本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種gsmk信號(hào)生成裝置及方法、信號(hào)檢測(cè)裝置及方法。

背景技術(shù)：

信號(hào)發(fā)生器的調(diào)制是通信系統(tǒng)中提高通信質(zhì)量的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，以使信號(hào)特性與信道特性相匹配。現(xiàn)代通信系統(tǒng)大多數(shù)使用的是數(shù)字調(diào)制技術(shù)，但是，一般的數(shù)字調(diào)制技術(shù)，如ask(amplitude-shiftkeying，振幅鍵控)、fsk(frequency-shiftkeying，頻移鍵控)、psk(phase-shiftkeying，相移鍵控)、qpsk(quadraturephaseshiftkeying，正交相移鍵控)和msk(minimum-shiftkeying，最小移頻鍵控)等都無法滿足移動(dòng)通信的要求。

gmsk(gaussianfilteredminimum-shiftkeying，高斯最小頻移鍵控)是從msk發(fā)展起來的一種技術(shù)，gmsk調(diào)制方式能滿足移動(dòng)通信環(huán)境下對(duì)鄰道干擾的嚴(yán)格要求，它以其良好的性能而廣泛被gsm(globalsystemformobilecommunication，全球移動(dòng)通信系統(tǒng))所采用。圖1為不同調(diào)制方式的頻譜圖，由圖1可以看出，qpsk頻譜衰落緩慢，導(dǎo)致頻譜泄漏比較嚴(yán)重；msk頻譜泄露較??；gsmk頻譜阻帶衰落最快并且最陡峭，頻譜衰落最快，頻譜泄漏最小。所以gsmk信號(hào)最容易滿足頻譜模板要求，所以信號(hào)的穩(wěn)定性最好。

gmsk信號(hào)發(fā)生器一般采用模擬濾波器和壓控振蕩器來實(shí)現(xiàn)，但是模擬濾波器中應(yīng)用的模擬電路的實(shí)現(xiàn)方式靈活性低，參數(shù)配置需要通過改變片外硬件參數(shù)來實(shí)現(xiàn)，進(jìn)而使得以模擬或模數(shù)混合的gmsk信號(hào)發(fā)生器已不能適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種gsmk信號(hào)生成裝置及方法、信號(hào)檢測(cè)裝置及方法，用于實(shí)現(xiàn)gsmk信號(hào)生成的全數(shù)字化，以適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

為達(dá)到上述目的，本發(fā)明的第一方面提供一種gsmk信號(hào)生成方法，采用如下技術(shù)方案：

一種gsmk信號(hào)生成方法包括：

步驟s1、根據(jù)用戶數(shù)據(jù)產(chǎn)生隨機(jī)碼，并對(duì)隨機(jī)碼進(jìn)行差分編碼；

步驟s2、對(duì)差分編碼后的信號(hào)進(jìn)行過采樣，填充零值，并進(jìn)行高斯濾波，高斯濾波時(shí)采用的總的內(nèi)插倍數(shù)為l0，l0為大于0的正整數(shù)；

步驟s3、將經(jīng)高斯濾波后的信號(hào)乘以π/2，進(jìn)行逐個(gè)相位累加，并在每次累加時(shí)除以總的內(nèi)插倍數(shù)l0，得到相位fei(t)；

步驟s4、使用正交調(diào)制模式或者余弦相位疊加模式，對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到相位輸出數(shù)值；

步驟s5、根據(jù)相位輸出數(shù)值得到正交調(diào)制的gmsk信號(hào)；

步驟s6、將gmsk信號(hào)發(fā)射至數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

進(jìn)一步地，步驟s2中進(jìn)行高斯濾波時(shí)，采用的總的內(nèi)插倍數(shù)l0＝fs/fb，其中，fs為采樣速率，fb為基帶信號(hào)速率。

可選地，步驟s2中進(jìn)行fir高斯濾波時(shí)，采用的3db帶寬bt為0.3、0.5或者0.7。

可選地，步驟s2中進(jìn)行高斯濾波包括：依次進(jìn)行fir高斯濾波和多級(jí)hb濾波，高斯濾波的總的內(nèi)插倍數(shù)l0為fir高斯濾波的內(nèi)插倍數(shù)和多級(jí)hb濾波的內(nèi)插倍數(shù)的乘積。

示例性地，步驟s4中使用正交調(diào)制模式對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到gmsk信號(hào)的具體公式為：

ith(t)＝cos(fei(t))；

qth(t)＝sin(fei(t))；

gsmk(t)＝ith(t)*cos(2*π*fc/fs*t)-qth(t)*sin(2*π*fc/fs*t)；

其中，gsmk(t)為gmsk信號(hào)；ith(t)為i支路信號(hào)；qth(t)為q支路信號(hào)；fc為載波頻率；fs為采樣速率；t為時(shí)間。

示例性地，步驟s4中使用余弦相位疊加模式對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到gmsk信號(hào)的具體公式為：

gsmk(t)＝cos(2*π*fc/fs*t)+fei(t)+θ(0)；

其中，gsmk(t)為gmsk信號(hào)；fc為載波頻率；fs為采樣速率；θ(0)為初相角；t為時(shí)間。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)生成方法包括以上所述的步驟，從而使得使用該gsmk信號(hào)生成方法生成gsmk信號(hào)的過程中，均實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，能夠很好地適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

本發(fā)明的第二方面提供一種gsmk信號(hào)生成裝置，采用如下技術(shù)方案：

gsmk信號(hào)生成裝置包括依次連接的差分模塊、濾波模塊、線性相位累加模塊、相位混合疊加模塊和coslut表模塊；其中，差分模塊用于根據(jù)用戶數(shù)據(jù)產(chǎn)生隨機(jī)碼，并對(duì)隨機(jī)碼進(jìn)行差分編碼；濾波模塊用于對(duì)差分編碼后的信號(hào)進(jìn)行過采樣，填充零值，并進(jìn)行高斯濾波，高斯濾波時(shí)采用的總的內(nèi)插倍數(shù)為l0，l0為大于0的正整數(shù)；線性相位累加模塊用于將經(jīng)高斯濾波后的信號(hào)乘以π/2，進(jìn)行逐個(gè)相位累加，并在每次累加時(shí)除以總的內(nèi)插倍數(shù)l0，得到相位fei(t)；相位混合疊加模塊用于使用正交調(diào)制模式或者余弦相位疊加模式，對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到相位輸出數(shù)值；coslut表模塊用于根據(jù)相位輸出數(shù)值得到正交調(diào)制的gmsk信號(hào)，并將gmsk信號(hào)發(fā)射至數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

進(jìn)一步地，濾波模塊包括fir高斯濾波器和多級(jí)hb濾波器。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)生成裝置具有以上所述的結(jié)構(gòu)，從而使得使用該gsmk信號(hào)生成裝置生成gsmk信號(hào)的過程中，均實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，能夠很好地適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

本發(fā)明的第三方面提供一種gsmk信號(hào)檢測(cè)方法，采用如下技術(shù)方案：

一種gsmk信號(hào)檢測(cè)方法包括：

步驟s1’、對(duì)從模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲取的gmsk信號(hào)進(jìn)行正交解調(diào)；

步驟s2’、對(duì)正交解調(diào)后得到的兩個(gè)信號(hào)分別進(jìn)行多級(jí)hb濾波和抽取，以及高斯濾波，得到i支路信號(hào)和q支路信號(hào)，高斯濾波時(shí)采用的帶寬bt’與生成gsmk信號(hào)時(shí)采用的bt不同，bt’＝bt*(1+x)，其中，x為大于0的數(shù)值，x的大小根據(jù)頻偏大小決定；

步驟s3’、對(duì)i支路信號(hào)和q支路信號(hào)分別進(jìn)行位同步調(diào)整，并完成抽取，獲得多個(gè)最佳采樣點(diǎn)；

步驟s4’、進(jìn)行頻偏的測(cè)量和修正，以及相偏的測(cè)量和修正，得到i(k)和q(k)，其中，k為采樣點(diǎn)的序號(hào)，k為大于1的正整數(shù)；

步驟s5’、分別對(duì)i(k)和q(k)進(jìn)行一比特差分檢測(cè)；

步驟s6’、對(duì)檢測(cè)結(jié)果進(jìn)行差分解碼。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)檢測(cè)方法包括以上所述的步驟，從而使得使用該gsmk信號(hào)檢測(cè)方法檢測(cè)gsmk信號(hào)的過程簡(jiǎn)單，且可以達(dá)到很好的檢測(cè)效果。

本發(fā)明的第四方面提供一種gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置，采用如下技術(shù)方案：

gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置包括依次連接的正交解調(diào)模塊、濾波抽取模塊、同步調(diào)整模塊、修正模塊、差分檢測(cè)模塊和差分解碼模塊；其中，正交解調(diào)模塊用于對(duì)從模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲取的gmsk信號(hào)進(jìn)行正交解調(diào)；濾波抽取模塊用于對(duì)正交解調(diào)后得到的兩個(gè)信號(hào)分別進(jìn)行多級(jí)hb濾波和抽取，以及高斯濾波，得到i支路信號(hào)和q支路信號(hào)，高斯濾波時(shí)采用的帶寬bt’與生成gsmk信號(hào)時(shí)采用的bt不同，bt’＝bt*(1+x)，其中，x為大于0的數(shù)值，x的大小根據(jù)頻偏大小決定；同步調(diào)整模塊用于對(duì)i支路信號(hào)和q支路信號(hào)分別進(jìn)行位同步調(diào)整，并完成抽取，獲得多個(gè)最佳采樣點(diǎn)；修正模塊用于進(jìn)行頻偏的測(cè)量和修正，以及相偏的測(cè)量和修正，得到i(k)和q(k)，其中，k為采樣點(diǎn)的序號(hào)，k為大于1的正整數(shù)；差分檢測(cè)模塊用于分別對(duì)i(k)和q(k)進(jìn)行一比特差分檢測(cè)；差分解碼模塊用于對(duì)檢測(cè)結(jié)果進(jìn)行差分解碼。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置具有以上所述的結(jié)構(gòu)，從而使得使用該gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置檢測(cè)gsmk信號(hào)的過程簡(jiǎn)單，且可以達(dá)到很好的檢測(cè)效果。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為不同調(diào)制方式的頻譜圖；

圖2為本發(fā)明實(shí)施例中g(shù)msk信號(hào)的相位路徑圖；

圖3為本發(fā)明實(shí)施例中g(shù)smk信號(hào)生成方法的流程圖；

圖4為本發(fā)明實(shí)施例中總的內(nèi)插倍數(shù)l0等于8時(shí)的相位疊加示意圖；

圖5為本發(fā)明實(shí)施例中g(shù)smk信號(hào)生成裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為本發(fā)明實(shí)施例中g(shù)smk信號(hào)檢測(cè)方法的流程圖；

圖7為本發(fā)明實(shí)施例中g(shù)smk信號(hào)檢測(cè)裝置的結(jié)構(gòu)示意圖。

附圖標(biāo)記說明：

1—差分模塊；2—濾波模塊；3—線性相位累加模塊；

4—相位混合疊加模塊；5—coslut表模塊；1’—正交解調(diào)模塊；

2’—濾波抽取模塊；3’—同步調(diào)整模塊；4’—修正模塊；

5’—差分檢測(cè)模塊；6’—差分解碼模塊。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

為了便于本領(lǐng)域技術(shù)人員理解本申請(qǐng)的技術(shù)方案，此處先對(duì)本申請(qǐng)的技術(shù)方案涉及的一些理論基礎(chǔ)進(jìn)行詳細(xì)描述。

gmsk的模型如下：

其中，ec為每個(gè)符號(hào)的能量，t為符號(hào)持續(xù)時(shí)間，fc為載波頻率，t為時(shí)間，φ(t)為gmsk調(diào)制相位，θ為從保護(hù)頻帶的隨機(jī)相位，且在一突發(fā)期間為恒定的。

上述gmsk調(diào)制相位φ(t)為：

式中，g(x)為高斯預(yù)調(diào)制濾波器的脈沖響應(yīng)；h為調(diào)制指數(shù)，通常為0.5；t為時(shí)間；t為符號(hào)持續(xù)時(shí)間；在時(shí)間i被調(diào)制的nrz(non-returntozero，不歸零碼)位元素表示為ai。

由以上所述可知，gmsk信號(hào)的相位路徑由脈沖的形狀決定，或者說在一個(gè)碼元內(nèi)已調(diào)波相位的變化取決于其間脈沖的面積。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿，也無拐點(diǎn)，因此，其相位路徑得到進(jìn)一步平滑，如圖2所示。需要注意的是，由于相鄰脈沖間有重疊，因此，在決定一個(gè)碼元內(nèi)的脈沖面積時(shí)，要考慮相鄰碼元的影響。這樣，在不同的碼流圖案下，會(huì)使一個(gè)碼元內(nèi)脈沖面積不同，因而對(duì)應(yīng)的相位路徑也不同。

實(shí)施例一

本發(fā)明實(shí)施例提供一種gsmk信號(hào)生成方法，具體地，如圖3所示，該gsmk信號(hào)生成方法包括：

步驟s1、根據(jù)用戶數(shù)據(jù)產(chǎn)生隨機(jī)碼，并對(duì)隨機(jī)碼進(jìn)行差分編碼；

步驟s2、對(duì)差分編碼后的信號(hào)進(jìn)行過采樣，填充零值，并進(jìn)行高斯濾波，高斯濾波時(shí)采用的總的內(nèi)插倍數(shù)為l0，l0為大于0的正整數(shù)；高斯濾波后輸出的信號(hào)實(shí)際為相位瞬時(shí)數(shù)值。

步驟s3、將經(jīng)高斯濾波后的信號(hào)乘以π/2，進(jìn)行逐個(gè)相位累加，并在每次累加時(shí)除以總的內(nèi)插倍數(shù)l0，得到相位fei(t)；

步驟s4、使用正交調(diào)制模式或者余弦相位疊加模式，對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到相位輸出數(shù)值；算法實(shí)現(xiàn)時(shí)通常選擇正交調(diào)制模式。

步驟s5、根據(jù)相位輸出數(shù)值得到正交調(diào)制的gmsk信號(hào)；

步驟s6、將gmsk信號(hào)發(fā)射至數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)生成方法包括以上所述的步驟，從而使得使用該gsmk信號(hào)生成方法生成gsmk信號(hào)的過程中，均實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，能夠很好地適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

進(jìn)一步地，步驟s2中進(jìn)行高斯濾波時(shí)，采用的總的內(nèi)插倍數(shù)l0的具體數(shù)值可以根據(jù)信號(hào)帶寬和信號(hào)的采樣速率確定，例如，信號(hào)帶寬是1mhz，信號(hào)速率是32msps，則需要總的內(nèi)插倍數(shù)l0應(yīng)小于或者等于32。由于信號(hào)帶寬和基帶信號(hào)速率具有對(duì)應(yīng)的關(guān)系，因此，l0的具體數(shù)值也可以根據(jù)基帶信號(hào)速率和信號(hào)的采樣速率確定。示例性地，l0＝fs/fb，其中，fs為采樣速率，fb為基帶信號(hào)速率。

可選地，步驟s2中進(jìn)行高斯濾波時(shí)，采用的3db帶寬bt為0.3、0.5或者0.7，優(yōu)選為0.5。

可選地，步驟s2中進(jìn)行高斯濾波包括：依次進(jìn)行fir(finiteimpulseresponse，有限長(zhǎng)單位沖激響應(yīng))高斯濾波和多級(jí)hb(half-band，半帶)濾波，高斯濾波的總的內(nèi)插倍數(shù)l0為fir高斯濾波的內(nèi)插倍數(shù)和多級(jí)hb濾波的內(nèi)插倍數(shù)的乘積。以需要總的內(nèi)插倍數(shù)l0為32為例，fir高斯濾波可以進(jìn)行8倍內(nèi)插，多級(jí)hb濾波可以進(jìn)行4倍內(nèi)插，分級(jí)處理。由以上所述可知，多級(jí)hb濾波的內(nèi)插倍數(shù)是由總的內(nèi)插倍數(shù)l0決定的。另外，由于上述多級(jí)hb濾波的內(nèi)插倍數(shù)是由多級(jí)實(shí)現(xiàn)的，從而可以起到節(jié)省資源的同時(shí)保證性能的好處。

圖4為總的內(nèi)插倍數(shù)l0等于8時(shí)不同時(shí)刻體現(xiàn)的相位疊加示意圖。圖4中縱軸y體現(xiàn)的是高斯濾波后信號(hào)相位疊加的相位瞬時(shí)數(shù)值，橫軸x體現(xiàn)的是輸入信號(hào)的時(shí)刻，x的數(shù)值就是時(shí)刻t除以采樣周期tb，體現(xiàn)的就是采樣點(diǎn)。圖4中總的內(nèi)插倍數(shù)為8，幅度震蕩周期也就是8，由圖4可知，在gmsk調(diào)制方式下，輸入的信號(hào)通過gmsk濾波后輸入信號(hào)波紋起伏呈現(xiàn)平滑，在msk調(diào)制方式下，由于沒有濾波，曲線平直。

示例性地，步驟s4中使用正交調(diào)制模式對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到gmsk信號(hào)的具體公式為：

ith(t)＝cos(fei(t))；

qth(t)＝sin(fei(t))；

gsmk(t)＝ith(t)*cos(2*π*fc/fs*t)-qth(t)*sin(2*π*fc/fs*t)；

其中，gsmk(t)為gmsk信號(hào)；ith(t)為i支路信號(hào)；qth(t)為q支路信號(hào)；fc為載波頻率；fs為采樣速率；t為時(shí)間。

示例性地，步驟s4中使用余弦相位疊加模式對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到gmsk信號(hào)的具體公式為：

gsmk(t)＝cos(2*π*fc/fs*t)+fei(t)+θ(0)；

其中，gsmk(t)為gmsk信號(hào)；fc為載波頻率；fs為采樣速率；θ(0)為初相角，為了便于計(jì)算，可將θ(0)的取值選為0；t為時(shí)間。

與上述gsmk信號(hào)生成方法相對(duì)應(yīng)的，本發(fā)明實(shí)施例還提供一種gsmk信號(hào)生成裝置，具體地，如圖5所示，該gsmk信號(hào)生成裝置包括依次連接的差分模塊1、濾波模塊2、線性相位累加模塊3、相位混合疊加模塊4和coslut表模塊5；其中，差分模塊1用于根據(jù)用戶數(shù)據(jù)產(chǎn)生隨機(jī)碼，并對(duì)隨機(jī)碼進(jìn)行差分編碼；濾波模塊2用于對(duì)差分編碼后的信號(hào)進(jìn)行過采樣，填充零值，并進(jìn)行高斯濾波，高斯濾波時(shí)采用的總的內(nèi)插倍數(shù)為l0，l0為大于0的正整數(shù)；線性相位累加模塊3用于將經(jīng)高斯濾波后的信號(hào)乘以π/2，進(jìn)行逐個(gè)相位累加，并在每次累加時(shí)除以總的內(nèi)插倍數(shù)l0，得到相位fei(t)；相位混合疊加模塊4用于使用正交調(diào)制模式或者余弦相位疊加模式，對(duì)相位fei(t)進(jìn)行處理，得到相位輸出數(shù)值；coslut表模塊5用于根據(jù)相位輸出數(shù)值得到正交調(diào)制的gmsk信號(hào)，并將gmsk信號(hào)發(fā)射至數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

具體地，濾波模塊2輸出的信號(hào)為相位瞬時(shí)數(shù)值，該相位瞬時(shí)數(shù)值經(jīng)線性相位累加模塊3處理后，輸出至相位混合疊加模塊4，在相位混合疊加模塊4中與頻率控制字疊加的相位混合疊加，并作為最終的相位輸出數(shù)值給coslut表模塊5，coslut表模塊5進(jìn)行cos-rom查表，得到最終的正交調(diào)制的gmsk信號(hào)。

需要說明的是，上述gsmk信號(hào)生成方法中各步驟的具體細(xì)節(jié)均適用于此處提及的gsmk信號(hào)生成裝置，此處不再進(jìn)行贅述。

為了便于本領(lǐng)域技術(shù)人員理解和實(shí)施，下面本發(fā)明實(shí)施例對(duì)上述濾波模塊2、相位混合疊加模塊4和coslut表模塊5進(jìn)行進(jìn)一步的描述。

為了保證濾波模塊2具有很好的效果，本發(fā)明實(shí)施例中選擇濾波模塊2包括fir高斯濾波器和多級(jí)hb濾波器，其中，fir高斯濾波器負(fù)責(zé)典型的高斯濾波成型作用，多級(jí)hb濾波器不僅具有擴(kuò)展性，同時(shí)可以實(shí)施實(shí)時(shí)計(jì)算高斯濾波器系數(shù)后實(shí)施動(dòng)態(tài)配置高斯濾波器系數(shù)，這樣比存儲(chǔ)方式更加靈活和精確。fir高斯濾波器的系數(shù)不宜過長(zhǎng)。濾波模塊2的總的內(nèi)插倍數(shù)l0為fir高斯濾波器的內(nèi)插倍數(shù)和多級(jí)hb濾波器的內(nèi)插倍數(shù)的乘積。以需要總的內(nèi)插倍數(shù)l0為32為例，fir高斯濾波器可以進(jìn)行8倍內(nèi)插，多級(jí)hb濾波器可以進(jìn)行4倍內(nèi)插，分級(jí)處理。由以上所述可知，多級(jí)hb濾波器的內(nèi)插倍數(shù)是由總的內(nèi)插倍數(shù)l0決定的。另外，由于上述多級(jí)hb濾波器的內(nèi)插倍數(shù)是由多級(jí)實(shí)現(xiàn)的，從而可以起到節(jié)省資源的同時(shí)保證性能的好處。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)生成裝置具有以上所述的結(jié)構(gòu)，從而使得使用該gsmk信號(hào)生成裝置生成gsmk信號(hào)的過程中，均實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化，能夠很好地適應(yīng)全數(shù)字化通信系統(tǒng)的發(fā)展。

實(shí)施例二

為了便于對(duì)使用實(shí)施例一中的gsmk信號(hào)生成方法和/或裝置生成的gsmk信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，本發(fā)明實(shí)施例提供一種gsmk信號(hào)檢測(cè)方法(即接收方法)，如圖6所示，該gsmk信號(hào)檢測(cè)方法包括：

步驟s1’、對(duì)從模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲取的gmsk信號(hào)進(jìn)行正交解調(diào)；

步驟s2’、對(duì)正交解調(diào)后得到的兩個(gè)信號(hào)分別進(jìn)行多級(jí)hb濾波和抽取，以及高斯濾波，得到i支路信號(hào)和q支路信號(hào)，高斯濾波時(shí)采用的帶寬bt’與生成gsmk信號(hào)時(shí)采用的bt不同，bt’＝bt*(1+x)，其中，x為大于0的數(shù)值，x的大小根據(jù)頻偏大小決定，頻偏越大則x越大，例如頻偏為20khz時(shí)，x＝0.5，則頻偏為10khz時(shí)，x＝0.25，以此類推；示例性地，x為0.5，即bt’＝bt*1.5，bt’為0.99時(shí)具有較佳的效果。

步驟s3’、對(duì)i支路信號(hào)和q支路信號(hào)分別進(jìn)行位同步調(diào)整，并完成抽取，獲得多個(gè)最佳采樣點(diǎn)；

步驟s4’、進(jìn)行頻偏的測(cè)量和修正，以及相偏的測(cè)量和修正，得到i(k)和q(k)，其中，k為采樣點(diǎn)的序號(hào)，k為大于1的正整數(shù)；

步驟s5’、分別對(duì)i(k)和q(k)進(jìn)行一比特差分檢測(cè)；

步驟s6’、對(duì)檢測(cè)結(jié)果進(jìn)行差分解碼。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)檢測(cè)方法包括以上所述的步驟，從而使得使用該gsmk信號(hào)檢測(cè)方法檢測(cè)gsmk信號(hào)的過程簡(jiǎn)單，且可以達(dá)到很好的檢測(cè)效果。此外，使用一比特差分檢測(cè)還具有算法簡(jiǎn)單易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)。

由以上所述可知，在gmsk信號(hào)檢測(cè)過程中，調(diào)制后的gmsk信號(hào)經(jīng)過數(shù)字下變頻后恢復(fù)成i(k)和q(k)兩支路信號(hào)后，運(yùn)用一比特差分檢測(cè)進(jìn)行解調(diào)。

運(yùn)用一比特差分檢測(cè)可以找出在一比特周期內(nèi)接收到的信號(hào)在相位方面的改變量。這種相位方面的改變量可以用下式表示：

其中，t為時(shí)間，tb為一個(gè)碼元時(shí)間；d(t)為輸入的數(shù)據(jù)；h(t)為高斯濾波器的沖擊響應(yīng)，bt為高斯濾波器的3db帶寬；

通過上式可知，的值沒有超過tb，所以在一比特周期內(nèi)相位可能改變的最大值

通過一比特差分檢測(cè)還可以找出傳輸?shù)拇a元在一比特周期時(shí)間內(nèi)的相位改變量。這種相位的改變量可以表示為：當(dāng)q(k)支路信號(hào)數(shù)據(jù)的值大于或等于零時(shí)，接收到的數(shù)據(jù)是“1”；當(dāng)i(k)支路信號(hào)數(shù)據(jù)的值小于零時(shí)，接收到的數(shù)據(jù)是“1”。

類似地，與上述gsmk信號(hào)檢測(cè)方法相對(duì)應(yīng)的，本發(fā)明實(shí)施例還提供一種gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置，具體地，如圖7所示，該gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置包括依次連接的正交解調(diào)模塊1’、濾波抽取模塊2’、同步調(diào)整模塊3’、修正模塊4’、差分檢測(cè)模塊5’和差分解碼模塊6’；其中，正交解調(diào)模塊1’用于對(duì)從模數(shù)轉(zhuǎn)換器獲取的gmsk信號(hào)進(jìn)行正交解調(diào)；濾波抽取模塊2’用于對(duì)正交解調(diào)后得到的兩個(gè)信號(hào)分別進(jìn)行多級(jí)hb濾波和抽取，以及高斯濾波，得到i支路信號(hào)和q支路信號(hào)，高斯濾波時(shí)采用的帶寬bt’與生成gsmk信號(hào)時(shí)采用的bt不同，bt’＝bt*(1+x)，其中，x為大于0的數(shù)值，x的大小根據(jù)頻偏大小決定；同步調(diào)整模塊3’用于對(duì)i支路信號(hào)和q支路信號(hào)分別進(jìn)行位同步調(diào)整，并完成抽取，獲得多個(gè)最佳采樣點(diǎn)；修正模塊4’用于進(jìn)行頻偏的測(cè)量和修正，以及相偏的測(cè)量和修正，得到i(k)和q(k)，其中，k為采樣點(diǎn)的序號(hào)，k為大于1的正整數(shù)；差分檢測(cè)模塊5’用于分別對(duì)i(k)和q(k)進(jìn)行一比特差分檢測(cè)；差分解碼模塊6’用于對(duì)檢測(cè)結(jié)果進(jìn)行差分解碼。

需要說明的是，上述gsmk信號(hào)檢測(cè)方法中各步驟的具體細(xì)節(jié)均適用于此處提及的gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置，此處不再進(jìn)行贅述。

本發(fā)明提供的gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置具有以上所述的結(jié)構(gòu)，從而使得使用該gsmk信號(hào)檢測(cè)裝置檢測(cè)gsmk信號(hào)的過程簡(jiǎn)單，且可以達(dá)到很好的檢測(cè)效果。

通過以上的實(shí)施方式的描述，所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員可以清楚地了解到本發(fā)明可借助軟件加必需的通用硬件的方式來實(shí)現(xiàn)，當(dāng)然也可以通過硬件，但很多情況下前者是更佳的實(shí)施方式?；谶@樣的理解，本發(fā)明的技術(shù)方案本質(zhì)上或者說對(duì)現(xiàn)有技術(shù)做出貢獻(xiàn)的部分可以以軟件產(chǎn)品的形式體現(xiàn)出來，該計(jì)算機(jī)軟件產(chǎn)品存儲(chǔ)在可讀取的存儲(chǔ)介質(zhì)中，如計(jì)算機(jī)的軟盤，硬盤或光盤等，包括若干指令用以使得一臺(tái)計(jì)算機(jī)設(shè)備(可以是個(gè)人計(jì)算機(jī)，服務(wù)器，或者網(wǎng)絡(luò)設(shè)備等)執(zhí)行本發(fā)明各個(gè)實(shí)施例所述的方法。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以所述權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。