專利名稱：基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的i/q失配估計和補(bǔ)償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于超寬帶無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法，該方法能顯著提高多帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)(MB-OFDM UWB)的誤碼率性能。

背景技術(shù)：
超寬帶(Ultra-Wide Band，UWB)技術(shù)作為一種極具潛力的高速、短距離無線傳輸技術(shù)，近些年在學(xué)術(shù)界和工業(yè)界都引起了極大的關(guān)注。結(jié)合多帶正交頻分復(fù)用(MB-OFDM)技術(shù)，多帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)(MB-OFDM UWB)能有效地抵抗多徑衰落和各種窄帶干擾(Narrow-Band Interference，NBI)，在無線手持設(shè)備、個人電腦和外圍設(shè)備及家庭消費(fèi)電子類產(chǎn)品等領(lǐng)域有較廣的應(yīng)用前景。2005年，MB-OFDM被WiMedia聯(lián)盟確定為超寬帶系統(tǒng)的物理層協(xié)議ECMA-368。
直接變頻接收機(jī)(Direct Conversion Receiver，DCR)具有結(jié)構(gòu)簡單、易于集成的優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于各種無線通信系統(tǒng)中。但是這種接收機(jī)結(jié)構(gòu)較傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)(Heterodyne Receiver)結(jié)構(gòu)易受到I/Q失配的影響。基于MB-OFDM技術(shù)的收發(fā)機(jī)需要幅度相等、相位正交的I/Q兩路分支信號，任何幅度或相位的不匹配體現(xiàn)為I/Q失配。由于芯片工藝存在的固有偏差，接收機(jī)I/Q失配現(xiàn)象普遍存在。UWB系統(tǒng)頻帶很寬，導(dǎo)致I/Q失配由兩部分組成第一部分是頻率無關(guān)性失配。它由收發(fā)機(jī)的本地晶振信號失配產(chǎn)生，表現(xiàn)為I/Q兩路本地晶振信號幅度和正交相位的失配。第二部分是頻率相關(guān)性失配，主要由收發(fā)機(jī)I/Q兩路元件的頻率響應(yīng)失配產(chǎn)生。I/Q失配引入理想信號的鏡像頻率干擾。在接收端如不進(jìn)行I/Q失配估計和有效補(bǔ)償，將嚴(yán)重影響系統(tǒng)性能，甚至產(chǎn)生誤差基底，這種現(xiàn)象在高階星座映射中尤其明顯。
目前，國內(nèi)針對I/Q失配的研究成果很少，國外大部分研究也只針對窄帶系統(tǒng)中的I/Q失配現(xiàn)象。寬帶系統(tǒng)中的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法既是當(dāng)前學(xué)術(shù)界的熱門話題，也是工業(yè)界亟需解決的實(shí)際問題。針對MB-OFDM系統(tǒng)中I/Q失配的特點(diǎn)，鏡像頻率干擾在經(jīng)歷頻率選擇性衰落信道后成為理想信號的分集信息。傳統(tǒng)的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法忽略了這部分分集信息，因此未能實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)性能的最優(yōu)。而利用二階統(tǒng)計信息的盲估計算法，復(fù)雜度較高，不利于低功耗、低成本芯片實(shí)現(xiàn)。利用I/Q失配引入的分集信息可以提升性能，但如果I/Q失配參數(shù)估計的精度不夠，分集增益不明顯。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種能提升I/Q失配參數(shù)估計的準(zhǔn)確度，提高多帶正交頻率分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)誤碼率性能的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法。
本發(fā)明提出的基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的I/Q失配估計方法，只需要使用4個訓(xùn)練序列，不僅能有效地補(bǔ)償I/Q失配干擾，而且還可以得到I/Q失配過程自有的分集信息，從而獲得額外的分集增益。本方法采用了相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列，故稱為基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法。
本發(fā)明中，用黑斜體表示矩陣和列向量，

表示卷積運(yùn)算，()*表示共軛運(yùn)算，()T表示轉(zhuǎn)置運(yùn)算，F(xiàn){}表示傅里葉變換，F(xiàn)-1{}表示反傅立葉變換，E{}表示數(shù)學(xué)期望，頻域信號X(n)的鏡像信號表示為X(-n)。時域信號用小寫字母表示，頻域信號用大寫字母表示。
寬帶系統(tǒng)的I/Q失配模型如圖1所示，其中r(t)為接收機(jī)輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量。HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應(yīng)，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應(yīng)。綜合兩部分頻響特性不同的I/Q失配干擾，引入I/Q失配后信號可以表示為(1)式。
H(f)＝F{h(t)}(4) 其中，g1(t)和g2(t)為中間變量，z(t)為發(fā)送端基帶信號，h(t)為信道沖擊響應(yīng)。
MB-OFDM UWB系統(tǒng)中一個OFDM符號內(nèi)子載波數(shù)目N為128，其訓(xùn)練序列采用QPSK星座映射(如圖2a所示)。
在ECMA-368中，直流子載波和第65號子載波未被用于數(shù)據(jù)傳輸。為方便表示，本發(fā)明中忽略這兩個子載波，將訓(xùn)練序列分為各63子載波的兩部分P1(k)和P2(k)， Prmb＝[P1(k)，P2(k)]T，1≤k≤63(5) P1(k)和P2(k)均為復(fù)數(shù)。在極坐標(biāo)下，P1(k)和P2(k)可以分別表示如下 其中L(k)為復(fù)數(shù)模，α(k)為復(fù)數(shù)俯角。由于訓(xùn)練序列為QPSK星座映射，設(shè)L(k)＝1， 對原有星座點(diǎn)加以適當(dāng)相位旋轉(zhuǎn)，可以在不影響星座符號總能量的基礎(chǔ)上，重新分配實(shí)部和虛部能量(圖2b)。在估計算法中利用能量較高部分的信息可顯著提升系統(tǒng)性能。對原有訓(xùn)練序列分別附加相位旋轉(zhuǎn)θi，其中i為訓(xùn)練序列標(biāo)號，并且1≤i≤4 則經(jīng)過附加相位旋轉(zhuǎn)的4個新訓(xùn)練序列分別為 下面分析原有訓(xùn)練序列用于估計I/Q失配參數(shù)的信號信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。不失一般性，設(shè)對訓(xùn)練序列能量歸一化， 由于Prmb中實(shí)部和虛部能量相同，用其中任意部分估計失配參數(shù)都具有相同的SNR。如果假設(shè)信道的高斯白噪聲能量為σ2，則用于估計信息的信噪比為 類似的，分析附加相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列中信號的SNR。取基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列Prmb1， 其中D為中間變量，由于I/Q失配的鏡像對稱特性，可用2個訓(xùn)練序列，分別使用能量較高部分估計失配參數(shù)。在Prmb1中，使用虛部作為估計信號。則用于估計I/Q失配參數(shù)的信號信噪比為 容易推出，相比ECMA-368提出的訓(xùn)練序列，附加相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列可以提升的信噪比G為 圖3給出上式中附加相位旋轉(zhuǎn)量與SNR提升量的關(guān)系。從圖中可以看出，當(dāng)D較大時，G＝3dB。在本發(fā)明實(shí)施例中，對原有ECMA-368中訓(xùn)練序列相位旋轉(zhuǎn) 下面介紹I/Q失配估計和補(bǔ)償算法的具體實(shí)現(xiàn)步驟。
對(1)式兩邊取共軛，并寫成矩陣形式，則得到UWB系統(tǒng)I/Q失配模型， 與(5)式中將Prmb拆分為P1(k)，P2(k)類似，將G1(l)和G2(l)改寫為， 將(7a)～(7d)式及(12)式代入(11)式，則引入信道衰落和I/Q失配后的Prmbi為Ti＝(Ti，I，Ti，2)T。其中i為訓(xùn)練序列標(biāo)號，并且1≤i≤4。
為簡化表達(dá)，我們略去子載波標(biāo)號k，并用L表示L(k)，L′表示L(-k)。注意到α(k)與θ的取值范圍，存在下列數(shù)學(xué)關(guān)系， sin(α(k)+θ)＝cos(α(k)-θ) cos(α(k)+θ)＝sin(α(k)-θ) (14) sin(α(-k)+θ)＝cos(α(-k)-θ) cos(α(-k)+θ)＝sin(α(-k)-θ) 設(shè)中間變量β＝α(k)+θ，γ＝α(-k)+θ，則當(dāng)i＝1，2時，(13)式可以表示為， T1，1＝L[cos(β)G1，1+sin(β)G2，1] (15a) +Lj[sin(β)G1，1+cos(β)G2，1] T2，1＝L[-cos(β)G1，1+sin(β)G2，1] (15b) +Lj[sin(β)G1，1-cos(β)G2，1] T1，2＝L′[sin(γ)G1，2-cos(γ)G2，2] (15c) +L′j[cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2] T2，2＝L′[sin(γ)G1，2+cos(γ)G2，2] (15d) +L′j[-cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2] 聯(lián)合(15a)式～(15d)式，定義中間變量J1，J2， J1＝2Lsin(β)(G2，1+jG1，1)(16a) J2＝2L′sin(γ)(G1，2-jG2，2)(16b) 同理，引入信道衰落和I/Q失配后的Prmb3、Prmb4分別為J3，J4， J3＝2Lsin(β)(G1，1+jG2，1)(16c) J4＝2L′sin(γ)(-G2，2+jG1，2) (16d) 聯(lián)合(16a)式～(16d)式，可以解得， 其中，L、L′、β和γ為已知。因此，估計出的I/Q失配參數(shù)


為， 將(17a)～(17d)式及(18)式代入(11)式，在接收端聯(lián)合


對數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償， 總結(jié)整個算法實(shí)現(xiàn)過程首先在

范圍內(nèi)確定相位旋轉(zhuǎn)角度θ，根據(jù)θ和ECMA-368原有訓(xùn)練序列確定四個相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列。在接收機(jī)中，經(jīng)歷過I/Q失配影響的訓(xùn)練序列可以表示為(15)式所示T1，1～T2，2。然后根據(jù)(16)式計算出中間變量J1～J4，則最終的I/Q失配參數(shù)


可以通過將J1～J4帶入(17)式中計算得出。聯(lián)合接收到數(shù)據(jù)和估計出的I/Q失配參數(shù)，利用(19)式可以完成失配均衡。
本發(fā)明針對原有ECMA-368訓(xùn)練序列附加一定的相位旋轉(zhuǎn)，生成四個彼此關(guān)聯(lián)的新訓(xùn)練序列，通過四個訓(xùn)練序列中能量較大部分作為估計信息，使得原有ECMA-368訓(xùn)練序列可以用于頻域的I/Q失配估計，而且提高了用于估計I/Q失配參數(shù)信息的信噪比，提升了I/Q失配參數(shù)和信道響應(yīng)的估計精度和系統(tǒng)性能。



圖1寬帶系統(tǒng)中的正交接收機(jī)的I/Q失配模型。其中，r(t)為接收機(jī)輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量。HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應(yīng)，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應(yīng)。
圖2QPSK星座映射。(a)ECMA-368QPSK星座映射(b)相位旋轉(zhuǎn)的QPSK星座映射。θ為附加相位旋轉(zhuǎn)。在本發(fā)明中， 圖3附加相位旋轉(zhuǎn)量與SNR提升量關(guān)系。
圖4I/Q失配估計算法流程。

具體實(shí)施例方式 確定相位旋轉(zhuǎn)角度則根據(jù)θi＝[θ，π/2-θ.-θ，-π/2+θ]，可以計算出四個訓(xùn)練序列的相位旋轉(zhuǎn)角度分別為基于ECMA-368原有訓(xùn)練序列和相位旋轉(zhuǎn)角度θi，i＝1，2，3，4，可以生成基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列Prmb1～Prmb4，并使用Prmb1～Prmb4作為幀頭信息中的信道估計序列通過發(fā)射機(jī)發(fā)送出去。
在接收端，訓(xùn)練序列Prmb1和Prmb2經(jīng)歷過I/Q失配影響后可以如(15)式所示表示為T1，1，T1，2，T2，1，T2，2。然后根據(jù)(16)式計算出中間變量J1和J2。同理對訓(xùn)練序列Prmb3和Prmb4可以計算得中間變量J3和J4。則最終的I/Q失配參數(shù)


可以通過將J1～J4帶入(17)式中計算得出。最后，聯(lián)合接收到數(shù)據(jù)和估計出的I/Q失配參數(shù)，利用(19)式完成失配均衡。
權(quán)利要求
1.一種基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法，用黑斜體表示矩陣和列向量，
表示卷積運(yùn)算，()*表示共軛運(yùn)算，()T表示轉(zhuǎn)置運(yùn)算，F(xiàn){}表示傅里葉變換，F(xiàn)-1{}表示反傅立葉變換，E{}表示數(shù)學(xué)期望，頻域信號X(n)的鏡像信號表示為X(-n)；時域信號用小寫字母表示，頻域信號用大寫字母表示；
在寬帶系統(tǒng)的I/Q失配模型中，設(shè)r(t)為接收機(jī)輸入信號，z′I(t)為引入I/Q失配后I支路分量，z′Q(t)為引入I/Q失配后Q支路分量；HNOM(f)為歸一化低通濾波器的頻率響應(yīng)，HLPF，I(f)和HLPF，Q(f)分別是I/Q兩支路頻率響應(yīng)；綜合兩部分頻響特性不同的I/Q失配干擾，引入I/Q失配后信號表示為(1)式；
H(f)＝F{h(t)} (4)
其中，g1(t)和g2(t)為中間變量，z(t)為發(fā)送端基帶信號，h(t)為信道沖擊響應(yīng)；
MB-OFDM UWB系統(tǒng)中一個OFDM符號內(nèi)子載波數(shù)目N為128，其訓(xùn)練序列采用QPSK星座映射；
在ECMA-368中，將訓(xùn)練序列分為各63子載波的兩部分P1(k)和P2(k)
Prmb＝[P1(k)，P2(k)]T，1≤k≤63(5)
P1(k)和P2(k)均為復(fù)數(shù)；在極坐標(biāo)下，P1(k)和P2(k)分別表示為，
其中L(k)為復(fù)數(shù)模，α(k)為復(fù)數(shù)復(fù)角；由于訓(xùn)練序列為QPSK星座映射，設(shè)L(k)＝1，其特征在于
對原有訓(xùn)練序列分別附加相位旋轉(zhuǎn)θi，θi＝[θ，π/2-θ.-θ，-π/2+θ]，其中i為訓(xùn)練序列標(biāo)號，并且1≤i≤4；
經(jīng)過附加相位旋轉(zhuǎn)的4個新訓(xùn)練序列分別為
對(1)式兩邊取共軛，并寫成矩陣形式，則得到UWB系統(tǒng)I/Q失配模型
與(5)式中將Prmb拆分為P1(k)，P2(k)類似，將G1(l)和G2(l)改寫為
將(7a)～(7d)式及(12)式代入(11)式，則引入信道衰落和I/Q失配后的Prmbi為Ti＝(Ti，1，Ti，2)T；其中i為訓(xùn)練序列標(biāo)號，并且1≤i≤4；
為簡化表達(dá)，略去子載波標(biāo)號k，并用L表示L(k)，L′表示L(-k)；注意到α(k)與θ的取值范圍，存在下列數(shù)學(xué)關(guān)系
sin(α(k)+θ)＝cos(α(k)-θ)
cos(α(k)+θ)＝sin(α(k)-θ)
(14)
sin(α(-k)+θ)＝cos(α(-k)-θ)
cos(α(-k)+θ)＝sin(α(-k)-θ)
設(shè)中間變量β＝α(k)+θ，γ＝α(-k)+θ，則當(dāng)i＝1，2時，(13)式表示為
T1，1＝L[cos(β)G1，1+sin(β)G2，1]
(15a)
+Lj[sin(β)G1，1+cos(β)G2，1]
T2，1＝L[-cos(β)G1，1+sin(β)G2，1]
(15b)
+Lj[sin(β)G1，1-cos(β)G2，1]
T1，2＝L′[sin(γ)G1，2-cos(γ)G2，2]
(15c)
+L′j[cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2]
T2，2＝L′[sin(γ)G1，2+cos(γ)G2，2]
(15d)
+L′j[-cos(γ)G1，2-sin(γ)G2，2]
聯(lián)合(15a)式～(15d)式，定義中間變量J1，J2
J1＝2Lsin(β)(G2，1+jG1，1) (16a)
J2＝2L′sin(γ)(G1，2-jG2，2) (16b)
同理，引入信道衰落和I/Q失配后的Prmb3、Prmb4分別為J3，J4
J3＝2Lsin(β)(G1，1+jG2，1) (16c)
J4＝2L′sin(γ)(-G2，2+jG1，2) (16d)
聯(lián)合(16a)式～(16d)式，解得
其中，L、L′、β和γ為已知；因此，估計出的I/Q失配參數(shù)
為
將(17a)～(17d)式及(18)式代入(11)式，在接收端聯(lián)合
對數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償
全文摘要
本發(fā)明屬于超寬帶無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體為一種基于相位旋轉(zhuǎn)的訓(xùn)練序列的I/Q失配估計和補(bǔ)償方法。本發(fā)明針對原有ECMA-368訓(xùn)練序列附加一定的相位旋轉(zhuǎn)，生成四個彼此關(guān)聯(lián)的新訓(xùn)練序列，通過四個訓(xùn)練序列中能量較大部分作為估計信息，使得原有ECMA-368訓(xùn)練序列可以用于頻域的I/Q失配估計，而且提高了用于估計I/Q失配參數(shù)信息的信噪比，使得I/Q失配補(bǔ)償算法獲得完整的分集增益，從而顯著提高多帶正交頻分復(fù)用超寬帶系統(tǒng)的誤碼率性能。
文檔編號H04L27/26GK101562591SQ20091005101
公開日2009年10月21日 申請日期2009年5月12日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月12日
發(fā)明者任俊彥, 軍 周, 巍 李, 凡 葉, 亮 劉, 彧 聶, 歐陽淦, 蘇文艷, 寧 李, 俊 許 申請人:復(fù)旦大學(xué)