本發(fā)明涉及一種LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法，同時(shí)涉及用于實(shí)施該方法的裝置，屬于無(wú)線通信
技術(shù)領(lǐng)域：
。
背景技術(shù)：
：在LTE(LongTermEvolution)系統(tǒng)中，下行小區(qū)搜索和同步作為接收機(jī)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，需要兼顧檢測(cè)性能和魯棒性，以實(shí)現(xiàn)在盡可能短的時(shí)間內(nèi)完成小區(qū)搜索過(guò)程，從而減少業(yè)務(wù)的時(shí)延。LTE系統(tǒng)中設(shè)計(jì)了主輔導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)，其中對(duì)于主同步信號(hào)的檢測(cè)主要是為了進(jìn)行扇區(qū)(SectorID)選擇，符號(hào)定時(shí)，半幀定時(shí)以及頻偏估計(jì)等，為后續(xù)遍歷168組輔同步信號(hào)序列的基礎(chǔ)。由于在對(duì)主同步信號(hào)的處理過(guò)程時(shí)，用戶一般需要進(jìn)行滑動(dòng)相關(guān)或符號(hào)級(jí)遍歷，因此在這部分的信號(hào)處理運(yùn)算量是很大的，其對(duì)于整個(gè)小區(qū)搜索和同步的性能有決定性的影響。下面首先介紹一下LTE下行同步問(wèn)題和導(dǎo)頻設(shè)置。在LTE系統(tǒng)中，下行采用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)調(diào)制方式可以帶來(lái)更高的頻譜效率，并提高在多徑信道下的魯棒性。但是OFDM性能對(duì)頻偏和時(shí)偏很敏感，例如殘留的頻偏可能會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的載波干擾，而殘留的時(shí)偏可能會(huì)導(dǎo)致符號(hào)間干擾。因而時(shí)頻同步的質(zhì)量將是影響終端(UE)性能的關(guān)鍵因素。在LTE系統(tǒng)中，采用了碼分的方式來(lái)區(qū)分小區(qū)。系統(tǒng)一共有504個(gè)小區(qū)ID，其被劃分到168個(gè)ID組，每組包含了3個(gè)ID以指示不同的扇區(qū)，其分別采用不同u值的ZC序列來(lái)實(shí)現(xiàn)。初始小區(qū)搜索的任務(wù)就是估計(jì)時(shí)頻偏，幀邊界，以及小區(qū)ID。LTE下行物理層過(guò)程，UE首先需要對(duì)LTE的下行同步信號(hào)完成小區(qū)搜索和時(shí)頻同步過(guò)程。其中，下行的不同小區(qū)使用不同組的ZC(Zadoff-Chu)序列進(jìn)行區(qū)分。ZC序列具有非常好的自相關(guān)性和很低的互相關(guān)性。根據(jù)LTE的子幀格式(圖1)，使用PSS(主同步信號(hào))和SSS(輔同步信號(hào))執(zhí)行序列選擇和時(shí)間同步過(guò)程。在LTEFDD的幀格式中，主同步信號(hào)位于slot0和slot10的最后一 個(gè)OFDM符號(hào)上。輔同步信號(hào)位于主同步信號(hào)的前面一個(gè)OFDM符號(hào)上。圖1為FDD場(chǎng)景下的主輔同步信號(hào)的相對(duì)位置。對(duì)于TDD場(chǎng)景來(lái)說(shuō)，主輔同步的相對(duì)位置為3個(gè)OFDM符號(hào)。因此檢測(cè)了PSS信號(hào)后除了可以得到扇區(qū)ID以外，還可以得到半幀定時(shí)，符號(hào)定時(shí)，頻偏等信息。同時(shí)根據(jù)主輔同步的相對(duì)位置在FDD和TDD的不同，可以識(shí)別當(dāng)前系統(tǒng)的雙工類型；另外再通過(guò)SSS信號(hào)在前半幀和后半幀的不同信號(hào)，可以最終實(shí)現(xiàn)幀定時(shí)。因此PSS檢測(cè)是整個(gè)小區(qū)搜索和時(shí)頻同步的前提。PSS檢測(cè)的主要問(wèn)題在于在其檢測(cè)的過(guò)程中，沒(méi)有時(shí)偏和頻偏的先驗(yàn)信息，因此需要進(jìn)行大范圍的盲檢測(cè)，這將有很大的計(jì)算復(fù)雜度。因此PSS檢測(cè)主要考慮的問(wèn)題是如何兼顧檢測(cè)魯棒性與算法復(fù)雜度。其次，介紹LTE下行小區(qū)搜索的現(xiàn)有典型方案。傳統(tǒng)的基于時(shí)域符號(hào)同步，頻域相關(guān)的方案如圖2所示。在LTE系統(tǒng)中，UE進(jìn)行小區(qū)搜索和時(shí)頻同步時(shí)，首先利用循環(huán)前綴(CP)的特性，在時(shí)域上作延時(shí)自相關(guān)來(lái)進(jìn)行符號(hào)定時(shí)以及分?jǐn)?shù)倍的頻偏估計(jì)(步驟I)。其主要優(yōu)點(diǎn)是僅僅利用OFDM信號(hào)本身的特性就實(shí)現(xiàn)了符號(hào)定時(shí)，相對(duì)于使用PSS信號(hào)的相關(guān)，將樣點(diǎn)級(jí)的檢測(cè)轉(zhuǎn)換成了符號(hào)級(jí)。在初步符號(hào)定時(shí)后，再進(jìn)行逐符號(hào)的N點(diǎn)的FFT，將PSS信號(hào)變換到頻域進(jìn)行處理，檢測(cè)Sectornumber(步驟II)。其后可以根據(jù)PSS頻域信號(hào)同本地信號(hào)自相關(guān)以獲得整數(shù)倍頻偏。最后再使用輔同步信號(hào)檢測(cè)CellIDGroup(步驟III)。從上面的流程來(lái)看，使用CP進(jìn)行粗符號(hào)定時(shí)是影響性能的關(guān)鍵。這是由于通過(guò)CP自相關(guān)本身精度不高，特別是在還可能存在兩種CP類型的場(chǎng)景下，當(dāng)粗時(shí)間同步得不到精確的符號(hào)定時(shí)時(shí)，變換到頻域會(huì)導(dǎo)致相位的旋轉(zhuǎn)。雖然Lih-ChangWung,Yung-ChuanLin,Yun-JhenFan,Szu-LinSu,et.al.的名稱為“ARobustschemeindownlinksynchronizationandinitialcellsearchfor3GPPLTESystem”(IEEE2011)的文獻(xiàn)提出了使用頻域分段或者頻域差分的方式來(lái)對(duì)抗這種相位旋轉(zhuǎn)，但不能從根本上解決粗符號(hào)定時(shí)同步引起的性能損失。下面介紹現(xiàn)有的基于時(shí)域主同步信號(hào)互相關(guān)檢測(cè)算法?？紤]到使用初始定時(shí)精度的問(wèn)題，Setiawan,H.和Ochi,H.在2010 年第12屆國(guó)際會(huì)議上發(fā)表的名稱為“Alowcomplexityphysical-layeridentitydetectionfor3GPPLongTermEvolution,”(IEEEICACT)文獻(xiàn)使用了在時(shí)域上做主同步信號(hào)小區(qū)搜索的處理方法。即用戶設(shè)備不利用循環(huán)前綴CP等信號(hào)特性進(jìn)行符號(hào)粗同步，而是直接選擇在時(shí)域進(jìn)行主同步信號(hào)的互相關(guān)檢測(cè)。由于ZC序列不論在時(shí)域或者頻域都有較好的自相關(guān)特性，使用時(shí)域主同步信號(hào)互相關(guān)相對(duì)于循環(huán)前綴有更好的檢測(cè)性能。相對(duì)于傳統(tǒng)的處理方式，采用時(shí)域處理的主同步信號(hào)檢測(cè)方案存在著如下的兩個(gè)需要考慮的地方：1)由于主同步信號(hào)被映射在中心1.08Mhz的帶寬下，因而采用該方法的前提是用戶設(shè)備首先對(duì)下行信號(hào)進(jìn)行濾波，濾除同步信號(hào)帶外的信號(hào)。而由于過(guò)渡帶預(yù)留得較小，因而濾波器的設(shè)計(jì)需要平衡性能和復(fù)雜度。2)同在頻域檢測(cè)的主同步信號(hào)相對(duì)應(yīng)的是，在時(shí)域進(jìn)行的主同步信號(hào)檢測(cè)由于未進(jìn)行分?jǐn)?shù)倍的頻偏估計(jì)，可能會(huì)受到頻偏的影響從而影響互相關(guān)的性能?？朔撉闆r的一般方法是采用差分互相關(guān)代替互相關(guān)。差分互相關(guān)的表達(dá)式如下。N＝128或64。其中y序列為接收序列，xu為使用參數(shù)u得到的三個(gè)本地訓(xùn)練序列。利用相鄰采樣之間的先進(jìn)行的差分，可以消除由于相位旋轉(zhuǎn)帶來(lái)的影響。但是，采用了差分后的序列相關(guān)將失去原時(shí)域ZC序列的“尖銳”的互相關(guān)特性。不過(guò)經(jīng)分析發(fā)現(xiàn)，更為嚴(yán)重的情況是，對(duì)于時(shí)域的ZC序列來(lái)說(shuō)，由于其序列本身的部分周期性的特點(diǎn)，采用差分互相關(guān)可能導(dǎo)致出現(xiàn)多個(gè)旁瓣峰值的情況。如圖3所示。其中，直接采用互相關(guān)時(shí)，可以看到尖峰(由于采樣點(diǎn)的偏差，可能導(dǎo)致有兩個(gè)相鄰的峰值)，而對(duì)于差分相關(guān)，則可能出現(xiàn)圖3所示的對(duì)稱的周期性峰值，并且兩邊的旁瓣可能還要高于主瓣。經(jīng)研究發(fā)現(xiàn)，產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因是ZC序列本身的特性決定的?？梢詤⒖紙D4中的ZC序列的時(shí)域波形。圖4為u＝25情況下的ZC時(shí)域序列(128點(diǎn)IFFT)。不論從幅度還是相位，都呈現(xiàn)了中心對(duì)稱的特性。對(duì)其做相鄰采樣點(diǎn)的差分以后，如 圖5所示，可以看到幅度和相位呈現(xiàn)圖5所示的類周期的分布。正是呈現(xiàn)如此的周期特性，因此使用滑動(dòng)的差分相關(guān)將導(dǎo)致出現(xiàn)對(duì)稱的旁瓣分布。下面介紹基于對(duì)稱相關(guān)的主同步信號(hào)檢測(cè)的現(xiàn)有技術(shù)。在2012年1月的《應(yīng)用科學(xué)學(xué)報(bào)》上，楊秀梅、熊勇及賈國(guó)慶發(fā)表了名為《一種LTE系統(tǒng)的主同步信號(hào)快速捕獲方法》的論文。文中提出了根據(jù)前述的主同步信號(hào)時(shí)域波形的鏡像對(duì)稱特性進(jìn)行快速捕獲的方法。由于發(fā)送的時(shí)域主同步信號(hào)序列存在如下所示的鏡像對(duì)稱性質(zhì)，基于以上的特點(diǎn)，對(duì)時(shí)域信號(hào)直接進(jìn)行鏡像相關(guān)，從而可以在峰值位置捕獲主同步信號(hào)。其中，R(i)表示為i相位點(diǎn)上的自相關(guān)結(jié)果。采用這種直接鏡像相關(guān)的方法，相對(duì)于使用互相關(guān)的方法，可以節(jié)省2/3的計(jì)算量。但是其主要問(wèn)題是無(wú)法使用ZC序列良好的互相關(guān)特性，并且采用自相關(guān)的方法噪聲方差可能將被放大。對(duì)于傳統(tǒng)時(shí)域做粗符號(hào)同步、頻域做主同步信號(hào)檢測(cè)的方案：其采用了利用OFDM符號(hào)中的循環(huán)前綴(循環(huán)前綴)的循環(huán)特性，使用自相關(guān)的方式首先得到符號(hào)定時(shí)，同時(shí)完成分?jǐn)?shù)倍的頻偏估計(jì)；其次通過(guò)逐符號(hào)進(jìn)行FFT變換后(如果前端無(wú)低通濾波器，則需要做最大2048點(diǎn)的FFT)，再頻域上進(jìn)行主同步信號(hào)檢測(cè)，以完成SectorID檢索以及整數(shù)倍頻偏檢測(cè)。采用該方案，雖然通過(guò)循環(huán)前綴的粗符號(hào)定時(shí)能夠?qū)⑺阉鞯姆秶鷱臉狱c(diǎn)級(jí)降到符號(hào)級(jí)，但是其需要增加多次的FFT運(yùn)算，更為重要的是，其性能受到循環(huán)前綴粗定時(shí)的影響很大的，在復(fù)雜的信道環(huán)境中性能無(wú)法保證。并且由于此時(shí)Normal循環(huán)前綴或Extended循環(huán)前綴未知，因此更增加了檢測(cè)失敗的概率。對(duì)于在時(shí)域上做主同步信號(hào)滑動(dòng)互相關(guān)檢測(cè)的方法來(lái)說(shuō)，其利用了 主同步信號(hào)的時(shí)域自相關(guān)尖銳的特點(diǎn)，在時(shí)域上進(jìn)行時(shí)域滑動(dòng)互相關(guān)的峰值搜索。其檢測(cè)概率在頻偏較小的情況下相對(duì)于循環(huán)前綴有很大提升。但在頻偏較大的情況下，其性能下降可能是不可接受的。采用該種算法的主要問(wèn)題在于，需要設(shè)計(jì)低復(fù)雜度過(guò)渡帶陡峭的低通濾波器，將同步信號(hào)濾除出來(lái)；其二，由于前面頻偏估計(jì)的過(guò)程，采用匹配濾波的互相關(guān)受到頻偏的影響，一種變形是采用差分互相關(guān)的方式用以消除頻偏，但是經(jīng)過(guò)分析發(fā)現(xiàn)，在差分情況下，ZC序列時(shí)域信號(hào)相位存在部分周期重復(fù)的特性，滑動(dòng)相關(guān)后，容易在主瓣的峰值周圍形成對(duì)稱出現(xiàn)的旁瓣。對(duì)于使用滑動(dòng)鏡像對(duì)稱自相關(guān)進(jìn)行主同步信號(hào)檢測(cè)的方法：其也是在時(shí)域?qū)χ魍叫盘?hào)進(jìn)行檢測(cè)來(lái)捕獲的。所不同的地方在于根據(jù)主同步信號(hào)時(shí)域信號(hào)的另一個(gè)重要特性-幅度相位都符合鏡像對(duì)稱特性，直接使用滑動(dòng)中心對(duì)稱自相關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)主同步信號(hào)的快速捕獲。但是這種方案為了節(jié)省復(fù)雜度，完全丟棄了主同步信號(hào)互相關(guān)的特性，使用自相關(guān)的方式降低了檢測(cè)成功率。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明所要解決的首要技術(shù)問(wèn)題在于提供一種LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法。本發(fā)明所要解決的另一個(gè)技術(shù)問(wèn)題在于提供一種實(shí)施上述初始同步方法的裝置。為實(shí)現(xiàn)上述的發(fā)明目的，本發(fā)明采用下述的技術(shù)方案：一種LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法，包括以下步驟：步驟一：獲得接收信號(hào)；步驟二：基于主同步信號(hào)頻域信號(hào)生成本地序列；步驟三：使用所述本地序列與所述接收信號(hào)進(jìn)行分段相關(guān)。其中較優(yōu)地，所述本地序列是根據(jù)已經(jīng)生成的多組主同步信號(hào)頻域信號(hào)，經(jīng)過(guò)多點(diǎn)的IFFT變換后得到的時(shí)域序列。其中較優(yōu)地，所述分段相關(guān)包括以下步驟：將所述接收信號(hào)中每N個(gè)樣點(diǎn)，等分為L(zhǎng)個(gè)分段，每段有M＝N/L個(gè)樣點(diǎn)，對(duì)所述M個(gè)樣點(diǎn)進(jìn)行相關(guān)操作?；蛘?，所述分段相關(guān)包括以下步驟：將所述本地序列分段，分段數(shù)量與所述接收信號(hào)的分段數(shù)量相同；將所述接收信號(hào)的分段中的第一段，與所述本地序列的分段中的第一段，進(jìn)行相關(guān)操作；分別將所述接收信號(hào)的分段中的各個(gè)分段，與所述本地序列的分段中的各個(gè)段，進(jìn)行相關(guān)操作。其中較優(yōu)地，所述分段相關(guān)進(jìn)一步包括以下步驟：在所述接收信號(hào)的一個(gè)所述分段，將所述接收信號(hào)的所述M個(gè)樣點(diǎn)，同所述本地序列的一個(gè)分段中的M個(gè)樣點(diǎn)進(jìn)行互相關(guān)操作。其中較優(yōu)地，對(duì)所述分段相關(guān)結(jié)果進(jìn)行中心對(duì)稱相關(guān)累加。一種LTE時(shí)域相關(guān)初始同步裝置，包括：移位寄存器，用于處理接收信號(hào)；并行乘法器，與所述移位寄存器連接，用于對(duì)所述接收信號(hào)進(jìn)行分段相關(guān)操作；本地序列生成器，連接所述并行乘法器，用于向所述并行乘法器輸出本地序列，進(jìn)行與所述接收信號(hào)的所述分段相關(guān)操作。其中較優(yōu)地，上述LTE時(shí)域相關(guān)初始同步裝置還包括：累加器，與所述并行乘法器連接，對(duì)所述分段相關(guān)的結(jié)果進(jìn)行加總；對(duì)稱相關(guān)器，與所述累加器連接，用于對(duì)所述加總結(jié)果進(jìn)行中心對(duì)稱相關(guān)操作。本發(fā)明通過(guò)分段互相關(guān)與中心對(duì)稱相關(guān)運(yùn)算方法，一方面能夠部分享受ZC序列的自相關(guān)特性，同時(shí)還能有效地克服頻偏帶來(lái)的影響，而且也非常有效地降低了乘法器的使用量，能夠達(dá)到檢測(cè)性能和抗頻偏干擾的優(yōu)化效果。附圖說(shuō)明圖1為L(zhǎng)TE子幀格式示意圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)中，同步方法的流程示意圖；圖3為現(xiàn)有技術(shù)中，差分相關(guān)導(dǎo)致旁瓣峰值示意圖；圖4為L(zhǎng)TE主同步信號(hào)使用的ZC時(shí)域序列特性示意圖；圖5為對(duì)圖4所示ZC時(shí)域序列進(jìn)行相鄰采樣點(diǎn)差分處理后的效果示意圖；圖6為本LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法中，分段相關(guān)的流程示意圖；圖7為本LTE時(shí)域相關(guān)初始同步裝置的框圖；圖8為本發(fā)明LTE時(shí)域相關(guān)初始同步裝置電路結(jié)構(gòu)示意圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容展開(kāi)詳細(xì)具體的說(shuō)明。本發(fā)明的主要思路在于使用分段互相關(guān)改進(jìn)算法以獲取主同步信號(hào)互相關(guān)的增益，利用時(shí)域主同步信號(hào)的中心對(duì)稱特性進(jìn)行對(duì)稱相關(guān)運(yùn)算，最大限度地克服頻偏的影響。為此，本發(fā)明綜合利用主同步信號(hào)的尖銳的時(shí)頻相關(guān)特性以及中心對(duì)稱特性，給出了一種新穎的主同步信號(hào)檢測(cè)方法及對(duì)應(yīng)的裝置。該發(fā)明應(yīng)用于LTE下行小區(qū)搜索中幀定時(shí)的確定和SectorID檢測(cè)等相關(guān)問(wèn)題。如圖6所示，本LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法包括以下步驟：步驟一：獲得接收信號(hào)。用戶設(shè)備(終端)對(duì)接收到的接收信號(hào)進(jìn)行低通濾波，濾出中間1.08M的信號(hào)，并抽取后輸出。其相關(guān)設(shè)計(jì)參數(shù)參考值如下表所示。通帶0.465Mhz阻帶0.54Mhz衰減60db濾波器可以采用IIR濾波器或者多級(jí)級(jí)聯(lián)濾波器組。濾波器的輸入采樣率為30.72Msamples/s，下采樣后輸出為1.92Msamples/S的數(shù)據(jù)序列。步驟二：基于主同步信號(hào)頻域信號(hào)生成本地序列。根據(jù)已經(jīng)生成的3組或多組PSS主同步信號(hào)頻域信號(hào)，經(jīng)過(guò)N點(diǎn)的IFFT變換后得到時(shí)域序列。步驟三：使用本地序列與接收信號(hào)進(jìn)行分段相關(guān)。本實(shí)施例中采用滑動(dòng)分段相關(guān)，但是可以理解，本發(fā)明不限于使用滑動(dòng)分段相關(guān)。滑動(dòng)分段相關(guān)具體步驟為：1、從當(dāng)前采樣序列(接收信號(hào))的相位點(diǎn)s開(kāi)始采樣N個(gè)點(diǎn)(圖中N為128)，作為一個(gè)搜索窗口，將N個(gè)點(diǎn)均分為L(zhǎng)段。其中L＝N/I，其中I為每段中包含的采樣點(diǎn)數(shù)，該值由最大頻偏值確定。這主要是由于：采樣點(diǎn)上的信號(hào)等效為無(wú)頻偏下的信號(hào)疊加了由于頻偏帶來(lái)的相位旋轉(zhuǎn)，當(dāng)頻偏越大時(shí)，相位旋轉(zhuǎn)越快，為了保證一個(gè)分段內(nèi)的采樣點(diǎn)可以相干 累加(即相位旋轉(zhuǎn)范圍在可接受范圍內(nèi))，則該分段內(nèi)的采樣點(diǎn)越小，即I越小，L越大。為了應(yīng)對(duì)頻偏的影響，優(yōu)選但不限于，N為128采樣點(diǎn)，L分段為8段，每段16個(gè)樣點(diǎn)。將均分為L(zhǎng)段的接收信號(hào)分別送到16路并行的相關(guān)處理器中(后文詳述)。2、將本地序列劃分成相同數(shù)量的段(L段)。例如，按照同樣的方式將本地序列劃分成8段。3、將本地序列和接收信號(hào)在每段內(nèi)進(jìn)行逐點(diǎn)互相關(guān)運(yùn)算：上式中，N個(gè)點(diǎn)首先分成L段，每段包含了I個(gè)點(diǎn)，其中Ml(s)為在第s個(gè)相位點(diǎn)上，第l段的分段相關(guān)累加結(jié)果。Y是接收信號(hào)，Xu是參數(shù)為u的本地序列。Y(frameIdx+s+l*I+i)表示將接收信號(hào)從接收信號(hào)頭位置frameIdx開(kāi)始，以偏移量s為起始的L段的序列，Xu*(l*I+i)表示本地序列在第l段內(nèi)各個(gè)樣點(diǎn)的值。因而該操作就是將接收信號(hào)從frameIdx+s起始的第l段內(nèi)的I個(gè)采樣點(diǎn)同本地第l段的I個(gè)采樣點(diǎn)計(jì)算互相關(guān)操作。如圖6所示，將接收信號(hào)和本地序列均分為L(zhǎng)段之后，接收信號(hào)的第一段與本地序列的第一段進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，并且將相關(guān)結(jié)果發(fā)送給累加器進(jìn)行累加。類似的，將接收信號(hào)的第二段與本地序列的第二段進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，并且將相關(guān)結(jié)果發(fā)送給累加器進(jìn)行累加，直至將接收信號(hào)的第L段與本地序列的第L段進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。這樣經(jīng)過(guò)分段互相關(guān)后得到L個(gè)結(jié)果。將相關(guān)結(jié)果發(fā)送給累加器進(jìn)行累加。步驟四：將本地序列和接收信號(hào)在每段內(nèi)的相關(guān)結(jié)果進(jìn)行累加如以下公式所示，將L個(gè)結(jié)果利用其中心對(duì)稱性進(jìn)行中心對(duì)稱相乘，然后累加。因?yàn)榭紤]存在頻偏的情況下，可以近似認(rèn)為，在第s個(gè)相位點(diǎn)上的 第l段的分段相關(guān)累加結(jié)果(Ml(s))與其中心對(duì)稱的樣點(diǎn)(ML-l-1(s))相位角滿足以下關(guān)系：angle(Ml(s))+angle(ML-1-l(s))＝Constantl＝0～L-1(3)這里主要想表達(dá)如下含義，即如果存在頻偏，樣點(diǎn)上的相位變化是線性的，因此可以認(rèn)為angle(M1(s))同angle(M2(s))…angle(ML-1(s))，這L段相關(guān)結(jié)果的相位呈等差分布，所以，此時(shí)可以近似認(rèn)為中心對(duì)稱的樣點(diǎn)兩兩相乘后得到的相位相同，將其進(jìn)行累加可以得到相干累加的結(jié)果從而不受頻偏的影響。步驟五：門限判決。將累加器的累加結(jié)果同門限值進(jìn)行比較。如果得到的相關(guān)值的幅度超過(guò)門限，則認(rèn)為主同步信號(hào)檢測(cè)成功，否則表示未檢測(cè)到主同步信號(hào)。下面結(jié)合圖7和圖8介紹實(shí)現(xiàn)本發(fā)明主同步信號(hào)檢測(cè)方法的裝置。輸入30.72Mhz的接收信號(hào)，經(jīng)過(guò)FIR濾波器后，下采樣到1.92Mhz。該輸入信號(hào)將輸入到128階移位寄存器中緩存，再輸入到并行16路復(fù)數(shù)乘法器進(jìn)行分段相關(guān)操作，再通過(guò)加法器完成分段相關(guān)處理。然后再將分段相關(guān)處理完的數(shù)據(jù)進(jìn)行中心對(duì)稱的兩兩相乘操作，然后再通過(guò)累加器完成該相位點(diǎn)的計(jì)算。下面結(jié)合圖8詳細(xì)說(shuō)明信號(hào)處理過(guò)程及相應(yīng)硬件設(shè)計(jì)(裝置)。經(jīng)過(guò)128階移位寄存器，產(chǎn)生128個(gè)樣點(diǎn)。按照系統(tǒng)采樣率每個(gè)周期(Cycle)同步取出寄存器特定的位置到復(fù)用器模塊。其復(fù)用的規(guī)則是：a＝8j+ii＝0～15j＝0～7，其中i是組號(hào)，每8個(gè)樣點(diǎn)復(fù)用到一個(gè)組(一個(gè)MUX內(nèi))，抽取為16組，j是組內(nèi)編號(hào)，即一共8個(gè)采樣抽取到一個(gè)復(fù)用器中，a是128個(gè)寄存器的編號(hào)索引。這樣將128個(gè)樣點(diǎn)分段，分成8段(樣點(diǎn)數(shù)128/復(fù)用器個(gè)數(shù)16＝8)。另一方面，對(duì)于本地序列信號(hào)，使用控制信號(hào)2對(duì)兩組本地序列的地址進(jìn)行取值。即每個(gè)系統(tǒng)Cycle會(huì)從各自本地圖案(PSSpattern)中抽取16bits的分段本地信號(hào)(圖中sectorID為0和1的圖案),將其復(fù)用到一個(gè)MUX中。使用Controls2控制信號(hào)(控制信號(hào)2)在系統(tǒng)時(shí)鐘下， 每個(gè)Cycle選擇一個(gè)本地圖案pattern的16bits送入并行16路復(fù)數(shù)乘法器。兩個(gè)Cycles更新為下一個(gè)分段的信號(hào)。由于PSS采用的Zadoff-Chu序列，映射后IFFT變換為2048位的時(shí)域信號(hào)，作為本地序列。即，將讀入的本地序列按照順序分成8段，即對(duì)于128點(diǎn)長(zhǎng)的序列，1～16為段1，17～32為段2，依次類推。使用控制信號(hào)1，按照15.36M的采樣頻率對(duì)16組MUX復(fù)用器發(fā)出控制命令。即每個(gè)15.36Mcycles抽取出一個(gè)MUX組中的一個(gè)樣點(diǎn)。在并行16路復(fù)數(shù)乘法器，16組MUX復(fù)用器輸出的16個(gè)樣點(diǎn)組成，與控制信號(hào)2控制的16bits本地圖案對(duì)應(yīng)的時(shí)域信號(hào)進(jìn)行16路的并行復(fù)數(shù)乘法。由于控制信號(hào)1的時(shí)鐘周期為時(shí)鐘(即控制信號(hào)2)的一半，因此每后半個(gè)控制信號(hào)1對(duì)應(yīng)的時(shí)鐘周期，抽取出的這16個(gè)樣點(diǎn)將同另一個(gè)(第二個(gè))本地圖案的16個(gè)信號(hào)進(jìn)行相乘，以實(shí)現(xiàn)多個(gè)本地圖案相關(guān)計(jì)算的復(fù)用。在本實(shí)施例這種時(shí)鐘配置下，只能有兩個(gè)本地序列圖案進(jìn)行復(fù)用。但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解，本發(fā)明在不同時(shí)鐘配置下也可以用4個(gè)本地圖案，或者8個(gè)本地圖案進(jìn)行相關(guān)計(jì)算。這段操作即完成以下公式：相乘后的信號(hào)被送到加法器中，在系統(tǒng)時(shí)鐘下進(jìn)行加法計(jì)算。而后送入到解復(fù)用模塊，進(jìn)行中心對(duì)稱相關(guān)運(yùn)算。該模塊同樣通過(guò)控制信號(hào)2，在系統(tǒng)時(shí)鐘下進(jìn)行索引，將兩個(gè)pattern分別對(duì)應(yīng)的相關(guān)累加結(jié)果進(jìn)行解復(fù)用。兩路解復(fù)用信號(hào)分別在系統(tǒng)時(shí)鐘下分別送入8階移位寄存器中。再通過(guò)控制信號(hào)3，將8個(gè)移位寄存器的輸出按照如下的方式索引b＝(3-i)*(4+i)i＝0～3，根據(jù)該方法，從8個(gè)symbols的序列中，將中心對(duì)稱的兩兩信號(hào)放置到兩個(gè)復(fù)用器中?？刂菩盘?hào)3以15.36M的時(shí)鐘周期操作，其信號(hào)以8個(gè)對(duì)應(yīng)時(shí)鐘周期為周期，前4個(gè)時(shí)鐘周期，該控制信號(hào)3處于等待狀態(tài)，即等待輸出8個(gè)symbols的序列寫(xiě)入到第5個(gè)symbol開(kāi)始，將按照前述的索引方式將寄存器的信號(hào)分別索引出來(lái)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法。再將中心對(duì)稱的兩兩信號(hào)相乘后的結(jié)果在累加器進(jìn)行累加，得到各自本地pattern對(duì)應(yīng)的相關(guān)結(jié)果。這段操作實(shí)現(xiàn)以下公式：本發(fā)明通過(guò)分段互相關(guān)與中心對(duì)稱相關(guān)運(yùn)算方法，一方面能夠部分享受ZC序列的自相關(guān)特性，同時(shí)還能有效地克服頻偏帶來(lái)的影響，而且也非常有效地降低了乘法器的使用量，能夠達(dá)到檢測(cè)性能和抗頻偏干擾的優(yōu)化效果。上面對(duì)本發(fā)明所提供的LTE時(shí)域相關(guān)初始同步方法及其裝置進(jìn)行了詳細(xì)的說(shuō)明，但顯然本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)形式并不局限于此。對(duì)于本
技術(shù)領(lǐng)域：
的一般技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不背離本發(fā)明的精神和權(quán)利要求范圍的情況下對(duì)它進(jìn)行的各種顯而易見(jiàn)的改變都在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁(yè)1 2 3