專利名稱：正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，更具體地，涉及一種用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道 估計(jì)方法和裝置。
背景技術(shù)：
在移動(dòng)無線通4言的才支術(shù)4貞i或中，由于OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing,正交頻分復(fù)用)技術(shù)能夠提供高速率和高質(zhì)量的通信服 務(wù)，并且具有頻帶利用率高和抗多徑能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，近年來在無線音頻廣播、 無線視頻廣播、無線局域網(wǎng)等各方面得到廣泛的應(yīng)用。
OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法中，以基于已知導(dǎo)頻序列進(jìn)行時(shí)頻二維內(nèi)插 方式的應(yīng)用最為廣泛。由于信道在時(shí)域和頻域內(nèi)的獨(dú)立性，信道估計(jì)可以分解 為頻域方向和時(shí)域方向這兩個(gè)相對(duì)獨(dú)立的部分。通常導(dǎo)頻在頻域均勻分布，稱 為梳狀導(dǎo)頻。在頻域方向，為了提高系統(tǒng)的頻譜利用率，OFDM符號(hào)的所有 子載波中只有部分用于導(dǎo)頻的傳輸。傳輸導(dǎo)頻信號(hào)的子載波稱為導(dǎo)頻子信道， 傳送信息數(shù)據(jù)的子載波稱為信息子信道。而頻域信道估計(jì)利用導(dǎo)頻子載波進(jìn) 行。
在對(duì)導(dǎo)頻梳狀分布的OFDM系統(tǒng)進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)，可以根據(jù)LS (Least Square,最小平方)準(zhǔn)則或MMSE ( Minimum Mean Square Error,最小均方i吳 差)準(zhǔn)則，信息子信道的傳輸函數(shù)可以利用導(dǎo)頻子信道傳輸函數(shù)間的內(nèi)插得到。
常用的內(nèi)插方法包括采用變換域的DFT ( Discrete Fourier Transform,離 散傅立葉變換)內(nèi)插等方法。如圖1所示為DFT內(nèi)插方法，利用信道沖擊響 應(yīng)(CIR, Channel Impulse Response )與信道傳輸函數(shù)之間的關(guān)系，計(jì)算效率 較高。DFT內(nèi)插方法的基本思想是通過DFT運(yùn)算將信道估計(jì)問題在變換域 中進(jìn)行處理，這樣降低了系統(tǒng)估計(jì)的運(yùn)算量。如圖l所示，實(shí)現(xiàn)過程包括首 先進(jìn)行加窗處理，然后利用已求出的導(dǎo)頻位置信道估計(jì)通過IDFT (Inverse
6Discrete Fourier Transform,離散傅里葉逆變換)計(jì)算時(shí)域CIR。然后，利用信 號(hào)處理過程中在時(shí)域補(bǔ)零等效于在頻域進(jìn)行內(nèi)插的原理，恢復(fù)信道的頻率響 應(yīng)，對(duì)超出CP ( Cyclic Prefix,循環(huán)前綴)長(zhǎng)度的時(shí)域抽樣值賦值為0。最后， 將得到的CIR估計(jì)結(jié)果轉(zhuǎn)換到頻域，完成信道估計(jì)。
在實(shí)際的OFDM系統(tǒng)中，直流分量和部分頻帶邊緣的子載波(稱為虛擬 子載波)不被使用，這將嚴(yán)重影響DFT內(nèi)插方法的性能。圖2為現(xiàn)有技術(shù)中 使用加窗DFT進(jìn)行信道估計(jì)方法的頻域估計(jì)結(jié)果的幅度，仿真使用的系統(tǒng)參 數(shù)配置為，子載波數(shù)量N^024，占用子載波共600個(gè)，仿真中的導(dǎo)頻位置數(shù) 據(jù)全部設(shè)為1，可以認(rèn)為這時(shí)的信道是單位增益單徑無噪聲信道，理想的信道 估計(jì)結(jié)果應(yīng)該是在所有子載波位置都為1?？梢钥吹?，在經(jīng)過變換域處理之后， 直流分量和頻帶邊緣部分有較大的信道估計(jì)誤差，其他使用的子載波位置上的 信道估計(jì)結(jié)果也存在一定的誤差，這將影響信道估計(jì)的精度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是提供一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法
和裝置，能夠減少信道估計(jì)誤差。
為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的實(shí)施例提供技術(shù)方案如下
一方面，提供一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，包括
利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置進(jìn)行信道
估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量； 對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N
點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量，N〉M;
對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊
響應(yīng)序列；
對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算， 生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；
對(duì)所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果。 所述對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟之前，還包括
對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗處理，生成加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序
列；
所述對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成 第一 N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟具體為
對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算， 生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列。
所述對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn) 算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟包括
保持所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列中M點(diǎn)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值不 變，將N-M點(diǎn)非導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值設(shè)置為0，生成第二N點(diǎn)頻域序列；
對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N 點(diǎn)時(shí)域序列。
所述對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第 一 N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟具體為對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行快速傅里葉逆 變換IFFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列；
所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn) 算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的步驟具體為對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖 擊響應(yīng)序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列。
所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域信道 沖擊響應(yīng)序列的步驟具體為
n為所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列的序號(hào)，當(dāng)0《n《G-l或者N-G+l《n《N-l 時(shí)，保持所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)對(duì)應(yīng)的數(shù)值不變；當(dāng)G-l〈n〈N-G+l 時(shí)，將所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)對(duì)應(yīng)的數(shù)值設(shè)置為零，生成第一時(shí)域信 道沖擊響應(yīng)序列，其中，G為所述正交頻分復(fù)用的循環(huán)前綴長(zhǎng)度。
所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果的 步驟之前，還包括
獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子載波位置的序號(hào)；所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果的
步驟具體為
獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ) 償系數(shù)；
根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)，對(duì)所述第一 N點(diǎn) 頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成所 述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的信道估計(jì)結(jié)果。
所述獲:f又所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián) 合補(bǔ)償系數(shù)的步驟包括
將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1 ，生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn)信道校正序
列；
對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第二 N 點(diǎn)時(shí)域序列；
對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊 響應(yīng)序列；
對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算， 生成第三N點(diǎn)頻域序列；
分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值 求倒數(shù)，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián) 合補(bǔ)償系數(shù)。
另一方面，提供一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，包括
信道估計(jì)序列生成單元，用于利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào) 在導(dǎo)頻子載波位置進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述 OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量；
離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅 立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系 統(tǒng)的子載波數(shù)量，N〉M;
選擇性置零單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成
9第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；
離散傅立葉變換運(yùn)算單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列 進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；
聯(lián)合補(bǔ)償單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成 信道估計(jì)結(jié)果。
所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，還包括加窗單元，用于對(duì)所 述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗處理，生成加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列；
所述離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元具體為對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì) 序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域序列。
所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，還包括獲取單元，用于獲取 所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子栽波位置的序號(hào)；
所述聯(lián)合補(bǔ)償單元包括
獲取子單元，用于獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的 序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)；
聯(lián)合補(bǔ)償子單元，用于根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系 數(shù)，對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值 進(jìn)行if關(guān)合補(bǔ)償，生成所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n 的信道估計(jì)結(jié)果。
所述獲取子單元包括
信道校正序列生成子單元，用于將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1， 生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn)信道校正序列；
離散傅立葉逆變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散 傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第二 N點(diǎn)時(shí)域序列；
選擇性置零子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生 成第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；
離散傅立葉變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序 列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第三N點(diǎn)頻域序列；
聯(lián)合補(bǔ)償系統(tǒng)生成子單元，用于分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值求倒數(shù)，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中 占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。 本發(fā)明的實(shí)施例具有以下有益效果
上述方案中，利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位 置進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo) 頻數(shù)量；對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成 第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量，N〉M;對(duì)所 述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列； 對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成 第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行耳關(guān)合補(bǔ)償，生成 信道估計(jì)結(jié)果。通過對(duì)實(shí)際的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，能夠有效清除估計(jì) 誤差。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)中加窗DFT信道估計(jì)方法的流程示意圖2為現(xiàn)有技術(shù)中加窗DFT方法頻域估計(jì)結(jié)果幅度；
圖3為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法的 一實(shí)施例的流程示意圖4為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法的 另 一 實(shí)施例的流程示意圖5為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法的 應(yīng)用場(chǎng)景的流程示意圖6為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法和 現(xiàn)有技術(shù)中的加窗DFT方法的信道估計(jì)MSE性能比較示意圖7為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法和 現(xiàn)有技術(shù)中的加窗DFT方法的接收BER性能比較示意圖8為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法應(yīng) 用場(chǎng)景的EPA信道模型參數(shù)圖；圖9為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法應(yīng) 用場(chǎng)景的EVA信道模型參數(shù)圖IO為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置的 一實(shí)施例的結(jié)構(gòu)示意圖11為本發(fā)明實(shí)施例所述的正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置的 另一實(shí)施例的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式
為使本發(fā)明的實(shí)施例要解決的技術(shù)問題、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面 將結(jié)合附圖及具體實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。
本發(fā)明的實(shí)施例針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)中信道估計(jì)結(jié)果誤差比較大的問題，提供一 種一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法和裝置。
如圖3所示，為本發(fā)明實(shí)施例所述的一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信 道估計(jì)方法的一實(shí)施例，包括
步驟31,利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收 的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置 進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻 數(shù)量；
步驟32,對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算， 生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量，N〉M;
步驟33,對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一N點(diǎn)時(shí)域 信道沖擊響應(yīng)序列；
步驟34,對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換 DFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；
步驟35,對(duì)所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果。
上述方案中，通過對(duì)實(shí)際的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，能夠有效清除估 計(jì)誤差。
如圖4所示，為本發(fā)明所述的一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì) 方法的另一實(shí)施例，包括步驟41，利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置
進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻 數(shù)量。
步驟42,對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗處理，生成加窗后的M點(diǎn)信 道估計(jì)序列。加窗濾波的處理能夠提高DFT內(nèi)插方法的性能，減少了估計(jì)誤 差，通過選取有特定旁瓣特性的數(shù)據(jù)窗口來減少反變換后信道能量的擴(kuò)散，從 而改善了估計(jì)效果。
步驟43,保持所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列中M點(diǎn)導(dǎo)頻位置的信道估 計(jì)值不變，將N-M點(diǎn)非導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值設(shè)置為0，生成第二N點(diǎn)頻域 序列，其中，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量，N〉M，該步驟為補(bǔ)零處理。 本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，可以先執(zhí)行步驟43的補(bǔ)零處理，然后執(zhí)行步驟42 的加窗處理，也可以先執(zhí)行步驟42的加窗處理，然后執(zhí)行步驟43的補(bǔ)零處理， 本發(fā)明不限于此。
步驟44,對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算， 生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列。步驟44可以為對(duì)所述第二N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行快速 傅里葉逆變換IFFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域序列。由于DFT有快速算法， 因此降低了實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，并且提高了處理的實(shí)時(shí)性，適合于實(shí)際系統(tǒng)的需要。
步驟45,對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一N點(diǎn)時(shí)域 信道沖擊響應(yīng)序列。步驟45具體為n為所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列的序號(hào)，當(dāng) (Kn《G-l或者N-G+l《n《N-l時(shí)，保持所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)對(duì)應(yīng) 的數(shù)值不變；當(dāng)G-l <n<N-G+l時(shí)，將所述第一 N點(diǎn)時(shí)^^序列中序號(hào)對(duì)應(yīng)的 數(shù)值設(shè)置為零，生成第一時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，其中，G為所述正交頻分復(fù) 用系統(tǒng)的循環(huán)前綴長(zhǎng)度。
步驟46,對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換 DFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列。步驟46具體為對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí) 域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng) 序列。
步驟47,獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子載波位置的序號(hào)。 步驟48，獲取所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n
13的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。
步驟49，根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)，對(duì)所述 第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ) 償，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的信道估 計(jì)結(jié)果。
其中，步驟48具體實(shí)現(xiàn)可以包括
步驟481,將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1,生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn) 信道4交正序列；
步驟482,對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算， 生成第二N點(diǎn)時(shí)域序列；
步驟483，對(duì)所述第二N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第二N點(diǎn)時(shí) 域信道沖擊響應(yīng)序列；
步驟484，對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換 DFT運(yùn)算，生成第三N點(diǎn)頻域序列；
步驟485,分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值求倒數(shù)， 生成所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中序號(hào)為n的子載波位置的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。
上述方案中，在計(jì)算聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)時(shí)，通過使用校正導(dǎo)頻作為信道估計(jì)算 法的輸入，可對(duì)各步驟對(duì)估計(jì)結(jié)果的波動(dòng)進(jìn)行聯(lián)合估計(jì)，從而計(jì)算出聯(lián)合補(bǔ)償 系數(shù)。使用此系數(shù)對(duì)實(shí)際的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償，可以有效消除估計(jì)誤差， 提高系統(tǒng)性能。另外，由于聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)只需要計(jì)算一次，考慮到傳統(tǒng)的加窗 DFT信道估計(jì)算法也需要在每個(gè)占用子載波位置進(jìn)行去窗處理，因此本發(fā)明 方法實(shí)時(shí)運(yùn)算與傳統(tǒng)加窗DFT方法相比，不會(huì)增加計(jì)算復(fù)雜度。本方法有效 地提高了基于DFT內(nèi)插的信道估計(jì)方法的精度，且實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低，適合于硬 件實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明提出了一種頻域方向的內(nèi)插信道估計(jì)方法，在提高基于DFT的信 道估計(jì)方法的性能，有效地消除了誤差，降低了信道估計(jì)MSE (Mean Square Error,均方誤差)。如圖5所示，為本發(fā)明所述的一種正交頻分復(fù)用OFDM系 統(tǒng)的信道估計(jì)方法的應(yīng)用場(chǎng)景。該應(yīng)用場(chǎng)景中，采用的OFDM系統(tǒng)符合3GPP (the 3rd Generation Partner Project,第三代合作伙伴計(jì)劃)的長(zhǎng)期演進(jìn)(LTE,Long Term Evolution)的物理層標(biāo)準(zhǔn)3GPP TS 36.211 V8.5.0,模式為單 天線10MHz帶寬，循環(huán)前綴長(zhǎng)度為常規(guī)長(zhǎng)度，每個(gè)子載波上的參考導(dǎo)頻的能 量與普通數(shù)據(jù)信號(hào)能量都進(jìn)行歸一化處理。該應(yīng)用場(chǎng)景中，子載波數(shù)量 N=1024，占用子載波共600個(gè)。該應(yīng)用場(chǎng)景中，正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估 計(jì)方法包括以下步驟
步驟1，接收端利用本地導(dǎo)頻序列和接收信號(hào)，獲取M點(diǎn)導(dǎo)頻子載波位 置的信道估計(jì)序列A(m),w-O,...,W-1。 N為接收端OFDM符號(hào)的子載波總數(shù)， M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量。具體來講，該步驟可以為系統(tǒng)完成同步 之后，接收端使用LS算法在導(dǎo)頻位置進(jìn)行信道估計(jì)，即
《O) = y(w)/尸(w),附=6,12,...,300,729,735,…,1023
其中，r(m)和P(m)分別為導(dǎo)頻接收信號(hào)和本地導(dǎo)頻序列。本領(lǐng)域人員明白， 該步驟可以釆用其他算法在導(dǎo)頻位置進(jìn)行信道估計(jì)，本發(fā)明不限于此。
步驟2，對(duì)子載波位置的信道估計(jì)序列補(bǔ)零，令非導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值 為0,導(dǎo)頻位置信道估計(jì)值不變，得到N點(diǎn)頻域序列《0)， " = 0，...,^-1,該步 驟為補(bǔ)零處理。
步驟3,進(jìn)行IDFT前進(jìn)行加窗處理。令窗函數(shù)系數(shù)為w(")， " = 0,.,.，W-1, 則加窗后頻域數(shù)據(jù)為
之, (")=《(") , " = 0,..,-1 ( 1 )
具體可以為，使用 Hamming ( 海明)窗函數(shù) w(") = 0.54 —0.46cos(2;r"/A0," = 0,...,W —1 ，通過式(1 )得到力口窗后頻域數(shù)據(jù)。本 發(fā)明還可以使用其他加窗函數(shù)，本發(fā)明不限于此。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，可以先進(jìn)行步驟2的補(bǔ)零處理，再進(jìn)行步驟3 的加窗處理。或者先執(zhí)行步驟3的加窗處理，再執(zhí)行步驟2補(bǔ)零處理，不發(fā)明 不限于此。
步驟4,為得到時(shí)域CIR,對(duì)N點(diǎn)序列進(jìn)行IDFT運(yùn)算。為降低復(fù)雜度， 使用N點(diǎn)IFFT代替IDFT運(yùn)算。即對(duì)之, = 0,...,^-l進(jìn)行IFFT運(yùn)算，得到 時(shí)i或序列= 0，...,iV — l。
步驟5,抑制噪聲的同時(shí)，對(duì)得到的時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，求得時(shí)域 信道沖擊響應(yīng)CIR?？梢愿鶕?jù)循環(huán)前綴長(zhǎng)度G進(jìn)行，即N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)為0, l,...，G-1, N-G+1，N-G+2，…，N-1的數(shù)據(jù)不變,其余置零。具體為:
步驟6,對(duì)估計(jì)的時(shí)域信道沖擊響應(yīng)/^;.,(")," = 0,...，〃-1做FFT變換，得到 氺刀步步貞i或響應(yīng)序歹1) ADFr(")， " = 0,...，7V-1 。
步驟7，以子載波為單位，對(duì)占用子載波位置的初步頻域響應(yīng)A""(")進(jìn)行 如式(2)的聯(lián)合補(bǔ)償，得到最終信道估計(jì)結(jié)果々，,(")。具體為
其中，n為所述序列中占用子載波的序號(hào)，^,W為所述序號(hào)為n的子載 波位置的信道估計(jì)結(jié)果，A,(")為所述序號(hào)為n的子載波位置的對(duì)應(yīng)數(shù)值， 為所述序號(hào)為n的子載波位置的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)，0《n《N-1。
以下描述耳關(guān)合補(bǔ)償系數(shù)c(M)的計(jì)算方法如下
首先，取用于校正的導(dǎo)頻信道估計(jì)結(jié)果&(>) = 1， m = 0,...，W-l作為步驟1 的輸入，即，取用于校正的頻域?qū)ьl信道估計(jì)結(jié)果的單位校正序列 ^(w) = l，附=0,...,〃一1作為輸入；
然后，依次進(jìn)行各個(gè)步驟的計(jì)算，直到得到校正結(jié)果 //(^) = ^,(")， n = 0,...,iv-1。具體為，經(jīng)過與正常接收時(shí)相同的變換域信道估 計(jì)處理過程，直到得到頻域序列記為//(") = " = o,...,w-1。即，
依次進(jìn)行上述與實(shí)際接收的信號(hào)相同的處理，加窗、IFFT、 CIR重建、FFT， 得到頻域序列" = 0,1，...,1023。
然后，進(jìn)行求倒數(shù)，即一)=1///( ),得到占用子載波位置的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。
圖6和圖7是現(xiàn)有技術(shù)的加窗DFT方法和本發(fā)明所述的信道估計(jì)方法在 EPA ( Extended Pedestrian A，擴(kuò)展步行A信道)和EVA ( Extended Vehicular A,擴(kuò)展車載A信道)信道下的信道估計(jì)MSE和接收BER (Bit Error Rate, 比特誤碼率)仿真結(jié)果，考慮了最大多普勒頻移分別為5Hz和70Hz,分別代
本應(yīng)用場(chǎng)景中
循環(huán)前綴長(zhǎng)度G為72,因此，表低多普勒頻移和中度多普勒頻移。仿真環(huán)境和參數(shù)是 一次仿真基于400 個(gè)子幀，調(diào)制方式為64-QAM(正交振幅調(diào)變，Quadrate Amplitude Modulation )， 圖8和圖9為EPA和EVA信道詳細(xì)參數(shù)。兩種方法4吏用的時(shí)域方向內(nèi)插方法 都為線性內(nèi)插，仿真中假設(shè)系統(tǒng)已得到理想的同步。
圖6和圖7的仿真結(jié)果顯示，在SNR ( Signal to Noise Ratio,信噪比)低 于10dB的環(huán)境下，加窗DFT方法的MSE性能稍微優(yōu)于本發(fā)明的方法，但由 于影響B(tài)ER的主要因素是信道噪聲，因此加窗DFT方法和本發(fā)明提出方法有 幾乎相同的BER性能。隨著SNR的^4高，加窗DFT方法本身的誤差效果趨 于明顯，本發(fā)明提出方法從MSE和BER兩方面性能都明顯優(yōu)于加窗DFT方 法。因此可以看出，本發(fā)明提出的方法可以提供比加窗DFT方法更優(yōu)良的接 收性能。
如圖IO所示，為本發(fā)明所述的一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì) 裝置10的一實(shí)施例，包括
信道估計(jì)序列生成單元101，用于利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的 信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為 所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量；
離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元102，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離 散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM 系統(tǒng)的子載波數(shù)量，N>M;
選擇性置零單元103，用于對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生 成第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；選擇性置零單元103具體為n為所述第 一N點(diǎn)時(shí)域序列的序號(hào)，當(dāng)0《n<G-l或者N-G+l《n《N-l時(shí)，保持所述第 一N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)對(duì)應(yīng)的邀:值不變；當(dāng)G-l <n<N-G+l時(shí)，將所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào)對(duì)應(yīng)的數(shù)值設(shè)置為零，生成第一時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列， 其中，G為循環(huán)前綴長(zhǎng)度。
離散傅立葉變換運(yùn)算單元104,用于對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序 列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；
聯(lián)合補(bǔ)償單元105,用于對(duì)所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生 成信道估計(jì)結(jié)果。上述方案中，通過對(duì)實(shí)際的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，能夠有效清除估 計(jì)誤差。
如圖11所示，為本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置10的另
一實(shí)施例，還包括加窗單元106,用于對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗 處理，生成加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列；
所述離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元102具體為對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道 估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)時(shí)域序列。
所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置10還包括
獲取單元107，用于獲取所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子載波位置的 序號(hào)。
所述聯(lián)合補(bǔ)償單元105具體為對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子 載波位置的對(duì)應(yīng)數(shù)值進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果。 其中，所述if關(guān)合補(bǔ)償單元105包括
獲取子單元，用于獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的 序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)；
聯(lián)合補(bǔ)償子單元，用于根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系 數(shù)，對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值 進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n 的信道估計(jì)結(jié)果。
所述獲取子單元包括
信道校正序列生成子單元，用于將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1, 生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn)信道校正序列；
離散傅立葉逆變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散 傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第二N點(diǎn)時(shí)域序列；
選擇性置零子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生 成第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；
離散傅立葉變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序 列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第三N點(diǎn)頻域序列；
聯(lián)合補(bǔ)償系統(tǒng)生成子單元，用于分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值求倒數(shù)，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中
占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。
可選的，所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置IO還包括
補(bǔ)零單元108,用于保持所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列中M點(diǎn)導(dǎo)頻位
置的信道估計(jì)值不變，將N-M點(diǎn)非導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值設(shè)置為0,生成第
二N點(diǎn)頻域序列。
離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元102具體為對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行 離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列。其中，離散傅立葉逆 變換運(yùn)算單元102還可以為對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行快速傅里葉逆變 換IFFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列。
相應(yīng)的，離散傅立葉變換運(yùn)算104具體為對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖 擊響應(yīng)序列進(jìn)行快速^(專里葉變換FFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列。
上述方案中，在計(jì)算聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)時(shí)，通過使用校正導(dǎo)頻作為信道估計(jì)算 法的輸入，可對(duì)各步驟對(duì)估計(jì)結(jié)果的波動(dòng)進(jìn)行聯(lián)合估計(jì)，從而計(jì)算出聯(lián)合補(bǔ)償 系數(shù)。使用此系數(shù)對(duì)實(shí)際的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償，可以有效消除估計(jì)誤差， 提高系統(tǒng)性能。另外，由于聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)只需要計(jì)算一次，考慮到傳統(tǒng)的加窗 DFT信道估計(jì)算法也需要在每個(gè)占用子載波位置進(jìn)行去窗處理，因此本發(fā)明 方法實(shí)時(shí)運(yùn)算與傳統(tǒng)加窗DFT方法相比，不會(huì)增加計(jì)算復(fù)雜度。本方法有效 地提高了基于DFT內(nèi)插的信道估計(jì)方法的精度，且實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低，適合于硬 件實(shí)現(xiàn)。
所述方法實(shí)施例是與所述裝置實(shí)施例相對(duì)應(yīng)的，在方法實(shí)施例中未詳細(xì)描 述的部分參照裝置實(shí)施例中相關(guān)部分的描述即可，在裝置實(shí)施例中未詳細(xì)描述 的部分參照方法實(shí)施例中相關(guān)部分的描述即可。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解，實(shí)現(xiàn)上述實(shí)施例方法中的全部或部分步驟 是可以通過程序來指令相關(guān)的硬件來完成，所述的程序可以存儲(chǔ)于一計(jì)算^L可 讀取存儲(chǔ)介質(zhì)中，該程序在執(zhí)行時(shí)，包括如上述方法實(shí)施例的步驟，所述的存 儲(chǔ)介質(zhì)，如磁碟、光盤、只讀存儲(chǔ)記憶體(Read-Only Memory, ROM)或 隨機(jī)存儲(chǔ)記憶體(Random Access Memory, RAM)等。
在本發(fā)明各方法實(shí)施例中，所述各步驟的序號(hào)并不能用于限定各步驟的先后順序，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)性的前提下，對(duì) 各步驟的先后變化也在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
以上所述是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技 術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明所述原理的前提下，還可以作出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾， 這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于，包括利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波的位置，進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量；對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量，且N＞M；對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；對(duì)所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在 于，所述對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成 第一N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟之前，還包括對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗處理，生成加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列；所述對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成 第一 N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟具體為對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算， 生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在 于，所述對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn) 算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟包括保持所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列中M點(diǎn)導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值不 變，將N-M點(diǎn)非導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值設(shè)置為0，生成第二N點(diǎn)頻域序列；對(duì)所述第二N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N 點(diǎn)時(shí);或序列。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在 于，所述對(duì)所述第二N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第 一 N點(diǎn)時(shí)域序列的步驟具體為對(duì)所述第二 N點(diǎn)頻域序列進(jìn)行快速傅里葉逆變換IFFT運(yùn)算，生成第一 N 點(diǎn)時(shí)i或序列；所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn) 算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的步驟具體為對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行快速傅里葉變換FFT運(yùn)算， 生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在 于，所述對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一N點(diǎn)時(shí)域信道 沖擊響應(yīng)序列的步驟具體為當(dāng)0《n《G-l或者N-G+l《n《N-l時(shí)，保持所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序 號(hào)對(duì)應(yīng)的數(shù)值不變；當(dāng)G-l <n<N-G+l時(shí)，將所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列中序號(hào) 對(duì)應(yīng)的數(shù)值設(shè)置為零，生成第一時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列，其中，n為所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列的序號(hào)，G為所述正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的循環(huán)前綴長(zhǎng)度。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在 于，所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果的 步驟之前，還包括獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子載波位置的序號(hào)； 所述對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果的 步驟具體包括獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ) 償系數(shù)；根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)，對(duì)所述第一 N點(diǎn) 頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成所 述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子栽波位置的序號(hào)為n的信道估計(jì)結(jié)果。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)方法，其特征在于，所述獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián) 合補(bǔ)償系數(shù)的步驟包括將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1,生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn)信道校正序列；對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第二 N 點(diǎn)時(shí)域序列；對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊 響應(yīng)序列；對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算， 生成第三N點(diǎn)頻域序列；分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值 求倒數(shù)，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián) 合補(bǔ)償系數(shù)。
8. —種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，其特征在于，包括 信道估計(jì)序列生成單元，用于利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，其中，M為所述 OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量；離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅 立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，其中，N為所述OFDM系 統(tǒng)的子載波數(shù)量，N>M;選擇性置零單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成 第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；離散傅立葉變換運(yùn)算單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列 進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；聯(lián)合補(bǔ)償單元，用于對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成 信道估計(jì)結(jié)果。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，其特征在 于，還包括加窗單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行加窗處理，生成加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列；所述離散傅立葉逆變換運(yùn)算單元對(duì)所述加窗后的M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行 離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一 N點(diǎn)時(shí)i或序列。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，其特征在 于，還包括獲取單元，用于獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列的占用子載波位置的序 所述聯(lián)合補(bǔ)償單元包括獲取子單元，用于獲取所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的 序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)；聯(lián)合補(bǔ)償子單元，用于根據(jù)所述占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系 數(shù)，對(duì)所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值 進(jìn)行Jf關(guān)合補(bǔ)償，生成所述第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中占用子載波位置的序號(hào)為n 的信道估計(jì)結(jié)果。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道估計(jì)裝置，其特征 在于，所述獲取子單元包括信道校正序列生成子單元，用于將M點(diǎn)導(dǎo)頻信道的估計(jì)結(jié)果設(shè)置為1, 生成導(dǎo)頻位置的M點(diǎn)信道校正序列；離散傅立葉逆變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述M點(diǎn)信道校正序列進(jìn)行離散 傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第二N點(diǎn)時(shí)域序列；選擇性置零子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生 成第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；離散傅立葉變換運(yùn)算子單元，用于對(duì)所述第二 N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序 列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第三N點(diǎn)頻域序列；聯(lián)合補(bǔ)償系統(tǒng)生成子單元，用于分別對(duì)所述第三N點(diǎn)頻域序列中占用子 載波位置的序號(hào)為n的對(duì)應(yīng)數(shù)值求倒數(shù)，生成所述第一 N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列中 占用子載波位置的序號(hào)為n的聯(lián)合補(bǔ)償系數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法和裝置，為解決現(xiàn)有技術(shù)中信道估計(jì)的精度的技術(shù)問題而發(fā)明。所述方法包括利用接收端的導(dǎo)頻序列和接收端接收的信號(hào)在導(dǎo)頻子載波位置進(jìn)行信道估計(jì)，生成M點(diǎn)信道估計(jì)序列，M為所述OFDM系統(tǒng)的導(dǎo)頻數(shù)量；對(duì)M點(diǎn)信道估計(jì)序列進(jìn)行離散傅立葉逆變換IDFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)時(shí)域序列，N為所述OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)量；對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域序列進(jìn)行選擇性置零，生成第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列；對(duì)所述第一N點(diǎn)時(shí)域信道沖擊響應(yīng)序列進(jìn)行離散傅立葉變換DFT運(yùn)算，生成第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列；對(duì)第一N點(diǎn)頻域響應(yīng)序列進(jìn)行聯(lián)合補(bǔ)償，生成信道估計(jì)結(jié)果。本發(fā)明能夠減少信道估計(jì)的誤差。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101616104SQ20091008989
公開日2009年12月30日 申請(qǐng)日期2009年7月27日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月27日
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