分。因為，當它在進行方式上變換時以及為了從一種判定返回非線性結構充份地得到好處，不得不頂著性能降低的困難，將兩個后向濾波器換成一個單一的等效濾波器(循環(huán)式)。此后，如果信道由于變故而變壞，就沒有可能在后面恢復復原了。相反，按照本發(fā)明的裝置包含有一個單一的、純粹循環(huán)式的預測器，這便是它和[14]中敘述的裝置的深刻不同之處。
本發(fā)明提出一種均衡裝置，用于數(shù)字通訊系統(tǒng)的接收機。該種裝置包括有增益自動控制裝置、載波恢復裝置、用于數(shù)據(jù)的相位均衡的裝置、以及一個用于數(shù)據(jù)的幅度均衡的預測器、一個判定電路。此裝置的特征在于，該預測器是純粹循環(huán)性的，相位均衡器是純粹橫向的，而這兩個部件的相對位置是可以調換的，該裝置許可通過判定誤差評價性能和按照估計接收困難的標準、控制兩個部件之間的交換，預測器在前端且在自適應和自學方面被最佳化、以使其輸出白化，而相位均衡器在后端且在接收困難的周期中在自適應方面被最佳化，當預測器在后端而相位均衡器在前端，兩個聯(lián)合一起在自適應方面進行最佳化，以使判定電路的輸出和其輸入之間的判定誤差在容易接收周期中降低到最低限度。
提出的結構是自適應的，這是一個顯著的新穎之處。
在收斂相位中，此結構表現(xiàn)為一個真實增益、一個純循環(huán)式的預測器、一個橫向線性濾波器、和一個相位校正器的鏈接。在線性橫向濾波器前端的白化濾波器的存在能使后者收斂得更快。
在工作方式上，保留的結構和以前的相同，差別是預測器的和橫向濾波器兩者要對調。
這樣，此循環(huán)式裝置具有雙重的優(yōu)點。一是在其初始階段為完全自學型的(盲的)。二是按照均方誤差的最小化的標準由判定引導逐漸趨向一個DFE型的裝置，在這種狀態(tài)下裝置保持自然而使信道不會衰減太大。相反，當傳播條件使信道變得過于艱難且因此均方誤差超過某個閾值時，該裝置便轉入一個相應于收斂階段的一個盲結構中。
因此，作為本發(fā)明的目的，本裝置許可在其結構的自適應性問題的研究和收斂性的計劃上都得到很有意義的特性。和以往技術的通常的均衡器不同，此根本特性許可它適應處于苛刻狀況中的信道的起伏。
此外，本發(fā)明提出的裝置特別適用于非穩(wěn)定信道，尤其是移動無線電信道、電離層信道、對流層信道和海底聲學信道。
本發(fā)明同樣提出一種用于數(shù)字通訊系統(tǒng)的接收機的均衡方法。
本發(fā)明的其他特性和優(yōu)點還將從后面的敘述中得出。此敘述是純粹說明性的，而不是限制性的。閱讀時應參照附圖，其中-圖1是一個橫向線性均衡器的原理圖；-圖2是一個判定返回均衡器的原理圖；-圖3是一個說明對于本發(fā)明的收斂階段按照一個可能的實現(xiàn)方式的裝置的結構的簡圖；-圖4是一個說明對于本發(fā)明的進行階段按照一個可能的實現(xiàn)方式的裝置的結構的簡圖；-圖5是一個說明對于實行階段按照一個可能的結構的變動方案簡圖；-圖6a和圖6b是對于PORAT和FRIEDLANDER類型的一個信道給出幅度響應和相位響應對頻率的函數(shù)的圖；-圖7是在復平面中說明對應圖6a和圖6b的發(fā)射信道的轉換函數(shù)的零點(零用+標志)和預測器的轉換函數(shù)1/(1+C(z))的極(極用‘o’標志)相對于單位圓的位置的一種表現(xiàn)法；-圖8a和圖8b表示在一種調制MDP4的情況下分別相應于按照本發(fā)明的裝置的輸入端處的信號和輸出端處的信號的星座；-圖9a和圖9b是其上作為被接收符號數(shù)目的函數(shù)分別畫有瞬時平方誤差和在最小平方意義上估算的平方誤差的圖；-圖10是其上作為被接收符號數(shù)目的函數(shù)畫有表示在最小平方意義上被估算的信號y(n)和z(n)的偏差的曲線的圖；-圖11是其上作為100次試驗中被計算符號數(shù)目的函數(shù)畫有均方誤差的圖；-圖12a和圖12b是對于MACCHI類型的一個混合信道給出幅度響應和相位響應對頻率的函數(shù)的圖；-圖13是在復平面中說明對應圖12a和圖12b的發(fā)射信道的轉換函數(shù)的零點(零用+標志)和預測器的轉換函數(shù)1/(1+C(z))的極(極用‘o’標志)相對于單位圓的位置的一種表現(xiàn)法；-圖14a和圖14b表示在一種調制MDP4的情況下分別相應于按照本發(fā)明的裝置的輸入端處的信號和輸出端處的信號的星座；-圖15a和圖15b是其上作為被接收符號數(shù)目的函數(shù)分別畫有瞬時平方誤差和在最小平方意義上估算的平方誤差的圖；-圖16是其上畫有表示在最小平方意義上被估算的信號y(n)和z(n)的偏差的曲線的圖；-圖17是其上作為100次試驗中迭代次數(shù)的函數(shù)畫有均方誤差的圖；-圖18和圖19是和圖3和圖4中說明一個依據(jù)本發(fā)明的被細分的均衡器的類似的圖解表示。
本發(fā)明提出的均衡裝置根據(jù)其處于收斂階段(階段1)還是進行階段(階段2)，也就是說根據(jù)建立的狀況而呈現(xiàn)出有兩種不同結構。這兩種結構被畫在圖3和圖4上。
在收斂階段期間使用的結構中，一個線狀的純粹循環(huán)式的預測器(白化濾波器)位于本身為自學習型(盲)的橫向濾波器的前面。在進行階段中，橫向濾波器位于循環(huán)式預測器的前面，后者被供給以判定的數(shù)據(jù)。對于橫向線性部分也和對于可循環(huán)部分一樣，最佳化標準也變?yōu)榫秸`差最小化標準。因此事實上發(fā)生的結構改動都伴隨有最佳化標準的同時變化。
這樣，按照該信道的困難程度并根據(jù)輸出端信號性能如在最小平方(RLS)意義上估算的均方誤差的測量標準，裝置從圖3所畫的那種自學型線性可循環(huán)結構轉變成圖4上說明的線性非可循環(huán)結構(DFE)，或者相反，從一種由判定引導的DFE型結構變成一種自學型線性可循環(huán)結構。
現(xiàn)在將一方面對收斂階段的相應結構，另一方面對進行階段的相應結構進行敘述。
階段1收斂階段/接收困難的階段圖3說明的收斂結構包含一個實型g的增益自動控制部分10，一個有轉換函數(shù)1/(1+C(z))的預測器1，一個有轉換函數(shù)B(z)的橫向濾波器12，和一個相位誤差補償裝置13。指出一點很重要，即以增益g作為特征的CAG可以位于該電路上的其他處，特別是在純可循環(huán)預測器11和橫向濾波器12之間，或在相位誤差補償裝置13的前端或后端。
增益g是根據(jù)一個盲標準實現(xiàn)的。預測器11根據(jù)一個白化(幅度均衡)標準和橫向濾波器12根據(jù)一個涉及量級大于2的統(tǒng)計數(shù)據(jù)(相位均衡)的盲標準。為了實現(xiàn)橫向部分的比率可以使用許多算法，特別是上述的1至14條中的那些。
載波恢復13，也就是說估算剩余相位誤差及其具有和exp(-j0)的乘積的形式的補償，例如可按照一個均方誤差的最小化標準進行。制成的誤差信號可以接著這樣地濾波，以重新回到一個等效于二階(或按照使用的濾波器的類型選擇一個大于2的階)的相位伺服的裝置。此裝置13也可以位于該電路鏈的其他點處，尤其是在預測器11和橫向濾波器12之間。
載波恢復13在這種收斂階段中是唯一由判定引導的功能。其他功能從毫不依靠適當裝置(閾電路)作出的判定的標準得到最佳化。
此第一階段因此是完全自學型(盲)的。
各個基本裝置較好地具有它的適當?shù)淖罴鸦瘶藴?，這對比出它整體是一個很堅實的結構。
此外，預測器11白化輸送到橫向濾波器12輸入端的數(shù)據(jù)，在這種度量中，輸入信號的自動相關模型被證實是狀況很好的，因而可以發(fā)現(xiàn)這對收斂時間有不可忽視的好處。
另外，如果不計及和可能的插入有關的任何考慮，CAG10和載波恢復裝置的位置沒有任何絕對重要意義。這樣，CAG10(以g為特征)可以位于預測器11和橫向濾波器12之間，或者在相位誤差補償裝置13的前端或后端而毫無區(qū)別。然而，在一個未來的插入中，在各個附圖上表示的這個位置似乎是一個有意義的位置，至少對于那些涉及增益g的是這樣。事實上，使其位于相位誤差補償裝置13的前端或后端會要求引入對進行方式(總是專用于執(zhí)行)進行劃分，而位于預測器和橫向濾波器之間則表達出要求將預測器輸出數(shù)據(jù)和橫向濾波器輸入數(shù)據(jù)儲存起來，這畢竟不難辦到。
階段2進行階段/容易接收的期間從信道實際上均衡以后，能在例如最小平方的(Recursive LeastSeuil)意義上從被估算的EQM觀察推斷出、更正確地是將此值和一個閾值相比較，可以重新布置一個有轉換函數(shù)1/(1+C(z))的預測器和如果m是2，R1是
或
和R2、R3、R4和R5相互無關，是氫、氯、C1-C25烷基、C7-C9苯基烷基、未取代的或C1-C4烷基取代的苯基、未取代的或C1-C4-烷基取代的C5-C8環(huán)烷基；C1-C18烷氧基、C1-C18烷硫基、羥基、C1-C4烷基氨基、二(C1-C4-烷基)氨基、C1-C25烷酰氧基、C1-C25烷?；被3-C25烯酰氧基、被氧、硫或
中斷的C3-C25烷酰氧基；C6-C9環(huán)烷基羰氧基、苯甲酰氧基或C1-C12烷基取代的苯甲酰氧基，或R2和R3或R3和R4或R4和R5連同它們連結的碳原子一起形成一苯環(huán)，R4也可以是-(CH2)n-COR11或如果R3、R5、R6、R7和R10是氫，R4還可以是通式(2)的基團
化。這些方面被清楚地在附加技術中進行了描述。
最后，而且這也是該裝置的另一項獨創(chuàng)性，在階段2中在對確定的數(shù)據(jù)進行近似估算的基礎上，當被估算數(shù)據(jù)的近似不充分時，可遵照圖4的方案用y(n)置換相位校正數(shù)據(jù)即
。這同樣能降低單獨的判定誤差對有關的均方誤差增大的影響。這種策略當然能使前述保留裝置處置一種這類的近似估算時更強有力。當不作這種估算時轉換開關位于a位置。
這樣，預測器或者可以從判定電路2的輸出端得到已作相位校正的估算數(shù)據(jù)
，或者可以從預測器11的輸出端取得數(shù)據(jù)。該裝置包含一個裝置以用于按照對被估算數(shù)據(jù)作近似估計的上述標準，在兩種輸送數(shù)據(jù)(圖4上的b和a)間進行倒換。
現(xiàn)在將對本發(fā)明的均衡裝置的一個實施例作詳細敘述。
-收斂階段/困難接收期間支配該裝置運轉的方程式有如下一些t(n)＝x(n)g(n-1) (I-1)z(n)＝t(n)-[z(n-1)…z(n-N)]C(n-1)(I-2)y(n)＝BT(n-1)z(n) (I-3)其中z(n)＝[z(n)z(n-1)…z(n-L)]TB＝[bO…bL-1bL]Tw(n)=y(n)exp(-jθ^(n-1))----(I-4)]]>作為例子，矢量B的初始化可以象序列B＝
T那樣進行，而C是N維的零矢量。要注意N當然應該選擇得大于或等于傳輸信道的轉換函數(shù)F(z)的零點的個數(shù)。同樣，橫向均衡器的維數(shù)(L+1)應該選得足夠大，使之能夠合適地處理在單位圓外面和緊挨著它處的零點。
實際增益g的實現(xiàn)是按照[1]和[2]中最初宣布的標準進行的。G(n)＝G(n-1)+μG[1-｜z(n)｜2]g(n)＝√｜G(n)｜ (I-5)或者還有g(n)＝｜G(n)｜ (I-5bis)相位誤差的實現(xiàn)可以是按照一個同樣的由判定引導(估算)的平方誤差的最小化的策略進行的。誤差信號通常用一個數(shù)字濾波器(相位提前積分器)進行濾波，有兩個系數(shù)G1和G2作為其特征e(n)＝Im{w(n)[d(n)-w(n)]*} (I-6)s(n)=(e⊗f)(n)etz{f(n)}=G1+G21-z-1----(I-7)]]>θ^(n)=θ^(n-1)+μθs(n)----(I-8)]]>相位的實現(xiàn)一開始就應從開頭出發(fā)，尤其對于其離散脈沖響應是復型的信道。相反對于實脈沖響應的信道，當在最初的迭代期間停止實現(xiàn)，可以查到更快的收斂。這可以用下面事實來解釋，即這時只在IES的一部分已被去除的時刻以后才引入由判定引導的標準很有好處，這可以增大被確定的數(shù)據(jù)的可靠性。
信號Z(n)的白化是用一種“隨機梯度”技術(SGLMS算法)將其偏差E{｜Z(n)｜2}減小至最低限度而得到的。事實上大家知道，按照Wiener的觀點，最佳解決辦法能將預測的正交誤差z(n)變成矢量Z(n)的不同分量。在這些情況中取樣z(n)和被時間長度N限制的范圍無關。矢量C的實現(xiàn)方程因此如下C(n)＝C(n-1)+μcz(n)[z(n-1)…z(n-N)]H(I-9)指數(shù)H表示轉置和共軛操作。
為了矢量B的實現(xiàn)，對若干代價函數(shù)、特別是Godard函數(shù)(常模數(shù)算法)進行了檢驗。同樣，發(fā)明人對將Godard函數(shù)和一種Benveniste-Goursat類型的策略聯(lián)系起來的混合策略很感興趣。他們另外在若干信道上檢查了不同的標準。這些信道中包括PORAT和FRIEDLANDER類型[11]的和MACCHI類型[13]的信道。
使用的迭代技術是一種“隨機梯度”技術(它同樣可以是可循環(huán)最小平方技術)。和前面列舉的策略對應的不同誤差信號的表達式有eGod(n)＝y(tǒng)(n)[1-｜y(n)｜2] Godard[6] (I-10)eSW(n)＝-y(n)｜y(n)｜2Shalvi-Wenstein[10](I-11)eDD(n)＝[^d(n)exp(j^θ(n-1))-y(n)]LMS(I-12)(判定引導)eBenv(n)＝k1eDD(n)+k2eGod(n)｜eDD(n)｜ (I-13)Benveniste-Godard按照保留的標準，也就是說代價函數(shù)ex(n)，實現(xiàn)矢量B的一方程式可寫成B(n)＝B(n-1)+μ3ex(n)Z*(n) (I-14)可以看到，按照保留標準此算法顯然是自學型的。在所有的模擬中表現(xiàn)最快的那些標準是Godard的標準。它們可能和Benveniste策略有關。后者許可從一種自學型(Godard)的標準由判定(定向判定)引導容易地進入一個LMS型的最后的標準。
更準確地說，B的實現(xiàn)是按照Godard的標準起動，然后在以最小平方意義上估算的z(n)的偏差達到一個給定閾值時轉向Benveniste類型的策略。用于這種估算的典型的疏忽因子已被確定為λ＝0.99。
另外，初始矢量B(0)已被任意穩(wěn)定在B(0)＝
T。參考系數(shù)的初始位置和初始值當然可以修改。換句話說，橫向線性濾波器可能不是唯一非因果的。
恢復延遲δ無論如何會等于橫向濾波器12的非因果部分的維數(shù)。
·進行/容易接收期間的階段。
當在可循環(huán)最小平方(Recursive Least Square)意義上估算的均方誤差(EQM)下降到某一穩(wěn)定閾值以下，例如對于一個調制MDP4此穩(wěn)定值在0.2，被估算的EQM的實現(xiàn)方程式如下EQM(n)=λEQM(n-1)+(1-λ)|d^(n)exp(jθ^(n-1))-y(n)|2----(II-0)]]>EQM(O)＝1在此情況下，預測器11和線性橫向濾波器12被調換位置并過渡到DFE方式，也就是說用預先相位校正好的確定數(shù)據(jù)即后面部分的
去取代y(n)。
均衡器因而整個從一種線性循環(huán)結構過渡到一種非線性循環(huán)結構(DFE)。
此外，還對代價函數(shù)進行修改并按照EQM的最小化標準(判定引導的SGLMS算法)實現(xiàn)B和C。不論在結構水平還是在代價函數(shù)水平，此修改明顯是可逆的。
與此雙重作用并行，同樣可以將實增益g(n)限制在其先前的值處。這時橫向濾波器12被當作一個典型的線型橫向均衡器，可以承擔起自適應增益自動控制的工作。換句話說，最后的結構完全等效于一個DFE(判定反饋均衡器)結構。其優(yōu)點是，當被估算的EQM超過臨界閾值時，可以簡單地回復到一個可循環(huán)和線性的全盲結構。該算法的實現(xiàn)方程式如下t(n)＝x(n)g(n-1) (II-1)p(n)＝BT(n-1)T(n)avecT(n)＝[t(n)…t(n-L)]T(II-2)y(n)＝p(n)-CT(n-1)Y(n)(II-3)Y(n)＝[^d(n-1)exp(j^θ(n-2))...^d(n-N)exp(j^θ(n-N-1))]Tw(n)＝y(tǒng)(n)exp(-j^θ(n-1)) (II-4)同時必需確定以下表達式z(n)＝t(n)-[z(n-1)...z(n-N)]C(n-1)(II-5)z(n)＝[z(n)z(n-1)...z(n-L)]T(II-6)實增益g的實現(xiàn)可以按照在收斂階段使用的標準進行，或者那時此增益可歸并到矢量B的實現(xiàn)中。相位誤差的實現(xiàn)對于它是按照和在初始相位中相同的策略進行的。
實現(xiàn)矢量B和C的方程是一個由判定引導的典型的LMS算法的那些方程，即B(n)=B(n-1)+μB[d^(n)exp(j^θ(n-1))-y(n)]T*(n)----(II-7-a)]]>相應于位置a中斷器(判定反饋均衡器)。B(n)=B(n-1)+μB[d^(n)exp(j^θ(n-1))-y(n)]Z*(n)----(II-7-b)]]>相應于位置b中斷器。C(n)=C(n-1)-μC[d^(n)exp(j^θ(n-1))-y(n)]Y*(n)----(II-8)]]>最后，在進行階段，CAG10可以歸并到線性橫向均衡器中，在這種情況下只需將參量g限制在它的前面的值處即可。這在穩(wěn)定信道上是特別有意義的。在這種情況下，明確回復到一種性能得到了解的DFE型結構。更好的是，當判定誤差數(shù)達到一個臨界閾值，典型的DFE會由于判定誤差的傳播現(xiàn)象而發(fā)散。相反，如果是新策略或者在苛刻情況下，估算的均方誤差超過臨界閾值致使該裝置受到結構改動而回到自學方式?，F(xiàn)在一開始不再會有由誤差傳播現(xiàn)象引起的重大發(fā)散危險了。這是值得注意的一點。
最后，復原的延遲總是等于線性橫向均衡器的非原因部分的長度L，并這樣穩(wěn)定于參考系數(shù)的初始位置。這已在若干苛刻的混合信道上得到證實。
性能作為本發(fā)明目的的上述裝置以及有關算法已經(jīng)成功地對海底聲學通訊的實信號在特別有反射的情況下(試驗盆和海底微弱水平傳播)進行了檢驗。
同時對該裝置及有關算法的運行也在MACCHI和PORAT與FRIEDLANDER的信道上對MDP4(QPSK)型調制進行了模擬。在每種情況下數(shù)據(jù)的偏差都在1進行規(guī)格化。信噪比被確定在15dB。預測器11的維數(shù)N被選擇等于5。L穩(wěn)定于19，這使得線性橫向均衡器的維數(shù)等于20。
對于每次檢驗模擬了隨機頻率偏移ΔF，使乘積ΔFxT在區(qū)間
中是均勻分布的，其中T通常表示符號的時間長度。同時我們也同樣對每次檢驗引入了一個在
上均勻分布的初始相位誤差。
. PORAT與FRIEDLANDER的信道此信道在單位圓的兩邊都有零點。其離散脈沖響應如下f＝[2-0.4*j1.5+1.8j1 1.2-1.3*j0.8+1.6*j]值得注意的是，和下面例子中使用的相反，此脈沖響應是復的。表示出了此信道的相位、幅度的頻率響應(在圖6a和6b上)，以及單位圓轉換函數(shù)的零點的位置(圖7)。
然后，用一種特殊的印記法考察了預測器(11)的轉換函數(shù)1/(1+C(z))的極點的最后位置。將要特別注意(同時按照理論)傳輸信道(混合型信道)的轉換函數(shù)F(z)的2個外部零點的對稱的2個內部極點的存在。
在圖8a和8b上出現(xiàn)的是開始的星座和w(n)信號按照最后1000個數(shù)值的星座。
此外，經(jīng)常在一個特別的文件的情況，在圖9a和9b上表示出瞬時平方誤差和按最小平方(RLS)觀點估算的EQM的變化?？梢钥吹?，收斂大約位于1000次迭代處，點很惹人注目，這比用以往技術的裝置要快得多。
按RLS觀點估算的y(n)和z(n)的偏差的變化給出在圖10中。又一次可以看到收斂發(fā)生在大約1000次迭代處。
最后，在圖11上給出了估算的EQM的變化。這估算是在處理100個隨機得到的印記和對按可循環(huán)最小平方(RLS)觀點估算的均方誤差取算術平均值時得到的。此結果可以檢驗新裝置和有關的算法的效能。
特別可以看到，在一種MDP4類型的調制的情況，對于“隨機梯度”類型的算法，收斂時間約為1000個符號的時間長度。作為比較，一個如Godard引用的那種自學型線性橫向均衡器一般需要15000個符號的時間長度，并顯示出均方誤差的放大約為3.5dB。MACCHI信道此信道在單位圓內外都有零點，其離散脈沖響應如下f＝
在圖12上，表示出了此信道的相位、幅度的頻率響應以及單位圓轉換函數(shù)的零點的位置。
按照一種特別的安排，考察了預測器(11)的轉換函數(shù)1/(1+C(z))的極點的最后位置。將要特別注意(同時按照理論)傳輸信道的轉換函數(shù)F(z)的2個外部零點的對稱的2個內部極點的存在。
在圖14上出現(xiàn)的是開始的星座和w(n)信號按照最后1000個數(shù)值的星座。我們的裝置大々降低了符號間的干擾。
此外，經(jīng)常在一個特別的文件的情況，在圖15上表示出瞬時平方誤差和按最小平方(RLS)觀點估算的EQM的變化。從中可以看到，收斂大約位于1000次迭代處。
同時，圖16給出從y(n)和z(n)估算的的偏差的變化。這估算是按可循環(huán)最小平方(RLS)觀點得到的，疏忽因子為0.99。
最后，在圖17上給出了在處理100個印記得到的的EQM的變化。此結果可以證實新算法在新信道上的效能。
應用本發(fā)明所覆蓋的范圍當然是在其中通常判定返回式非線性均衡器在當今時代特別有用的電磁波的、移動無線電的和海底聲學的遠程通訊領域。這些信道表現(xiàn)出極不穩(wěn)定的特性，同時顯示出一般有長的脈沖響應。另外，電纜通訊也同樣可以從這個新發(fā)明中得到好處。它們事實上一般以覆蓋許多個符號時間長度的脈沖響應為特征因而用于使用最佳接收機時相當不好。
本發(fā)明涉及的調制類型大體是如同2至4個相位狀態(tài)的調制(MDP2、MDP4)那樣的線性調制、幅度調制(MA)和使用兩個正交載波的幅度調制(MAQ)，一種在當前應用中使用很廣的調制。
本發(fā)明的有效領域同樣伸展至使用著空間和頻率多種差別的技術的接收機。這種接收機的按照均方誤差最小化觀點的最佳結構在每個線路上都是由一個線性橫向濾波器(步伐為T)12和一個循環(huán)濾波器構成的。
另外此結構可以伸展至分段類型的均衡器(按照anglo-saxonne術語為“空間分段均衡器”)，也就是說那種和所說的“同步的”均衡器(按照anglo-saxonne術語為“T空間均衡器”)相比每個符號時間長度使用多于一個取樣的均衡器。這些分段裝置通常帶來增益是由于它們有這樣的性能，使它們對于選擇取樣時刻相當不敏感。這和同步均衡器的情況絕對不同。
分段均衡器的一個可能的實施例表示在圖18和圖19上。在收斂周期或叫困難接收周期裝置的結構是按照圖18。分別記為x1(n)和x2(n)的交錯編織的信號表示為x1(n)＝x(nT+τ)x2(n)＝x(nT+τ-Δ)其中例如、而且確實一般也是Δ＝T/2，τ表示取樣的相位。
轉換函數(shù)1/(1+C(z))的純循環(huán)的預測器11對于信號x1(n)和x2(n)輸入所經(jīng)的兩個電路中是共用的，并被最佳化以便將輸出端z1(n)白化。CAG10被實現(xiàn)是用于使預測器11輸出端的z1(n)信號的平均功率和它的標稱功率相自適應。橫向線性濾波器在12a和12b被注明了參考數(shù)據(jù)。它們對于兩個信號中的各個都是不同的，并且以它們各自的轉換函數(shù)B1(z)和B2(z)作為特征。這些函數(shù)構成相位均衡器并能被前面敘述的算法之一自適應。為此只要注意到信號y(n)還可以寫作如下形式即可y(n)＝BT(n-1)Z(n)BT＝[B1TB2T]Z(n)T＝[Z1(n)TZ2(n)T]Z1(n)＝[Z1(n)Z1(n-1)...Z1(n-L)]TZ2(n)＝[Z2(n)Z2(n-1)...Z2(n-L)]TB1＝[b0，1...bL-1，1bL，1]B2＝[b0，2...bL-1，2bL，2]和以前的裝置中一樣，例如，從按最小平方(RLS)觀點估算的均方誤差一降低到某一個閾值之下，裝置的結構便被按圖19改變。同時用于不同參數(shù)的自適應的最佳化標準轉化為均方誤差的最小化。從其產(chǎn)生的方程和前面敘述的完全類似。
另外，增益g和載波恢復裝置的位置可以象前面一樣位于電路鏈上的其他位置。
最后而且作為一種一般的觀點，和本發(fā)明的目的裝置有關的上述算法是使用一種“隨機梯度”類型的迭代技術。當然，另一種方法特別是“循環(huán)式最小平方”(Recursive Least Seuil)方法帶有疏忽因子可以被考慮用于加速收斂過程和用于更好地觀察傳輸信道的快速起伏。這個的代價是計算的復雜性增大。
同樣，評價性能的裝置可以計算判定電路2的輸入端和輸出端之間的均方誤差，或者還有例如計算判定電路2的輸出信號的陡度。后者對信道的重疊合程度實際地作出計算，或相同地對均衡過程的進展狀態(tài)進行計算。
另外，裝置13的位置許可對相位誤差進行校正，當然可以和前述的變動方案的不同。
特別是，在圖5說明的結構上的變動中，相位校正裝置13和濾波器12的位置可以倒換。這種結構的有關方程式從前面敘述的方程式推導出來。
這種結構修改還許可此外節(jié)省一個復相乘，因為后向濾波器C(z)那時由被確定的數(shù)據(jù)^d(n)直接提供并代替
(n-1)。
同樣還有，可以想出不同的策略來進行結構和算法的變動。確實可以使用兩個閾值J1≤J0并要求，如果而且只有如果EQM(n)≤J1，階段1(收斂)向階段2的過渡才會發(fā)生，而階段2向階段1的過渡也只在如果而且只有如果EQM(n)≥J0時才會發(fā)生。這特別可防止在某些敏感的情況下經(jīng)常倒向。
總之可以想出一種更復雜的裝置，用它可以同時和經(jīng)常地管理一個和初始的、所說的“收斂的”階段的結構相當?shù)难b置。后者對于該裝置偶然由于惡劣的傳輸條件而從進行方式(階段2)倒向收斂方式(階段1)的情況將更快地。
權利要求
1.一種均衡裝置，用于數(shù)字通訊系統(tǒng)的接收機。該種裝置包括有增益自動控制裝置(10)、載波恢復裝置(13)、用于數(shù)據(jù)的相位均衡的裝置(12)、以及一個用于數(shù)據(jù)的幅度均衡的預測器(11)、一個判定電路(2)。此裝置的特征在于，該預測器(11)是純粹循環(huán)性的，相位均衡器(12)是純粹橫向的，而這兩個部件的相對位置是可以調換的，該裝置許可通過判定誤差評價性能和按照估計接收困難的標準、控制兩個部件之間的交換，預測器在前端且在自適應和自學方面被最佳化、以使其輸出端白化，而相位均衡器(12)在后端且在接收困難的周期中在自適應方面被最佳化，當預測器(11)在后端而相位均衡器(12)在前端，兩個聯(lián)合一起在自適應方面進行最佳化，以使判定電路(2)的輸出
和其輸入(w(n)或y(n))之間的判定誤差在容易接收周期中降低到
最低限度。
2.按照權利要求1的裝置，其特征在于預測器(11)或者可以從判定電路(2)的輸出端得到已對相位
作校正的估算數(shù)據(jù)
，或者可以從預測器(11)的輸出端取得數(shù)據(jù)(y(n))。該裝置包含一個裝置(a、b)以用于按照對判定電路(2)輸出端被估算數(shù)據(jù)的可信度的標準，在兩種輸送數(shù)據(jù)中進行倒換。
3.按照權利要求1或2中的一個的裝置，其特征在于估計判定誤差性能的裝置對判定電路(2)的輸出的被估算數(shù)據(jù)(^d(n))和其輸入處的數(shù)據(jù)(w(n))之間的均方誤差進行計算。
4.按照權利要求1或2中的一個的裝置，其特征在于估計判定誤差性能的裝置對判定電路的輸入信號的峭度進行計算。
5.按照權利要求1至3中的一個的裝置，其特征在于在容易接收周期中增益自動控制(10)被保持在一衡定水平，增益的自適應由相位均衡器(12)實現(xiàn)。
6.按照前面權利要求中任何一項的裝置，其特征在于預測器(11)經(jīng)由隨機梯度法或經(jīng)由循環(huán)式最小平方(RLS)技術實施迭接最佳化。
7.按照權利要求1至6中的任何一個的裝置，其特征在于增益自動控制(10)被置于預測器(11)和相位均衡器(12)的前端。
8.按照權利要求1至7中的任何一個的裝置，其特征在于載波恢復裝置(13)被置于橫向濾波器(12)和純循環(huán)式預測器(11)的后端。
9.用于按每個符號時間長度處理多于一個取樣的分段均衡器，其特征在于按照前面的權利要求中的一個，它由一個均衡裝置構成，該裝置包含一個對于各交織信號為公共的預測器(11)和對這些信號各個不同的相位的均衡器(12a、12b)。
10.按照權利要求1至9中的任何一個的裝置，該裝置在電磁波遠程通訊、移動無線電話或海底聲學、或電纜遠程通訊中的應用。
11.按照權利要求1至9中的任何一個的裝置，該裝置在使用單載波調制或多載波調制，其中特別是相位調制(MDP)、幅度調制(MA)、和依據(jù)兩個正交載波的幅度調制(MAQ)的數(shù)字通訊信號的接收中應用。
12.一種均衡方法，用于數(shù)字通訊系統(tǒng)的接收機。該種接收機包括有增益自動控制裝置(10)、載波恢復裝置(13)、用于數(shù)據(jù)的相位均衡的裝置(12)、以及一個用于數(shù)據(jù)的幅度均衡的預測器(11)。其特征在于，該預測器(11)是純粹循環(huán)性的，相位均衡器(12)是純粹橫向的，而這兩個部件的相對位置是可以調換的，其特征也在于可通過判定誤差估計性能和按照估計接收困難的標準、控制兩個部件之間的交換，預測器在前端且在自適應和自學方面被最佳化、以使其輸出白化，而相位均衡器(12)在后端且在接收困難的周期中在自適應方面被最佳化，當預測器(11)在后端而相位均衡器(12)在前端，兩個聯(lián)合一起在自適應方面進行最佳化，以使判定電路(2)的輸出
和其輸入(w(n)或y(n))之間的判定誤差在容易接收周期中降低到最低限度。
全文摘要
數(shù)字通訊系統(tǒng)接收機使用的均衡裝置之特征在于,其預測器(11)是純循環(huán)的,其相位均衡器(12)是純橫向的,而此二部件的相對位置是可調換的,有許可估計判定誤差性能和按照接收困難的評估標準控制此二部件間的調換的裝置,預測器在前端且進行自適應最佳化以白化其輸出端,而相位均衡器(12)在后端且在困難接收周期中進行自適應和自學習最佳化,而預測器(11)在后端且相位均衡器(12)在前端,則兩個一起都進行自適應最佳化、以使在容易接收周期中判定電路(2)的輸出(
文檔編號H04L27/22GK1196147SQ96196979
公開日1998年10月14日 申請日期1996年9月13日 優(yōu)先權日1995年9月15日
發(fā)明者朱爾·拉巴特, 克里斯托弗·拉奧特, 奧迪里·馬奇 申請人:法國電信公司