專利名稱：一種正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于短距離無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及到OFDM-UWB (Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Ultra Wideband，正交頻分復(fù)用超寬帶)通信系統(tǒng)的幀檢測方法。
背景技術(shù)：
超寬帶(UWB)技術(shù)在不影響授權(quán)用戶的前提下可以自由使用3. lGHz-10. 6GHz的頻譜進(jìn)行短距離無線通信，具備大容量、高速率、低功耗、短距離等特點(diǎn)，具有廣闊的應(yīng)用前景。目前由WiMedia聯(lián)盟提出的OFDM-UWB標(biāo)準(zhǔn)已經(jīng)成為UWB系統(tǒng)的重要解決方案。OFDM-UffB系統(tǒng)繼承了一般OFDM (正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)的許多優(yōu)點(diǎn)，如頻譜利用率高，抗多徑能力強(qiáng)，F(xiàn)FT實(shí)現(xiàn)簡單，但也保持了 OFDM系統(tǒng)的一些缺點(diǎn)，如對定時(shí)同步、頻偏同步敏感。同時(shí)由于應(yīng)用條件的限制，OFDM-UWB系統(tǒng)也有自身的特點(diǎn)，如高采樣率、高時(shí)鐘頻率、低復(fù)雜度、低功耗、低信噪比等。這些都是OFDM-UWB系統(tǒng)設(shè)計(jì)需要考慮的關(guān)鍵因素。OFDM-UWB是基于幀結(jié)構(gòu)的傳輸方式，在每一個(gè)幀的開始都有一個(gè)幀同步(PS Packet/Frame Synchronization)序列，可用于自動增益控制(AGC Auto-Gain-Control) 調(diào)整、幀檢測、符號定時(shí)同步以及載波頻偏估計(jì)。幀檢測處于OFDM-UWB接收機(jī)的最前端，用于判斷信道上是否有有效幀的存在從而決定是否進(jìn)行下一步操作，直接影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。然而OFDM-UWB系統(tǒng)發(fā)射功率低、多徑信道分量密集均增大了幀檢測的難度。同時(shí)為了滿足OFDM-UWB低復(fù)雜度、低功耗的要求，又必須盡可能地降低硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。因此，如何在滿足性能指標(biāo)的條件下盡可能降低幀檢測模塊的復(fù)雜度是OFDM-UWB系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之
ο多徑信道下具有較好魯棒性的檢測器為廣義似然比檢測器(GLRT Generalized Likelihood Ratio Test)。首先使用本地已知的基本幀同步序列與接收信號進(jìn)行互相關(guān)或匹配濾波，其次將經(jīng)過匹配濾波器相關(guān)或匹配后的數(shù)據(jù)平方后累加以收集多徑能量，最后將平方后累加的結(jié)果與與接收信號的平均功率進(jìn)行比較。在2011年1月19日公布的發(fā)明專利申請20101(^95043. 9中提出了改進(jìn)的OFDM-UWB幀檢測方法a)使用基本幀同步序列的符號位序列作為匹配濾波器的系數(shù)對接收信號進(jìn)行匹配濾波，這樣匹配濾波就可以避免大量乘法運(yùn)算，減少了硬件資源的使用。b)使用延遲復(fù)乘代替GLRT中的平方操作，降低噪聲的影響。c)使用與多徑信道的功率延遲譜(Profile)具有近似分布的加權(quán)系數(shù)對延遲復(fù)乘結(jié)果進(jìn)行準(zhǔn)匹配濾波代替GLRT中單純的累加操作，提高了檢測性能。該專利改進(jìn)的方法在保證性能的同時(shí)大大降低了實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，但也存在著明顯的不足在于
(1)此方法只是考慮低速的OFDM-UWB系統(tǒng)(采樣頻率< 100MHz)下的幀檢測，高速的 OFDM-UffB系統(tǒng)采樣頻率已經(jīng)達(dá)到528MHz，如果仍使用此方法將無法使用現(xiàn)場可編程邏輯門陣列(FPGA)進(jìn)行驗(yàn)證。(2)使用幀同步序列的符號位序列作為匹配濾波器的系數(shù)與接收到的信號進(jìn)行互相關(guān)，一方面每個(gè)時(shí)鐘需要計(jì)算1 次累加，計(jì)算仍然復(fù)雜；另一方面基本幀同步序列中的較小值本來應(yīng)該對整個(gè)匹配濾波的結(jié)果影響非常小，如果在低信噪比下使用符號位序列匹配時(shí)仍考慮較小值的符號位就相當(dāng)于夸大了其作用進(jìn)而引入了噪聲，會降低檢測性能。(3)使用相當(dāng)于加權(quán)累加的準(zhǔn)匹配濾波器代替單純的累加操作，增加了硬件資源和計(jì)算復(fù)雜度。(4)每個(gè)時(shí)鐘需要估計(jì)一次信號功率值，計(jì)算復(fù)雜度仍然很大。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問題本發(fā)明提供了一種可在保證性能的前提下進(jìn)一步降低計(jì)算復(fù)雜度的正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法。技術(shù)方案一種正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，包括以下步驟
1)使用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器對模擬基帶信號進(jìn)行采樣并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；
2)將步驟1)中的數(shù)字信號經(jīng)過1:4串并變換后輸入到幀檢測模塊，所述幀檢測模塊采用四路并行處理；
3)幀檢測模塊使用優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)對步驟2)中串并變換后的數(shù)字信號進(jìn)行匹配濾波；優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)的產(chǎn)生方法為先取匹配濾波器的各個(gè)系數(shù)值為基本幀同步序列的符號位，然后將基本幀同步序列中最小的N個(gè)值所對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0， 其中 0 ( N<64 ；
4)對步驟3中匹配濾波后的結(jié)果進(jìn)行延遲復(fù)乘運(yùn)算，降低噪聲對檢測性能的影響；
5)使用指數(shù)形式的加權(quán)系數(shù)對步驟4)中延遲復(fù)乘運(yùn)算的結(jié)果進(jìn)行準(zhǔn)匹配濾波得到判決量，然后對該判決量進(jìn)行4倍下采樣處理；
6)對步驟2)中經(jīng)1:4串并變換后的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行功率估計(jì)，得到功率估計(jì)值，并對該功率估計(jì)值進(jìn)行4倍下采樣處理；
7)將步驟5)中經(jīng)過了4倍下采樣處理后的判決量與步驟6)中4倍下采樣處理后的功率估計(jì)值進(jìn)行比較，如果判決量大于或等于功率估計(jì)值，則判斷檢測到了有效幀，并輸出該結(jié)果；如果判決量小于功率估計(jì)值，則判斷沒有檢測到有效幀，并輸出該結(jié)果。本發(fā)明中，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的采樣頻率為5^MHz，幀檢測模塊的時(shí)鐘工作在 132MHz。本發(fā)明的步驟3)中，所述的N為48，即將基本幀同步序列中最小的48個(gè)值所對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0。本發(fā)明的步驟5)中，準(zhǔn)匹配濾波和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明的步驟6)中，功率估計(jì)和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)，進(jìn)行所述功率估計(jì)時(shí)，用于多相實(shí)現(xiàn)的各個(gè)多相分量都使用遞歸實(shí)現(xiàn)。
有益效果本發(fā)明的正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其相對于現(xiàn)有技術(shù)具有如下優(yōu)點(diǎn)
首先，本發(fā)明采用了四路并行處理，避免系統(tǒng)工作在高速率狀態(tài)，便于使用現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)進(jìn)行硬件邏輯驗(yàn)證。其次，本發(fā)明采用了優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)與接收信號進(jìn)行匹配濾波，優(yōu)化后的匹配濾波器系數(shù)將基本幀同步序列較小的N個(gè)值對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0，其中 0 ( N<64。這樣一方面使得匹配濾波計(jì)算中每個(gè)時(shí)鐘內(nèi)的累加個(gè)數(shù)減少，降低了硬件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度；另一方面，基本幀同步序列中的較小值本來應(yīng)該對整個(gè)匹配濾波的結(jié)果影響非常小，如果在低信噪比下使用符號位序列匹配時(shí)仍考慮較小值的符號位就相當(dāng)于夸大了其作用進(jìn)而引入了噪聲，本發(fā)明中優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)忽略了基本幀同步序列中的較小值的符號位，降低噪聲影響，進(jìn)而提高性能。同時(shí)，本發(fā)明對準(zhǔn)匹配濾波器和信號功率估計(jì)結(jié)果均使用了 4倍下采樣處理，這樣平均每個(gè)時(shí)鐘內(nèi)準(zhǔn)匹配濾波的計(jì)算量和功率估計(jì)的計(jì)算量均降為原來的1/4。優(yōu)選的，優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)產(chǎn)生時(shí)將基本幀同步序列較小的48個(gè)值對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0，能夠使得漏檢概率最小，達(dá)到最佳的檢測性能。優(yōu)選的，準(zhǔn)匹配濾波器和功率估計(jì)均使用多相濾波器實(shí)現(xiàn)，充分發(fā)揮了數(shù)字信號處理的能力，使得單位時(shí)間內(nèi)的乘法器、加法器及比較器的工作次數(shù)均減少，降低了計(jì)算量和功耗。


圖1為OFDM-UWB的幀結(jié)構(gòu)，圖中PS序列表示幀同步序列，由若干個(gè)基本同步符號組成，CE序列表示信道估計(jì)序列，Header表示幀頭部，Payload表示幀的負(fù)載數(shù)據(jù)；
圖2為幀檢測模塊的邏輯結(jié)構(gòu)框圖3為基本PS序列時(shí)域波形。基本PS序列長度為128，橫坐標(biāo)表示基本PS序列的序號(1 彡1 )，縱坐標(biāo)表示基本PS序列的值；
圖4為使用基本PS序列符號位序列實(shí)現(xiàn)的匹配濾波器系數(shù)。匹配濾波器的系數(shù)的個(gè)數(shù)為128，橫坐標(biāo)為匹配濾波器系數(shù)的序號(1 ^ 1 )，縱坐標(biāo)表示匹配濾波器的值，只能取-1或+1 ；
圖5為優(yōu)化后的匹配濾波器系數(shù)。優(yōu)化后的匹配濾波器的系數(shù)個(gè)數(shù)為128，橫坐標(biāo)為匹配濾波器系數(shù)的序號(11觀)，縱坐標(biāo)表示匹配濾波器的值，可取-1，0或+1 ；
圖6為不同的優(yōu)化濾波器系數(shù)對漏檢概率的影響，圖中SNR為接收信號的信噪比； 圖7為匹配濾波器的原理結(jié)構(gòu)示意圖，圖中X表示乘法器，Σ表示加法器，箭頭表示數(shù)據(jù)流的方向；
圖8為延遲復(fù)乘信號經(jīng)過準(zhǔn)匹配濾波器后的功率譜密度；
圖9為準(zhǔn)匹配濾波器結(jié)構(gòu)示意圖，箭頭表示數(shù)據(jù)流向，數(shù)據(jù)先經(jīng)過沖擊響應(yīng)為力(/ )的準(zhǔn)匹配濾波器，然后4倍下采樣。圖中力命)表示準(zhǔn)匹配濾波器的沖擊響應(yīng)，其中表示準(zhǔn)匹配濾波器沖擊響應(yīng)的序號(0</Κ32)，4表示4倍下采樣處理；
圖10為準(zhǔn)匹配濾波器多相分解的結(jié)構(gòu)示意圖，箭頭表示數(shù)據(jù)流向，數(shù)據(jù)經(jīng)過延遲器后 4倍下采樣，然后通過各分支濾波器，最后將各分支結(jié)果相加。其中表示延遲A個(gè)時(shí)鐘， Σ表示加法器；
圖11為遞歸實(shí)現(xiàn)的功率估計(jì)結(jié)構(gòu)示意圖，箭頭表示數(shù)據(jù)流向。數(shù)據(jù)平方后分為兩路一路直接送入累加器，另外一路送入延遲1 個(gè)時(shí)鐘的延遲器。當(dāng)前累加器的輸出結(jié)果為前一個(gè)時(shí)鐘的累加器的輸出值加上當(dāng)前輸入值減去由延遲器輸入的值。其中表示延遲左個(gè)時(shí)鐘，+、Σ表示加法器；
圖12為多相分解實(shí)現(xiàn)的功率估計(jì)結(jié)構(gòu)示意圖，箭頭表示數(shù)據(jù)流向，數(shù)據(jù)經(jīng)過延遲器后 4倍下采樣，然后通過各遞歸實(shí)現(xiàn)的分支，最后將各分支結(jié)果相加。其中D_k表示延遲左個(gè)時(shí)鐘，+、Σ表示加法器。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明的一種正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，包括以下步驟
1)使用采樣頻率為528ΜΗΖ的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器對模擬基帶信號進(jìn)行采樣并轉(zhuǎn)換為數(shù)
字信號；
2)將步驟1)中的數(shù)字信號經(jīng)過1:4串并變換后輸入到幀檢測模塊，所述幀檢測模塊采用四路并行處理；
3)幀檢測模塊使用優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)對步驟2)中串并變換后的數(shù)字信號進(jìn)行匹配濾波；優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)的產(chǎn)生方法為先取匹配濾波器的各個(gè)系數(shù)值為基本幀同步序列的符號位，然后將基本幀同步序列中最小的N個(gè)值所對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0， 其中 0 ( N<64 ；
4)對步驟3中匹配濾波后的結(jié)果進(jìn)行延遲復(fù)乘運(yùn)算，降低噪聲對檢測性能的影響；
5)使用指數(shù)形式的加權(quán)系數(shù)對步驟4)中延遲復(fù)乘運(yùn)算的結(jié)果進(jìn)行準(zhǔn)匹配濾波得到判決量，然后對該判決量進(jìn)行4倍下采樣處理；
6)對步驟2)中經(jīng)1:4串并變換后的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行功率估計(jì)，得到功率估計(jì)值，并對該功率估計(jì)值進(jìn)行4倍下采樣處理；
7)將步驟5)中經(jīng)過了4倍下采樣處理后的判決量與步驟6)中4倍下采樣處理后的功率估計(jì)值進(jìn)行比較，如果判決量大于或等于功率估計(jì)值，則判斷檢測到了有效幀，并輸出該結(jié)果；如果判決量小于功率估計(jì)值，則判斷沒有檢測到有效幀，并輸出該結(jié)果。本發(fā)明中，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的采樣頻率為5^MHz，幀檢測模塊的時(shí)鐘工作在 132MHz。本發(fā)明的步驟3)中，N取值為48，即將基本幀同步序列中最小的48個(gè)值對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0。本發(fā)明的步驟5)中，準(zhǔn)匹配濾波和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)。本發(fā)明的步驟6)中，功率估計(jì)和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)，進(jìn)行所述功率估計(jì)時(shí)，用于多相實(shí)現(xiàn)的各個(gè)多相分量都使用遞歸實(shí)現(xiàn)。下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式
對本發(fā)明作進(jìn)一步的說明。OFDM-UffB接收機(jī)首先必須對信道中的有效幀進(jìn)行檢測。幀檢測模塊在信道中存在有效幀時(shí)輸出“檢測到有效幀”，反之則輸出“沒有檢測到有效幀”。由于OFDM-UWB系統(tǒng)高速率、低功耗的要求使得幀檢測的方法不能復(fù)雜。如圖1所示，OFDM-UWB數(shù)據(jù)幀包括了幀同步(PS)序列，信道估計(jì)(CE)序列數(shù)據(jù)頭 (Header)和數(shù)據(jù)(Payload)。其中PS序列是由定義于時(shí)域上的自相關(guān)性能很好的基本PS 序列構(gòu)成，由WiMedia聯(lián)盟提出的MB-OFDM UffB系統(tǒng)的ECMA368標(biāo)準(zhǔn)針對不同的邏輯信道定義了不同的基本PS序列，一種典型的PS序列的時(shí)域波形如圖3所示。本實(shí)施例中PS序列由連續(xù)8個(gè)如圖3所示的基本PS序列組成。圖2給出了幀檢測模塊的結(jié)構(gòu)框圖。首先將接收到的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)采樣信號經(jīng)過一個(gè)1 :4串并變換，其次將數(shù)據(jù)分為兩支路，一支路數(shù)據(jù)經(jīng)過優(yōu)化的匹配濾波器后延遲復(fù)乘，再經(jīng)過使用多相濾波器實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)匹配濾波器得到判決量，送入比較器進(jìn)行判決。另外一支路數(shù)據(jù)計(jì)算模平方后進(jìn)入使用多相濾波器實(shí)現(xiàn)的功率估計(jì)器估計(jì)信號功率慫，功率估計(jì)值乘以預(yù)設(shè)門限值TF后送入比較器。比較器判斷是否檢測到有效幀存在。下面對各個(gè)模塊分別進(jìn)行具體說明。1.串并變換
OFDM-UffB系統(tǒng)帶寬為5^MHz，A/D采樣速率為5^MHz，為了避免系統(tǒng)工作在528MHz 的高速率狀態(tài)，將信號經(jīng)過1:4串并變換。幀檢測模塊內(nèi)部時(shí)鐘132MHz，每個(gè)時(shí)鐘對4個(gè)采樣信號進(jìn)行處理。2.優(yōu)化匹配濾波
基本PS序列為(/7) 0^/7^ 127 (如圖3所示)，接收信號為r (/7)，匹配濾波器的系數(shù)為/7 (/7)，則經(jīng)過匹配濾波器后的結(jié)果為C (/7)= Σ 12Lc^ (/7- )。最佳匹配濾波器的系數(shù)為/7 (/7) =S (127-/7) O^n彡127，考慮到簡化硬件實(shí)現(xiàn)可以使用基本PS序列的符號位序列/7 (Z7)=^i卵Cs (127-/7)) 0彡彡127，這樣就可以省去1 個(gè)乘法器。但sfc)中較小值本應(yīng)該對匹配濾波的值影響很小，如果考慮了其符號位就夸大了其幅度，在低信噪比條件下相當(dāng)于引入了噪聲。式中s為發(fā)射的基本PS序列，/7為表示時(shí)間的下標(biāo)，r為接收到的信號，P為匹配濾波器系數(shù)，c為匹配濾波器后的輸出結(jié)果，·)為取符號運(yùn)算，即正數(shù)結(jié)果為1，負(fù)數(shù)結(jié)果為-1。作為一種優(yōu)選方案，本發(fā)明使用基本PS序列的符號位序列，并將/7 (/ )中基本PS序列較小值的符號位忽略，即當(dāng)1^5(127-/7)時(shí)，/7(/7)=0,其余情況下 ρ ifl) =Sign Cs (127-/7)) 0 彡 / 彡 127，threshold 為門限值。為了得到threshold，設(shè)被忽略的小信號功率為Λ_-，·5 fc)總功率為Λ—，令被忽略功率值和總功率值之比為/77 =10^·(Λ_ //、μ)，K·)表示以10為底的對數(shù)。畫出在不同信噪比下不同/77 的漏檢概率。如圖6所示，在低信噪比下/77 為-9dB時(shí)比使用全部·5(/7)符號位作為匹配濾波器系數(shù)有IdB的性能增益。實(shí)例中/77 為-9dB時(shí)，sfc)中被忽略的較小值的個(gè)數(shù)為48個(gè)，相比較原來的1 點(diǎn)累加節(jié)省了 1/3的加法器資源。匹配濾波器實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)示意圖如圖7所示。3.延遲復(fù)乘運(yùn)算
對匹配濾波后的結(jié)果做延遲復(fù)乘運(yùn)算，以減小噪聲的影響。Z(Z7)=Cfc) XZfc-U8)，其中ζ為延遲復(fù)乘后的結(jié)果，c為匹配濾波后的結(jié)果，/7為表示時(shí)間的下標(biāo)。4.多相分解實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)匹配濾波
延遲復(fù)乘的結(jié)果近似于信道的ftOfile，使用與類似于信道ftOfile的系數(shù)對延遲復(fù)乘的結(jié)果進(jìn)行加權(quán)累積，相當(dāng)于對延遲復(fù)乘結(jié)果進(jìn)行了準(zhǔn)匹配濾波，可以進(jìn)一步提高信噪比，改善檢測性能。實(shí)例中準(zhǔn)匹配濾波沖激響應(yīng)為力(/ ) =ο·ζ+Λ(0<ο·α 0彡彡Z-1)，其中α為大于0小于1的參數(shù)，Z為準(zhǔn)匹配濾波器系數(shù)的長度，/7表示濾波器系數(shù)的序號。相當(dāng)于一個(gè)低通濾波器。經(jīng)過準(zhǔn)匹配濾波器后的信號的功率譜密度如圖8所示。此時(shí)信號處于過采樣狀態(tài)，沒有必要對每一個(gè)數(shù)據(jù)都進(jìn)行比較判決，可以對數(shù)據(jù)進(jìn)行下采樣。實(shí)例中采用4倍下采樣，如圖9所示。圖9中的結(jié)構(gòu)可以進(jìn)行多相分解，以降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。準(zhǔn)匹配濾波器的多相分解為Η(ζ)= Σ n=tlh iji)z-n= Σ ^GqW
其中//fe)為對準(zhǔn)匹配濾波器系數(shù)進(jìn)行Z變換得到的系統(tǒng)函數(shù)。Z為準(zhǔn)濾波器系數(shù)長度。Gq、z)為準(zhǔn)匹配濾波器//fe)的第個(gè)多相分量的系統(tǒng)函數(shù) Gq {ζ) = Σ J'^h {Ap+q)z-p {q=0, 1,2, 3)
由此得到的準(zhǔn)匹配濾波器的多相分解簡化實(shí)現(xiàn)如圖10所示。多相分解實(shí)現(xiàn)的準(zhǔn)匹配濾波使得整個(gè)濾波運(yùn)算都在1/4采樣速率上進(jìn)行，降低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。實(shí)例中Z=32，如果使用圖9所示的結(jié)構(gòu)，單位時(shí)間需要32次乘法31次加法運(yùn)算，而使用圖10的結(jié)構(gòu)單位時(shí)間只需8次乘法7次加法運(yùn)算。5.多相實(shí)現(xiàn)功率估計(jì)
對接收信號進(jìn)行長度為1 點(diǎn)的功率估計(jì)，可以使用遞歸實(shí)現(xiàn) Sumn=Sumn^ \rifl) 2-|r (/ -128) 2 p= SUttin /128
其中η為表示離散時(shí)間的下標(biāo)。rifl)為時(shí)刻的接收信號。表示/7時(shí)刻，1 個(gè)接收信號的總能量。7I表示《時(shí)刻接收信號的功率。由于實(shí)現(xiàn)步驟5中采用了 4倍下采樣，這里同樣也進(jìn)行4倍下采樣，實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖 11所示。類似于實(shí)現(xiàn)步驟5，可以使用多相分解實(shí)現(xiàn)功率估計(jì)，使得在不增加硬件結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，將加法器工作速率變?yōu)樵瓉淼?/4。多相實(shí)現(xiàn)的功率估計(jì)器如圖12所示。6.比較器
將步驟5、6計(jì)算的結(jié)果送入比較器進(jìn)行比較。由于步驟5、6中均進(jìn)行了 4倍的下采樣處理，使得比較器僅工作在1/4采樣速率上。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其特征在于，該方法包括以下步驟1)使用模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器對模擬基帶信號進(jìn)行采樣并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；2)將步驟1)中的數(shù)字信號經(jīng)過1:4串并變換后輸入到幀檢測模塊，所述幀檢測模塊采用四路并行處理；3)幀檢測模塊使用優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)對步驟2)中串并變換后的數(shù)字信號進(jìn)行匹配濾波；所述優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)的產(chǎn)生方法為先取匹配濾波器的各個(gè)系數(shù)值為基本幀同步序列的符號位，然后將基本幀同步序列中最小的N個(gè)值所對應(yīng)的匹配濾波器系數(shù)置為0，其中0彡N<64 ；4)對步驟3中匹配濾波后的結(jié)果進(jìn)行延遲復(fù)乘運(yùn)算，降低噪聲對檢測性能的影響；5)使用指數(shù)形式的加權(quán)系數(shù)對步驟4)中延遲復(fù)乘運(yùn)算的結(jié)果進(jìn)行準(zhǔn)匹配濾波得到判決量，然后對該判決量進(jìn)行4倍下采樣處理；6)對步驟2)中經(jīng)1:4串并變換后的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行功率估計(jì)，得到功率估計(jì)值，并對該功率估計(jì)值進(jìn)行4倍下采樣處理；7)將步驟5)中經(jīng)過了4倍下采樣處理后的判決量與步驟6)中4倍下采樣處理后的功率估計(jì)值進(jìn)行比較，如果判決量大于或等于功率估計(jì)值，則判斷檢測到了有效幀，并輸出該結(jié)果；如果判決量小于功率估計(jì)值，則判斷沒有檢測到有效幀，并輸出該結(jié)果。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其特征在于，步驟3) 中，所述的N為48。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其特征在于，步驟5) 中所述的準(zhǔn)匹配濾波和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其特征在于，步驟6) 中所述功率估計(jì)和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)，進(jìn)行所述功率估計(jì)時(shí)，用于多相實(shí)現(xiàn)的各個(gè)多相分量都使用遞歸實(shí)現(xiàn)。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的幀檢測方法，其基本流程為將接收到的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行1:4串并變換，串并變換后的數(shù)據(jù)分為兩路，一路首先使用優(yōu)化的匹配濾波器系數(shù)進(jìn)行匹配濾波，然后對匹配濾波后的結(jié)果進(jìn)行延遲復(fù)乘運(yùn)算，使用指數(shù)形式的加權(quán)系數(shù)對延遲復(fù)乘的結(jié)果進(jìn)行準(zhǔn)匹配濾波得到判決量，最后對該判決量進(jìn)行4倍下采樣處理；為了減少加權(quán)累加的計(jì)算量，使用了多相分解來實(shí)現(xiàn)。另外一路數(shù)據(jù)經(jīng)功率估計(jì)，得到功率估計(jì)值，并對該功率估計(jì)值進(jìn)行4倍下采樣處理；為了降低計(jì)算量，功率估計(jì)和4倍下采樣處理均采用多相分解實(shí)現(xiàn)，且每個(gè)多相分量均使用遞歸算法實(shí)現(xiàn)。兩路計(jì)算的結(jié)果輸入到比較器，判決是否有幀存在。
文檔編號H04L27/26GK102255832SQ20111025875
公開日2011年11月23日 申請日期2011年9月2日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月2日
發(fā)明者宋建永, 徐仲寧, 徐銘, 杜永強(qiáng), 王捷, 蔣良成, 許斌, 陳佰儒 申請人:東南大學(xué), 江蘇東大通信技術(shù)有限責(zé)任公司