本發(fā)明屬于無線通信技術領域，特別涉及全雙工通信技術和全雙工通信系統(tǒng)中的自干擾消除。具體地說，是指基于極化斜投影的功放非線性影響下的MIMO全雙工自干擾消除方法。

背景技術：

全雙工通信能夠在同一時間和同一頻段上實現雙向通信，與傳統(tǒng)的時分和頻分技術相比，全雙工技術能大大提升系統(tǒng)的傳輸數據速率。全雙工通信中的一個關鍵挑戰(zhàn)是消除同一收發(fā)機之間的自干擾，這個自干擾信號通常比期望信號高60dB～100dB。

在全雙工系統(tǒng)中，由于發(fā)射端功率放大器(簡稱功放)非線性失真引起的自干擾嚴重影響了全雙工設備的性能，尤其是在MIMO全雙工系統(tǒng)中，多路發(fā)射天線的功放非線性失真引入更為嚴重的自干擾?，F在已有一些關于解決由功放非線性帶來的自干擾的研究，該類研究大都需要對功放的非線性進行數學建模，然后采用一些估計方法對該模型的非線性參數進行估計，接著根據得到的功放非線性參數構建一個自干擾消除信號，最后在接收端減去該構建的自干擾消除信號去抵消自干擾。但在實際的系統(tǒng)中，如果對功放非線性建模采用的數學模型與功放的實際特性不匹配的時候，那么當發(fā)射功率比較大的時候，由于這種不匹配導致的剩余自干擾就會很大，從而嚴重自干擾的消除性能。

技術實現要素：

針對存在功放非線性的MIMO全雙工系統(tǒng)，本發(fā)明提出了一種基于極化斜投影的自干擾消除方法。該方法利用自干擾的極化特性不受功放非線性的影響，能有效的消除功放非線性引起的自干擾。

在MIMO全雙工系統(tǒng)中，系統(tǒng)的功放非線性成為限制傳統(tǒng)自干擾消除性能的一個重要因素。本發(fā)明提出了一種極化域的自干擾消除方法，用以消除存在功放非線性時系統(tǒng)的自干擾。本發(fā)明利用自干擾信號的極化特性僅由天線的極化方式決定而不會受到功放非線性的影響，在接收端通過對自干擾信號進行斜投影處理，將自干擾信號投影到斜投影算子的零空間上。理論分析和仿真顯示，本發(fā)明可以有效的消除存在功放非線性時系統(tǒng)的自干擾，同時當發(fā)射信號的功率增大時，本方法的消除性能不會隨著非線性自干擾信號功率的增大而出現下降的現象。

本發(fā)明提供的所述的基于極化斜投影的功放非線性影響下的MIMO全雙工自干擾消除方法，具體步驟如下：

第一步，通過發(fā)射端已知的天線極化狀態(tài)以及自干擾信道和期望信道的信道信息計算到達接收端時的自干擾的極化狀態(tài)矩陣和期望信號的極化狀態(tài)矩陣；

第二步，通過得到的自干擾和期望信號的極化狀態(tài)矩陣計算斜投影算子；

第三步，用斜投影算子左乘接收信號消除自干擾，保留期望信號；

第四步，采用迫零接收方法分離期望信號。

本發(fā)明的有益效果有：

(1)可以有效的消除存在PA非線性時系統(tǒng)的自干擾；

(2)信干噪比增益和系統(tǒng)和速率隨著發(fā)射功率的增大而增大；

(3)系統(tǒng)性能隨著信道去極化效應的增強而提升。

附圖說明

圖1：本發(fā)明實施例的使用極化斜投影技術的全雙工系統(tǒng)設計圖；

圖2：本發(fā)明中不同發(fā)射功率，不同期望信道萊斯因子下的，基于極化斜投影的自干擾消除方法和基于功放非線性估計的自干擾消除方法消除的輸出SINR增益對比圖(坐標圖)；

圖3：本發(fā)明中不同發(fā)射功率，不同期望信道萊斯因子下的，基于極化斜投影的自干擾消除方法和基于功放非線性估計的自干擾消除方法消除的系統(tǒng)和速率對比圖(坐標圖)；

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發(fā)明進行詳細說明。

本發(fā)明提供一種基于極化斜投影的功放非線性影響下的MIMO全雙工自干擾消除方法。

本發(fā)明采用如圖1所示的全雙工系統(tǒng)模型。該系統(tǒng)在發(fā)射端采用具有正交的極化狀態(tài)的雙極化天線發(fā)射多路信號，在接收端采用多對正交雙極化天線進行信號的接收和處理。與傳統(tǒng)的MIMO全雙工系統(tǒng)區(qū)別在于該系統(tǒng)在接收端通過正交雙極化天線的兩個通路來處理信號的極化信息。

對于發(fā)射機，用x(n)表示原始的基帶發(fā)射信號，當受到功放非線性的影響后，功放輸出信號x^PA(n)可以表示為輸入信號的多項式函數，如式(1)所示

L表示非線性階數，a_l表示非線性增益。

接收信號表示為

其中和分別是發(fā)送的自干擾信號和期望信號，G和H分別是自干擾信道和期望信道，w(n)表示加性高斯白噪聲(AWGN)。具體表示如下。

其中，是每根發(fā)射天線的極化狀態(tài)。是期望信號的極化狀態(tài)，由極化相位描述子表征，S(t)是時域信號波形。是與式(1)中x^PA(n)相似的受到功放非線性影響的自干擾信號，則是發(fā)射的期望信號。

其中每一個元素表示第j個發(fā)射天線到第i對正交雙極化接收天線之間的去極化信道。g_ij表示空間衰落因子，表示的是極化信道。

其中，K是信道的萊斯因子。和是信道矩陣的相干部分和不相干部分。期望信道與自干擾信道具有相同的結構，可以表示為

其中H中的每一個元素含義跟自干擾信道中的類似。

其中w_i(n)＝[w_H(n),w_V(n)]^T(i＝1,2,…,N_R)中的w_H(n)和w_V(n)分別表示高斯白噪聲w_i(n)的水平和垂直分量。w_H(n)和w_V(n)服從均值為0方差為的復高斯分布。

本發(fā)明提供的基于極化斜投影的功放非線性影響下的MIMO全雙工自干擾消除方法，該方法的具體框圖如圖2所示，包括斜投影算子的構建、自干擾信號的極化斜投影處理、采用迫零檢測提取期望信號，具體如下：

首先對式(2)進行變形，將信號的極化信息與時域波形信息分離開如下

y(n)＝Ax^I(n)+Bx^S(n)+w(n) \*MERGEFORMAT(8)

其中矩陣表示接收到的自干擾信號的極化狀態(tài)矩陣，其中的每個元素表示的是受到功放非線性影響時域波形信號向量。同樣地，矩陣表示的是接收到的期望信號的極化狀態(tài)矩陣，其中的每個元素為表示的是期望信號的時域波形。從式(8)可以看出，包含有極化狀態(tài)信息的矩陣A和B已和時域信號波形x^I/S(n)分離開了，因此可以僅對信號的極化狀態(tài)信息進行處理從而不會受到功放非線性的影響。

利用已知的信道狀態(tài)信息(在這里假設信道狀態(tài)信息在接收端已知)和發(fā)送信號的極化狀態(tài)信息獲得極化狀態(tài)矩陣A和B構建斜投影算子E參考文獻[1](見參考文獻[1]：B.Cao，Q.Zhang，and R.Lu，et al.，“PEACE:PolarizationEnabledActive Cooperation Scheme Between Primary and SecondaryNetworks，”IEEE Trans.Veh.Tech.，vol.63，no.8，pp.3677-3688，Oct.2014.)如下

其中是矩陣A的正交投影算子，I單位矩陣。斜投影算子具有如下性質：E_B|AA＝0,E_B|AB＝B。

最后用斜投影算子E左乘接收信號y(n)得

從式(10)可以看出，自干擾Ax^I(n)被完全消除掉，期望信號x^S(n)保留了下來。為了檢測期望信號，采用迫零檢測法檢測信號，檢測器可以表示為Z＝(BHB)^-1BH。經過線性檢測后的信號表示為

通過仿真驗證本方法的性能，采用系統(tǒng)的輸出信干噪比SINR_out和輸入信干噪比SINR_in的比值以及系統(tǒng)的數據速率來衡量消除方法的消除性能。仿真中采用4x4的MIMO全雙工系統(tǒng)，發(fā)射天線采用2對±45°正交雙極化天線來發(fā)射4路信號，每一對極化天線的極化狀態(tài)為接收端采用4對正交雙極化天線接收4路信號。為方便分析，PA非線性只考慮到3階非線性。自干擾信道建模為雙極化萊斯信道，其參數設置見參見文獻[2](見參考文獻[2]：M.Duarte,C.Dick,and A.Sabharwal,“Experiment-driven characterization of full-duplex wireless systems,”IEEE Transactions on Wireless Communication,vol.11,no.12,pp.4296-4307,Dec.2012.)。

圖2顯示了在不同的發(fā)射功率下，本方法與現有的采用功放非線性估計補償自干擾消除方法的比較，采用信干噪比SINR增益作為對比指標。并且在不同的期望信道的萊斯因子條件下，本方法的消除性能的比較。由圖可以看出，隨著發(fā)射功率的增大，系統(tǒng)獲得的自干擾消除量也會增大。并且最為重要的是，在發(fā)射功率較大時，本方法的消除性能不會出現功放非線性估計補償方法在發(fā)射功率較大時性能下降的現象。這表明本方法的消除性能是不受功放非線性影響的，原因在于本方法中，由于信號的極化特性不受功放非線性的影響，在這個過程中不需要對功放的非線性進行建模，這樣避免了由于估計模型和功放實際非線性特性不匹配帶來的在較大的發(fā)射功率下剩余自干擾較大的現象，因此本方法的消除性能不會下降。同時，當期望信道萊斯因子K_SoI較小時，本方法的消除性能最好。原因在于期望信道的萊斯因子較小時，其信道的去極化效應就較大，因此對期望信號的極化狀態(tài)影響就大，在到達接收端時與自干擾的極化狀態(tài)就相差較大，斜投影算子在該情況下對白噪聲的放大效應就會降低，從而提升系統(tǒng)的SINR增益。

圖3顯示了在不同的發(fā)射功率下，本方法與現有的采用功放非線性估計補償自干擾消除方法的比較，采用系統(tǒng)的數據速率作為對比指標。并且在不同的期望信道的萊斯因子條件下，本方法的消除性能的比較。由圖可以看出，隨著發(fā)射功率的增大，系統(tǒng)獲得的數據速率也會線性增大。并且在發(fā)射功率較大時，本方法的性能不會出現功放非線性估計補償方法在發(fā)射功率較大時性能下降的現象。原因在于本方法中，由于信號的極化特性不受功放非線性的影響，因此系統(tǒng)的信干噪比不會受到功放非線性影響，從而系統(tǒng)的數據速率不會受到功放非線性的影響，故本方法的消除性能不會下降。同時，當期望信道萊斯因子K_SoI較小時，本方法的性能最好。