專利名稱：迭代式干擾消除系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大體上涉及無線通信系統(tǒng)，且具體來說，本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)中的迭代 式干擾消除。
技術(shù)背景通信系統(tǒng)可在基站與接入終端之間提供通信。前向鏈路或下行鏈路是指從基站到接 入終端的傳輸。反向鏈路或上行鏈路是指從接入終端到基站的傳輸。每一接入終端可在 給定時(shí)刻在前向和反向鏈路上與一個(gè)或一個(gè)以上基站進(jìn)行通信，這取決于接入終端是否 處于活動(dòng)中和接入終端是否處于軟越區(qū)切換。 發(fā)明內(nèi)容無


通過參考以下與圖式一起陳述的詳細(xì)描述，可明白本申請(qǐng)案的特征、性質(zhì)和優(yōu)點(diǎn)。 相同的參考標(biāo)號(hào)和字符可識(shí)別相同或類似的對(duì)象。 圖1說明具有基站和接入終端的無線通信系統(tǒng)。圖2說明傳輸器結(jié)構(gòu)和/或過程的一實(shí)例，所述傳輸器結(jié)構(gòu)和/或過程可實(shí)施在圖1的 接入終端處。圖3說明接收器過程和/或結(jié)構(gòu)的一實(shí)例，所述接收器過程和/或結(jié)構(gòu)可實(shí)施在圖1的 基站處。圖4說明基站接收器過程或結(jié)構(gòu)的另一實(shí)施例。圖5說明圖1的系統(tǒng)中的三個(gè)用戶的功率分布的一般實(shí)例。圖6展示對(duì)具有相等傳輸功率的用戶進(jìn)行幀異步業(yè)務(wù)干擾消除的一致時(shí)間偏移分布 的一實(shí)例。圖7說明用于反向鏈路數(shù)據(jù)分組和前向鏈路自動(dòng)重復(fù)請(qǐng)求信道的交錯(cuò)結(jié)構(gòu)。 圖8說明跨越完整的16時(shí)隙分組的存儲(chǔ)器。圖9A說明針對(duì)無延遲解碼的連續(xù)干擾消除(SIC)的一實(shí)例的業(yè)務(wù)干擾消除方法。 圖9B說明用以執(zhí)行圖9A的方法的設(shè)備。圖IO說明在經(jīng)解碼子分組的干擾消除(IC)的情況下交錯(cuò)的連續(xù)子分組到達(dá)之后的 接收器樣本緩沖器。圖ll說明額外開銷信道結(jié)構(gòu)。圖12A說明用以首先執(zhí)行導(dǎo)頻IC (PIC)并隨后執(zhí)行額外開銷IC (OIC)連同業(yè)務(wù) IC (TIC)的方法。圖12B說明用以執(zhí)行圖12A的方法的設(shè)備。圖13A說明圖12A中的方法的變化形式。圖13B說明用以執(zhí)行圖13A的方法的設(shè)備。圖14A說明用以執(zhí)行聯(lián)合式PIC、 OIC和TIC的方法。圖14B說明用以執(zhí)行圖14A的方法的設(shè)備。圖15A說明圖14A中的方法的變化形式。圖15B說明用以執(zhí)行圖15A的方法的設(shè)備。圖16說明傳輸系統(tǒng)的模型。圖17說明組合的傳輸與接收濾波的示范性響應(yīng)。圖18A和圖18B展示基于三個(gè)耙指中的每一者處的所估計(jì)多路徑信道的信道估計(jì) (實(shí)部和虛部分量)的一實(shí)例。圖19A和圖19B展示基于耙指和利用數(shù)據(jù)碼片的解擴(kuò)展的改進(jìn)信道估計(jì)的實(shí)例。 圖20A說明利用再生數(shù)據(jù)碼片以耙指延遲進(jìn)行解擴(kuò)展的方法。 圖20B說明用以執(zhí)行圖20A的方法的設(shè)備。圖21A和圖21B展示使用以碼片X2分辨率的一致間隔樣本來估計(jì)復(fù)合信道的一實(shí)例。圖22A說明利用再生數(shù)據(jù)碼片來估計(jì)以一致分辨率的復(fù)合信道的方法。 圖22B說明用以執(zhí)行圖22A的方法的設(shè)備。圖23說明利用固定額外開銷子信道增益的閉合回路功率控制和增益控制。圖24為圖23的利用固定額外開銷子信道增益的功率控制和增益控制的變化形式。圖25說明利用固定額外開銷子信道增益的功率控制的一實(shí)例。圖26類似于圖24，除了額外開銷增益控制外。圖27說明圖26的變化形式，其利用僅DRC額外開銷增益控制。圖28說明實(shí)際和重建信道脈沖響應(yīng)(CIR)的圖表。圖29A說明利用迭代式指延遲調(diào)適進(jìn)行迭代式IC的方法。圖29B說明用以執(zhí)行圖29A的方法的設(shè)備。圖30說明實(shí)際、經(jīng)重建和經(jīng)改進(jìn)CIR的圖表。
具體實(shí)施方式
本文所述的任何實(shí)施例未必相對(duì)于其它實(shí)施例來說是優(yōu)選的或有利的。雖然圖式中 呈現(xiàn)本揭示案的各個(gè)方面，但所述圖式未必按比例繪制或繪制成無所不包的。圖1說明無線通信系統(tǒng)100，無線通信系統(tǒng)100包括系統(tǒng)控制器102、基站104a與 104b和多個(gè)接入終端106a到106h。系統(tǒng)100可具有任何數(shù)目的系統(tǒng)控制器102、基站 104和接入終端106。下文所述的本揭示案的各個(gè)方面和實(shí)施例可實(shí)施在系統(tǒng)100中。接入終端106可為移動(dòng)的或靜止的，且可分散于圖1的整個(gè)通信系統(tǒng)100中。接入 終端106可連接到或?qū)嵤┰诶缦ド闲蛡€(gè)人計(jì)算機(jī)的計(jì)算裝置中?；蛘?，接入終端可為 自帶式數(shù)據(jù)裝置，例如個(gè)人數(shù)字助理(PDA)。接入終端106可指各種類型的裝置，例如 有線電話、無線電話、蜂窩式電話、膝上型計(jì)算機(jī)、無線通信個(gè)人計(jì)算機(jī)(PC)卡、PDA、 外部或內(nèi)部調(diào)制解調(diào)器等。接入終端可為通過經(jīng)由無線信道或經(jīng)由有線信道(例如，利 用光纖或同軸電纜)進(jìn)行通信而向用戶提供數(shù)據(jù)連接性的任何裝置。接入終端可具有各 種名稱，例如移動(dòng)站、接入單元、訂戶單元、移動(dòng)裝置、移動(dòng)終端、移動(dòng)單元、移動(dòng)電 話、移動(dòng)設(shè)備、遠(yuǎn)程站、遠(yuǎn)程終端、遠(yuǎn)程單元、用戶裝置、用戶設(shè)備、手提式裝置等。系統(tǒng)100為若干小區(qū)提供通信，其中每一小區(qū)由一個(gè)或一個(gè)以上基站104服務(wù)?；?站104也可稱為基站收發(fā)器系統(tǒng)(BTS)、接入點(diǎn)、接入網(wǎng)絡(luò)(AN)的一部分、調(diào)制解調(diào) 器池收發(fā)器(MPT)或節(jié)點(diǎn)B。接入網(wǎng)絡(luò)是指在分組交換式數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)(例如，因特網(wǎng)) 與接入終端106之間提供數(shù)據(jù)連接性的網(wǎng)絡(luò)設(shè)備。前向鏈路(FL)或下行鏈路是指從基站104到接入終端106的傳輸。反向鏈路(RL) 或上行鏈路是指從接入終端106到基站104的傳輸?；?04可利用選自一組不同數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)速率來將數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇尤虢K端106。 接入終端106可測(cè)量基站104所發(fā)送的導(dǎo)頻信號(hào)的信號(hào)與干擾及噪聲比(SINR)并確定 基站104將數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇尤虢K端106的所要數(shù)據(jù)速率。接入終端106可將數(shù)據(jù)請(qǐng)求信道 或數(shù)據(jù)速率控制(DRC)消息發(fā)送到基站104以通知基站104所要數(shù)據(jù)速率。系統(tǒng)控制器102 (也稱為基站控制器(BSC))可提供對(duì)基站104的協(xié)調(diào)和控制，且 可進(jìn)一步控制經(jīng)由基站104到接入終端106的呼叫的路由。系統(tǒng)控制器102可進(jìn)一步經(jīng) 由移動(dòng)交換中心(MSC)而耦合到公眾交換電話網(wǎng)絡(luò)(PSTN)并經(jīng)由分組數(shù)據(jù)服務(wù)節(jié)點(diǎn) (PDSN)而耦合到分組數(shù)據(jù)網(wǎng)絡(luò)。
通信系統(tǒng)100可使用一種或一種以上通信技術(shù)，例如碼分多址(Code Division Multiple Access, CDMA)、 IS-95、如"CDMA2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification (CDMA200(^高速率分組數(shù)據(jù)空中接口規(guī)范)"中所規(guī)定的高速率分組數(shù) 據(jù)(HRPD)(也稱為高數(shù)據(jù)速率(HDR))、 TIA/EIA/IS-856、 CDMA lx Evolution Data Optimized (演進(jìn)數(shù)據(jù)優(yōu)化，EV-DO)、 UEV-DV、寬帶CDMA (WCDMA)、通用移動(dòng)電 信系統(tǒng)(Universal Mobile Telecommunications System, UMTS )、 時(shí)分同步CDMA (TD-SC畫A)、正交頻分多路復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) 等。為了便于理解，下文所述的實(shí)例將提供詳細(xì)情況。本文所陳述的構(gòu)思也可適用于其 它系統(tǒng)，且當(dāng)前實(shí)例并非意在限制本申請(qǐng)案。
圖2說明傳輸器結(jié)構(gòu)和/或過程的一實(shí)例，所述傳輸器結(jié)構(gòu)和/或過程可實(shí)施在圖1的 接入終端106中。圖2所示的功能和組件可由軟件、硬件或軟件與硬件的組合而實(shí)施。 除了圖2所示的功能之外或作為其替代，可將其它功能添加到圖2。
數(shù)據(jù)源200將數(shù)據(jù)提供到編碼器202，編碼器202利用一個(gè)或一個(gè)以上編碼方案來 編碼數(shù)據(jù)位以提供經(jīng)編碼的數(shù)據(jù)碼片。每一編碼方案可包括一種或一種以上編碼，例如 循環(huán)冗余檢査(CRC)、巻積編碼、渦輪編碼、區(qū)塊編碼、其它類型的編碼，或根本不包 括編碼。其它編碼方案可包括自動(dòng)重復(fù)請(qǐng)求(ARQ)、混合ARQ (H-ARQ)和增量冗余 重復(fù)技術(shù)?？衫貌煌木幋a方案來編碼不同類型的數(shù)據(jù)。交錯(cuò)器204將編碼數(shù)據(jù)位交 錯(cuò)以對(duì)抗衰減。
調(diào)制器206調(diào)制經(jīng)編碼、經(jīng)交錯(cuò)的數(shù)據(jù)以產(chǎn)生經(jīng)調(diào)制的數(shù)據(jù)。調(diào)制技術(shù)的實(shí)例包括 二元相移鍵控(BPSK)和正交相移鍵控(QPSK)。調(diào)制器206也可重復(fù)一序列的經(jīng)調(diào)制 數(shù)據(jù)，或符號(hào)穿孔單元可穿孔符號(hào)的位。調(diào)制器206也可利用沃爾什(Walsh)覆蓋(即， Walsh碼)來擴(kuò)展經(jīng)調(diào)制的數(shù)據(jù)以形成數(shù)據(jù)碼片。調(diào)制器206也可將導(dǎo)頻碼片和MAC碼 片與數(shù)據(jù)碼片一起時(shí)分多路復(fù)用以形成碼片流。調(diào)制器206也可使用偽隨機(jī)噪聲(PN) 擴(kuò)展器來擴(kuò)展具有一個(gè)或一個(gè)以上PN碼(例如，短碼、長(zhǎng)碼)的碼片流。
基帶到射頻轉(zhuǎn)換單元208可將基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換成射頻(RF)信號(hào)以便在無線通信鏈路 上經(jīng)由天線210傳輸?shù)揭粋€(gè)或一個(gè)以上基站104。圖3說明接收器過程和/或結(jié)構(gòu)的一實(shí)例，所述接收器過程和/或結(jié)構(gòu)可實(shí)施在圖1的 基站104中。圖3所示的功能和組件可由軟件、硬件或軟件與硬件的組合實(shí)施。除了圖 3所示的功能之外或作為其替代，可將其它功能添加到圖3。
一個(gè)或一個(gè)以上天線300從一個(gè)或一個(gè)以上接入終端106接收反向鏈路調(diào)制信號(hào)。 多個(gè)天線可提供空間分集而抵抗不利的路徑影響，例如衰減。將每一所接收的信號(hào)提供 到各自接收器或RF到基帶轉(zhuǎn)換單元302， RF到基帶轉(zhuǎn)換單元302調(diào)節(jié)(例如，濾波、 放大、下變頻轉(zhuǎn)換)且數(shù)字化所接收的信號(hào)以產(chǎn)生所接收的信號(hào)的數(shù)據(jù)樣本。
解調(diào)器304可解調(diào)所接收的信號(hào)以提供恢復(fù)符號(hào)。對(duì)于CDMA200(f來說，解調(diào)試圖 通過以下操作恢復(fù)數(shù)據(jù)傳輸(1)信道化經(jīng)解擴(kuò)展的樣本以隔離或信道化所接收的信號(hào) 并將其引導(dǎo)到其各自代碼信道上，和(2)利用經(jīng)恢復(fù)的導(dǎo)頻來相干地解調(diào)經(jīng)信道化的數(shù) 據(jù)以提供經(jīng)解調(diào)的數(shù)據(jù)。解調(diào)器304可包括接收樣本緩沖器312 (也稱為聯(lián)合式前端 RAM (FERAM)或樣本RAM)，其用以為所有用戶/接入終端存儲(chǔ)所接收的信號(hào)的樣本； 耙式接收器314,其用以解擴(kuò)展且處理多個(gè)信號(hào)例子；和解調(diào)符號(hào)緩沖器316 (也稱為后 端RAM (BERAM)或解調(diào)符號(hào)RAM)?？纱嬖诙鄠€(gè)解調(diào)符號(hào)緩沖器316以對(duì)應(yīng)于多個(gè) 用戶/接入終端。
解交錯(cuò)器306解交錯(cuò)來自解調(diào)器304的數(shù)據(jù)。
解碼器308可解碼經(jīng)解調(diào)的數(shù)據(jù)以恢復(fù)由接入終端106所傳輸?shù)慕?jīng)解碼的數(shù)據(jù)位。 經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)可提供到數(shù)據(jù)槽310。
圖4說明基站接收器過程或結(jié)構(gòu)的另一實(shí)施例。在圖4中，經(jīng)成功解碼的用戶的數(shù) 據(jù)位被輸入到干擾重建單元400,干擾重建單元400包括編碼器402、交錯(cuò)器404、調(diào)制 器406和濾波器408。編碼器402、交錯(cuò)器404和調(diào)制器406可類似于圖2的編碼器202、 交錯(cuò)器204和調(diào)制器206。濾波器408以FERAM分辨率形成解碼用戶的樣本，例如，從 碼片速率變化到2倍碼片速率。隨后從FERAM 312移除或消除解碼用戶對(duì)FERAM的影 響。
盡管下文將描述基站104處的干擾消除，但本文中的概念可應(yīng)用于接入終端106或 通信系統(tǒng)的任何其它組件。 業(yè)務(wù)干擾消除
CDMA反向鏈路的容量可受限于用戶之間的干擾，因?yàn)橛刹煌脩魝鬏數(shù)男盘?hào)在基 站或BTS 104處并非正交的。因此，減少用戶之間的干擾的技術(shù)將改進(jìn)CDMA反向鏈路 的系統(tǒng)性能。本文所述的技術(shù)針對(duì)例如CDMA2000 lxEV-DO RevA的高級(jí)CDMA系統(tǒng)的干擾消除的有效實(shí)施。每一DORevA用戶傳輸業(yè)務(wù)、導(dǎo)頻和額外開銷信號(hào)，所有這些信號(hào)均可對(duì)其它用戶 引起干擾。如圖4所示，可在BTS 104處重建信號(hào)并將其從FERAM312減去。所傳輸?shù)?導(dǎo)頻信號(hào)在BTS 104處是已知的，且可基于關(guān)于信道的知識(shí)而重建。然而，在BTS 104 處首先解調(diào)并檢測(cè)額外開銷信號(hào)(例如反向速率指示符(RRI))、數(shù)據(jù)請(qǐng)求信道或數(shù)據(jù)速 率控制(DRC)、數(shù)據(jù)源信道(DSC)、確認(rèn)(ACK))，且解調(diào)、解交錯(cuò)并解碼所傳輸?shù)?數(shù)據(jù)信號(hào)以便確定所傳輸?shù)念~外開銷和業(yè)務(wù)碼片?；诖_定用于給定信號(hào)的所傳輸碼片， 重建單元400可隨后基于信道知識(shí)而重建對(duì)FERAM 312的影響。來自數(shù)據(jù)源200的數(shù)據(jù)分組的位可由編碼器202、交錯(cuò)器204和/或調(diào)制器206重復(fù) 并處理成多個(gè)對(duì)應(yīng)"子分組"以便傳輸?shù)紹TS 104。如果BTS 104接收高信噪比信號(hào)， 則第一子分組可含有充分信息為BTS 104所用，以解碼并獲得原始數(shù)據(jù)分組。舉例來說， 來自數(shù)據(jù)源200的數(shù)據(jù)分組可重復(fù)并處理成四個(gè)子分組。用戶終端106發(fā)送第一子分組 到BTS 104。 BTS 104從所接收的第一子分組正確解碼并獲得原始數(shù)據(jù)分組的概率可能相 對(duì)較低。但當(dāng)BTS 104接收第二、第三和第四子分組并組合從所接收的每一子分組而獲 得的信息時(shí)，解碼并獲得原始數(shù)據(jù)分組的概率會(huì)增大。在BTS 104正確解碼原始分組(例 如，使用CRC或其它錯(cuò)誤檢測(cè)技術(shù))后，BTS 104便發(fā)送確認(rèn)信號(hào)到用戶終端106以停 止發(fā)送子分組。用戶終端106可隨后發(fā)送新分組的第一子分組。DO-RevA的反向鏈路采用H-ARQ (圖7)，其中每一 16時(shí)隙分組分成四個(gè)子分組且 在相同交錯(cuò)的子分組之間具有8個(gè)時(shí)隙的交錯(cuò)結(jié)構(gòu)中進(jìn)行傳輸。此外，不同用戶/接入終 端106可在不同時(shí)隙邊界上開始其傳輸，且因此不同用戶的4時(shí)隙子分組異步地到達(dá)基 站或BTS。下文將描述異步的影響和用于H-ARQ與CDMA的干擾消除接收器的有效設(shè) 計(jì)。來自干擾消除的增益取決于從FERAM 312移除信號(hào)的順序。本文所揭示的技術(shù)涉及 基于業(yè)務(wù)導(dǎo)頻(T2P)比、有效SINR或解碼的概率的解碼(和減去(如果CRC通過)) 用戶。本文中揭示用于在從FERAM 312移除其它用戶之后重新嘗試用戶解調(diào)和解碼的多 種方法。來自BTS FERAM 312的干擾消除可經(jīng)有效地實(shí)施以解決例如EV-DO RevA的 異步CDMA系統(tǒng)，其中用戶使用混合ARQ來傳輸導(dǎo)頻信號(hào)、控制信號(hào)和業(yè)務(wù)信號(hào)。本 揭示案也可適用于EV-DV Rel D、 W-CDMA EUL和CDMA2000 。業(yè)務(wù)干擾消除(TIC)可界定為減去式干擾消除，所述減去式干擾消除在已正確解碼 用戶之后移除用戶的數(shù)據(jù)對(duì)FERAM 312的影響(圖4)。本文解決與例如CDMA2000 、EV-DO、 EV-DV和WCDMA的實(shí)際CDMA系統(tǒng)上的TIC相關(guān)聯(lián)的某些實(shí)際問題。這些 問題中的許多問題是由真實(shí)系統(tǒng)具有用戶異步性和H-ARQ的事實(shí)而引起。舉例來說， CDMA200(f有意及時(shí)一致地?cái)U(kuò)展用戶數(shù)據(jù)幀以防止后端網(wǎng)絡(luò)中的過度延遲。EV-DO的 RevA、 EV-DV的Rel D和WCDMA的EUL也使用H-ARQ， H-ARQ引入一個(gè)以上可能 的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度。
多用戶檢測(cè)是主要的算法種類，TIC屬于此類算法，且多用戶檢測(cè)是指嘗試以通過 允許檢測(cè)相互作用的兩個(gè)不同用戶而改進(jìn)性能的任何算法。TIC方法可包括連續(xù)干擾消 除或循序干擾消除(SIC)與平行干擾消除(PIC)的混合。SIC是指循序地解碼用戶并 使用先前解碼的用戶的數(shù)據(jù)來改進(jìn)性能的任何算法。PIC廣義上是指同時(shí)解碼用戶且同 時(shí)減去所有解碼用戶。
TIC可不同于PIC。 TIC與PIC之間的一個(gè)差別在于所傳輸?shù)膶?dǎo)頻信號(hào)完全由接收器 提前獲知。因此，PIC可僅使用信道估計(jì)來減去對(duì)所接收信號(hào)的導(dǎo)頻影響。第二主要差 別在于傳輸器與接收器經(jīng)由H-ARQ機(jī)制而在業(yè)務(wù)信道上緊密地相互作用。接收器直到經(jīng) 成功解碼用戶才會(huì)知曉所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)序列。
類似地，在稱為額外開銷干擾消除(OIC)的技術(shù)中需要從FERAM移除額外開銷信 道。直到基站或BTS 104知曉所傳輸?shù)念~外開銷數(shù)據(jù)時(shí)才能移除額外開銷信道，且此通 過解碼和隨后重新形成額外開銷消息來確定。
連續(xù)干擾消除界定一類方法。相互信息的鏈規(guī)則顯示，在理想條件下，連續(xù)干擾消 除可實(shí)現(xiàn)多址接入信道的容量。對(duì)此的主要條件在于所有用戶是幀同步的且每一用戶的 信道可經(jīng)估計(jì)有可忽略的錯(cuò)誤。
圖5說明三個(gè)用戶(用戶1、用戶2、用戶3)的功率分布的一般實(shí)例，其中用戶同 步地傳輸幀(來自所有用戶的幀是同時(shí)接收的)，且每一用戶以相同數(shù)據(jù)速率傳輸。指令 每一用戶使用特定傳輸功率，例如，用戶3以大體上等于噪聲的功率傳輸，用戶2以大 體上等于用戶3的功率加上噪聲的功率傳輸，且用戶1以大體上等于用戶2加上用戶3 加上噪聲的功率傳輸。
接收器按傳輸功率的減少順序處理來自用戶的信號(hào)。從1^=1開始(用戶1具有最高 功率)，接收器嘗試為用戶l解碼。如果解碼成功，則基于其信道估計(jì)而形成用戶l對(duì)所 接收的信號(hào)的影響并將其減去。此可稱為幀同步式循序干擾消除。接收器繼續(xù)，直到嘗 試為所有用戶解碼為止。每一用戶在先前解碼的用戶的連續(xù)干擾消除的干擾消除之后具 有相同的SINR。遺憾的是，此方法可能對(duì)解碼錯(cuò)誤非常敏感。如果單個(gè)大功率用戶(例如用戶1) 并未正確解碼，則所有隨后用戶的SINR均可能嚴(yán)重劣化。此可能阻止此后所有用戶進(jìn) 行解碼。此方法的另一缺點(diǎn)在于其要求用戶在接收器處具有特定相對(duì)功率，此在衰減信 道中難以確保。幀異步性和干擾消除，例如CDMA2000 假設(shè)用戶幀偏移相對(duì)于彼此有意錯(cuò)開。此幀異步操作總體上來說對(duì)系統(tǒng)具有若干益 處。舉例來說，接收器處的處理功率和網(wǎng)絡(luò)帶寬將會(huì)及時(shí)地具有更為一致的使用輪廓。 相反，用戶之間的幀同步性要求在每一幀邊界的結(jié)束時(shí)處理功率和網(wǎng)絡(luò)資源的突發(fā)，因 為所有用戶均將同時(shí)完成分組。在幀異步性的情況下，BTS 104可首先解碼具有最早到 達(dá)時(shí)間的用戶而非具有最大功率的用戶。圖6展示具有相等傳輸功率的用戶進(jìn)行幀異步TIC的一致時(shí)間偏移分布的實(shí)例。圖 6描繪恰好在將要解碼用戶1的幀1之前的時(shí)刻的快照。因?yàn)閹?對(duì)于所有用戶來說均 已解碼并消除，所以其對(duì)于干擾的影響以剖面線展示(用戶2和3)。 一般來說，此方法 將干擾減少二分之一。在解碼用戶1的幀1之前已由TIC移除一半干擾。在另一實(shí)施例中，圖6中的用戶可指用戶組，例如，用戶組l、用戶組2、用戶組3。異步性和干擾消除的益處在于，如果用戶想要類似數(shù)據(jù)速率，則其間在功率電平和 錯(cuò)誤統(tǒng)計(jì)方面存在相對(duì)對(duì)稱性。 一般來說，在利用相等用戶數(shù)據(jù)速率的循序干擾消除的 情況下，最后一個(gè)用戶以極低功率接收且也非常依賴于所有先前用戶的成功解碼。異步性、混合ARO和交錯(cuò)，例如EV-DORevA圖7說明用于RL數(shù)據(jù)分組和FL ARQ信道的交錯(cuò)結(jié)構(gòu)(例如，在lxEV-DO RevA中)。每一交錯(cuò)(交錯(cuò)1、交錯(cuò)2、交錯(cuò)3)包含一組時(shí)間錯(cuò)開區(qū)段。在此實(shí)例中，每一 區(qū)段為四個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)。在每一區(qū)段中，用戶終端可傳輸子分組到基站。存在三個(gè)交錯(cuò)，且 每一區(qū)段為四個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)。因此，在給定交錯(cuò)的子分組的結(jié)束與相同交錯(cuò)的下一子分組的 開始之間存在八個(gè)時(shí)隙。此給予接收器足夠時(shí)間來解碼子分組并將ACK或否定確認(rèn) (NAK)轉(zhuǎn)遞到傳輸器?；旌螦RQ利用衰減信道的時(shí)變性質(zhì)。如果信道條件對(duì)于最初l、 2或3個(gè)子分組來 說是良好的，則數(shù)據(jù)幀可使用僅那些子分組來解碼，且接收器發(fā)送ACK到傳輸器。ACK 指令傳輸器不要發(fā)送剩余子分組而是在需要時(shí)開始新的分組。用于干擾消除的接收器架構(gòu)在TIC的情況下，解碼用戶的數(shù)據(jù)經(jīng)重建并減去(圖4)，以使得BTS 104可移除解碼用戶的數(shù)據(jù)對(duì)其它用戶引起的干擾。TIC接收器可配備有兩個(gè)循環(huán)存儲(chǔ)器FERAM312 和BERAM 316。
FERAM 312存儲(chǔ)所接收的樣本(例如，以2倍碼片速率)且為所有用戶共用。非 TIC接收器將僅使用約1到2個(gè)時(shí)隙的FERAM (以容納解調(diào)過程中的延遲)，因?yàn)椴⒉?減去業(yè)務(wù)或額外開銷干擾。在針對(duì)利用H-ARQ的系統(tǒng)的TIC接收器中，F(xiàn)ERAM可跨越 許多時(shí)隙，例如40個(gè)時(shí)隙，且由TIC經(jīng)由減去解碼用戶的干擾而進(jìn)行更新。在另一配置 中，F(xiàn)ERAM312可具有跨越小于完整分組的長(zhǎng)度，例如跨越從一分組的子分組的開始到 所述分組的后續(xù)子分組的結(jié)束的時(shí)期的長(zhǎng)度。
BERAM316存儲(chǔ)如由解調(diào)器的耙式接收器314產(chǎn)生的接收位的解調(diào)符號(hào)。每一用戶 可具有不同BERAM，因?yàn)槭峭ㄟ^利用用戶特定PN序列進(jìn)行解擴(kuò)展并在耙指上進(jìn)行組合 而獲得解調(diào)符號(hào)。TIC和非TIC接收器均可使用BERAM 316。 TIC中的BERAM 316用 于存儲(chǔ)先前子分組的解調(diào)符號(hào)，當(dāng)FERAM 312并不跨越所有子分組時(shí)，所述先前子分組 便不再存儲(chǔ)在FERAM 312中。每當(dāng)發(fā)生解碼嘗試時(shí)或每當(dāng)FERAM 312存在一時(shí)隙時(shí)可 更新BERAM 316。
用于選擇FERAM長(zhǎng)度的方法
可根據(jù)系統(tǒng)的所需處理功率、從存儲(chǔ)器到處理器的傳送帶寬、延遲和性能之間的各 種權(quán)衡而選擇BERAM 316和FERAM 312的大小。一般來說，通過使用較短FERAM 312， 將會(huì)限制TIC的益處，因?yàn)樽钆f的子分組將不會(huì)被更新。另一方面，較短FERAM 312 產(chǎn)生減少數(shù)目的解調(diào)、減去和較低傳送帶寬。
在RevA交錯(cuò)的情況下，16時(shí)隙分組(四個(gè)子分組，每一子分組在4個(gè)時(shí)隙中傳輸) 將跨越40個(gè)時(shí)隙。因此，40時(shí)隙FERAM可用于確保從所有受影響的時(shí)隙移除用戶。
圖8說明用于EV-DO RevA的跨越整個(gè)16時(shí)隙分組的40時(shí)隙FERAM 312。每當(dāng)接 收新的子分組時(shí)，使用存儲(chǔ)在FERAM 312中的所有可用子分組來嘗試解碼那個(gè)分組。如 果解碼成功，則通過重建并減去所有組成子分組(1、 2、 3或4)的影響而從FERAM 312 消除那個(gè)分組的影響。對(duì)于DO-RevA來說，4、 16、 28或40個(gè)時(shí)隙的FERAM長(zhǎng)度將分 別跨越l、 2、 3或4個(gè)子分組。實(shí)施在接收器處的FERAM的長(zhǎng)度可取決于復(fù)雜性因素、 對(duì)支持各種用戶到達(dá)時(shí)間的需要、和用戶在先前幀偏移上重新進(jìn)行解調(diào)和解碼的能力。
圖9A說明針對(duì)無延遲解碼的循序干擾消除的一實(shí)例的TIC的一般方法。下文將描 述其它增強(qiáng)。此過程開始于開始方框900并進(jìn)行到選擇延遲方框902。在SIC中，可省 略選擇延遲方框902。在方框903中，BTS 104在于當(dāng)前時(shí)隙中終止子分組的那些用戶之間選擇一個(gè)用戶(或一用戶組)。
在方框904中，解調(diào)器304根據(jù)用戶的擴(kuò)展與擾頻序列以及其星象圖大小在存儲(chǔ)于 FERAM 312中的一些或所有時(shí)間區(qū)段期間解調(diào)選定用戶的子分組的樣本。在方框906中， 解碼器308嘗試使用存儲(chǔ)于BERAM 316中的先前解調(diào)符號(hào)和解調(diào)FERAM樣本來解碼用 戶分組。
在方框910中，解碼器308或另一單元可確定是否經(jīng)成功解碼用戶的分組，B卩，是 否通過錯(cuò)誤檢查(例如使用CRC)。
如果用戶分組解碼失敗，則在方框918中將NAK發(fā)回到接入終端106。如果用戶分 組經(jīng)正確解碼，則在方框908中發(fā)送ACK到接入終端106且在方框912到方框914中執(zhí) 行干擾消除。方框912根據(jù)解碼信號(hào)、信道脈沖響應(yīng)和傳輸/接收濾波器而再生用戶信號(hào)。 方框914從FERAM 312減去用戶的影響，從而減少其對(duì)尚未經(jīng)解碼的用戶的干擾。
一旦解碼失敗和成功，在方框916中接收器均移動(dòng)到下一個(gè)待解碼的用戶。當(dāng)已對(duì) 所有用戶執(zhí)行解碼嘗試時(shí)，將新時(shí)隙插入到FERAM312中且在下一個(gè)時(shí)隙上重復(fù)整個(gè)過 程。樣本可實(shí)時(shí)寫入到FERAM312中，即，2倍碼片速率樣本可寫入每Vi碼片中。
圖9B說明包含裝置930到946的設(shè)備，所述設(shè)備用以執(zhí)行圖9A的方法。圖9B中 的裝置930到946可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。
用于選擇解碼順序的方法
方框903指示TIC可循序地應(yīng)用于每一用戶或平行地應(yīng)用于用戶組。隨著組增大， 實(shí)施復(fù)雜性可能減小，但TIC的益處可能減少，除非如下文所述迭代TIC。
將用戶分組和/或排序所根據(jù)的標(biāo)準(zhǔn)可根據(jù)信道變化的速率、業(yè)務(wù)的類型和可用處理 功率而變化。良好的解碼順序可包括首先解碼對(duì)移除最有用且最有可能解碼的用戶。從 TIC實(shí)現(xiàn)最大增益的標(biāo)準(zhǔn)可包括
A. 有效負(fù)載大小和T2P: BTS 104可根據(jù)有效負(fù)載大小而將用戶分組或排序，且按從 具有最高傳輸功率(即，最高T2P)的用戶到具有最低T2P的用戶的順序進(jìn)行解碼。從 FERAM 312解碼并移除高T2P用戶具有最大益處，因?yàn)楦逿2P用戶對(duì)其它用戶引起最大 干擾。
B. SINR: BTS 104可在具有較低SINR的用戶之前解碼具有較高SINR的用戶，因?yàn)?具有較高SINR的用戶具有較高的解碼概率。而且，具有相似SINR的用戶可分組在一起。 在衰減信道的情況下，SINR在整個(gè)分組上是時(shí)變的，且可因此計(jì)算等效SINR以確定適
當(dāng)排序。C.時(shí)間BTS 104可在"較新"分組之前解碼"較舊"分組(即，對(duì)于其來說已在 BTS 104上接收較多子分組的分組)。此選擇反映以下假設(shè)對(duì)于給定T2P比和ARQ終 止目標(biāo)，極有可能利用每一增量子分組來解碼分組。用于重新嘗試解碼的方法每當(dāng)正確解碼用戶時(shí)，便從FERAM312減去其干擾影響，因而增加正確解碼共用某 些時(shí)隙的所有用戶的可能。重復(fù)嘗試以解碼先前失敗的用戶是有利的，因?yàn)槠渌?jīng)歷的 干擾可顯著降低。選擇延遲方框902選擇時(shí)隙(當(dāng)前或先前)用作解碼和IC的參考。選 擇用戶方框903將選擇在選定延遲的時(shí)隙中終止子分組的用戶。延遲的選擇可基于以下 選項(xiàng)A. 當(dāng)前解碼指示一旦所有用戶均已嘗試解碼且下一個(gè)時(shí)隙可用于FERAM 312中 便選擇移到下一 (未來)時(shí)隙。在此情況下，在每個(gè)處理時(shí)隙嘗試解碼每一用戶一次， 且此將對(duì)應(yīng)于連續(xù)干擾消除。B. 迭代式解碼嘗試每個(gè)處理時(shí)隙解碼用戶多次。第二和后續(xù)解碼迭代將得益于先 前迭代上的解碼用戶的經(jīng)消除的干擾。當(dāng)在未介入IC的情況下平行解碼多個(gè)用戶時(shí)，迭 代式解碼產(chǎn)生增益。在于當(dāng)前時(shí)隙上進(jìn)行純迭代式解碼的情況下，選擇延遲方框902將 簡(jiǎn)單地多次選擇相同時(shí)隙(即，延遲)。C. 后向解碼接收器解調(diào)子分組且嘗試基于解調(diào)FERAM中的對(duì)應(yīng)于一分組的所 有可用子分組而解碼那個(gè)分組。在嘗試解碼具有在當(dāng)前時(shí)隙中終止的子分組的分組(即， 當(dāng)前幀偏移上的用戶)之后，接收器可嘗試解碼在先前時(shí)隙中解碼失敗的分組(即，先 前幀偏移上的用戶)。由于異步用戶之間的部分重疊，在當(dāng)前時(shí)隙中終止的子分組的經(jīng)移 除的干擾將改進(jìn)解碼先前子分組的機(jī)會(huì)?？赏ㄟ^返回更多時(shí)隙而迭代所述過程。前向鏈 路ACK/NAK傳輸中的最大延遲可限制后向解碼。D. 前向解碼在已嘗試解碼具有在當(dāng)前時(shí)隙中終止的子分組的所有分組之后，接 收器也可嘗試在最新用戶的完整子分組寫入到FERAM中之前解碼最新用戶。舉例來說， 接收器可嘗試在接收用戶的最新子分組的4個(gè)時(shí)隙中的3個(gè)時(shí)隙之后解碼用戶。用于更新BERAM的方法在非TIC BTS接收器中，僅基于存儲(chǔ)在BERAM中的解調(diào)符號(hào)來解碼分組，且FERAM 僅用于解調(diào)來自最近時(shí)間區(qū)段的用戶。在TIC的情況下，每當(dāng)接收器嘗試解調(diào)新的用戶 時(shí)仍然接入FERAM 312。然而，在TIC的情況下，在正確解碼用戶之后基于重建并減去 那個(gè)用戶的影響而更新FERAM 312。由于復(fù)雜性因素，可能需要選擇小于分組的跨度的FERAM緩沖器長(zhǎng)度(例如，需要40個(gè)時(shí)隙以跨越EV-DORevA中的16時(shí)隙分組)。當(dāng) 新時(shí)隙寫入到FERAM312中時(shí)，其將覆寫循環(huán)緩沖器中的最舊樣本。因此，當(dāng)接收新時(shí) 隙時(shí)，最舊時(shí)隙經(jīng)覆寫且解碼器308將使用BERAM 316用于這些舊時(shí)隙。應(yīng)注意，即 使給定子分組位于FERAM 312中，BERAM 316也可用于為那個(gè)子分組存儲(chǔ)解調(diào)器的最 新調(diào)制符號(hào)(由FERAM312確定)，以作為交錯(cuò)和解碼過程中的中間步驟。對(duì)于BERAM 316的更新來說存在兩個(gè)主要選項(xiàng)
A. 基于用戶的更新僅結(jié)合為一用戶所嘗試的解碼而更新用于那個(gè)用戶的 BERAM316。在此情況下，如果未在適宜時(shí)刻解碼給定用戶，則較舊FERAM時(shí)隙的更 新便可能無法使得用于那個(gè)用戶的BERAM316受益(即，經(jīng)更新的FERAM時(shí)隙可能在 嘗試解碼那個(gè)用戶之前離開FERAM 312)。
B. 基于時(shí)隙的更新為了充分開發(fā)TIC的益處，每當(dāng)時(shí)隙存在于FERAM 312上 時(shí)可更新用于所有受影響的用戶的BERAM 316。在此情況下，BERAM 316的內(nèi)容包括 在FERAM 312上進(jìn)行的所有干擾減去。
用于消除來自歸因于錯(cuò)失ACK最后期限而到達(dá)的子分組的干擾的方法 一般來說，TIC所使用的額外處理在解碼過程中引入延遲，此在使用迭代式或反向 方案時(shí)尤其相關(guān)。此延遲可超過最大延遲，可以最大延遲將ACK發(fā)送到傳輸器以停止傳 輸關(guān)于相同分組的子分組。在此情況下，接收器仍可通過使用解碼數(shù)據(jù)來不僅減去先前 子分組且減去歸因于錯(cuò)失ACK而即將接收的子分組來利用成功解碼。
在TIC的情況下，解碼用戶的數(shù)據(jù)經(jīng)重建并減去以使得基站104可移除其對(duì)其它用 戶的子分組引起的干擾。在H-ARQ的情況下，每當(dāng)接收新的子分組時(shí)，便嘗試解碼原始 分組。如果解碼成功，則對(duì)于具有TIC的H-ARQ來說，可通過重建并減去組份子分組而 從所接收的樣本消除那個(gè)分組的影響。依據(jù)復(fù)雜性因素，有可能通過存儲(chǔ)較長(zhǎng)歷史的樣 本而消除來自1、 2、 3或4個(gè)子分組的干擾。 一般來說，IC可循序地應(yīng)用于每一用戶或 用戶組。
圖10說明在以下三個(gè)時(shí)間例子處的接收器樣本緩沖器312:時(shí)隙時(shí)n、 n+12時(shí)隙和 n+24時(shí)隙。出于說明性目的，圖10展示具有來自處于相同幀偏移上的三個(gè)用戶的子分 組的單一交錯(cuò)，以突出利用H-ARQ的干擾消除操作。圖10中的接收器樣本緩沖器312 跨越所有4個(gè)子分組(此對(duì)于EV-DO RevA來說可由40時(shí)隙緩沖器實(shí)現(xiàn)，因?yàn)槊恳?4時(shí) 隙子分組之間存在8個(gè)時(shí)隙)。未經(jīng)解碼子分組展示為有陰影的。解碼子分組在40時(shí)隙 緩沖器中展示為無陰影的，且消除解碼子分組。每一時(shí)間例子對(duì)應(yīng)于交錯(cuò)的另一子分組的到達(dá)。在時(shí)隙時(shí)n時(shí)，用戶1的四個(gè)所存儲(chǔ)的子分組被正確解碼，而來自用戶2和3 的最新子分組則解碼失敗。在時(shí)間點(diǎn)n+12時(shí)隙時(shí)，在干擾消除用戶1的解碼(無陰影)子分組2、 3和4的情 況下，交錯(cuò)的連續(xù)子分組到達(dá)。在時(shí)間點(diǎn)11+12時(shí)隙期間，來自用戶2和3的分組被成功 解碼。圖IO將IC應(yīng)用于處于相同幀偏移上的用戶組，但不執(zhí)行組內(nèi)的連續(xù)干擾消除。在 典型組IC中，相同組中的用戶并不經(jīng)歷相互干擾消除。因此，當(dāng)組中的用戶的數(shù)目增大 時(shí)，實(shí)施復(fù)雜性降低，但由于對(duì)相同解碼嘗試來說相同組的用戶之間缺乏消除而引起損 失。然而，在H-ARQ的情況下，接收器將嘗試在每一新子分組到達(dá)之后解碼組中的所有 用戶，從而允許相同組中的用戶實(shí)現(xiàn)相互干擾消除。舉例來說，當(dāng)在時(shí)刻n時(shí)解碼用戶 1的分組時(shí)，此有助于在時(shí)刻《+12時(shí)解碼用戶2和3的分組，此進(jìn)一步有助于在時(shí)刻"+24 時(shí)解碼用戶1?？稍谄渌脩舻南乱慌臃纸M到達(dá)時(shí)重新嘗試解碼其它用戶之前消除先 前解碼的分組的所有子分組。關(guān)鍵在于，盡管給定用戶可總是處于相同組中，但其子分 組在其它組成員解碼時(shí)經(jīng)歷IC增益。導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)信道的聯(lián)合式干擾消除此部分所解決的問題涉及通過有效估計(jì)并消除基站接收器處的多用戶干擾而改進(jìn) CDMARL的系統(tǒng)容量。 一般來說，RL用戶的信號(hào)由導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)信道組成。 此部分描述用于所有用戶的聯(lián)合式導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)IC方案。將描述兩個(gè)方面。首先，介紹額外開銷IC (OIC)。在反向鏈路上，來自每一用戶的 額外開銷充當(dāng)對(duì)所有其它用戶的信號(hào)的干擾。對(duì)于每一用戶來說，歸因于所有其它用戶 的額外開銷的總干擾可占此用戶所經(jīng)歷的全部干擾的較大百分比。移除此總額外開銷干 擾可進(jìn)一步改進(jìn)系統(tǒng)性能(例如，對(duì)于CDMA200(^ lxEV-DO RevA系統(tǒng)來說)并增加 反向鏈路容量以超出PIC和TIC所實(shí)現(xiàn)的性能和容量。其次，經(jīng)由系統(tǒng)性能與硬件(HW)設(shè)計(jì)權(quán)衡而證實(shí)PIC、 OIC和TIC之間的重要相 互作用。將描述關(guān)于如何最佳地組合所有三個(gè)消除程序的一些方案。某些方案可具有較 多性能增益，而某些方案可具有較多復(fù)雜性優(yōu)點(diǎn)。舉例來說，所述方案中的一者在解碼 任何額外開銷和業(yè)務(wù)信道之前移除所有導(dǎo)頻信號(hào)，隨后以循序方式解碼并消除用戶的額 外開銷和業(yè)務(wù)信道。此部分是基于CDMA2000 lxEV-DO RevA系統(tǒng)，且通常應(yīng)用于其它CDMA系統(tǒng)， 例如W-CDMA、 CDMA2000 lx和CDMA2000 lx EV-DV。fflfis夕卜開，^jtiji^^i方fe圖11說明RL額外開銷信道結(jié)構(gòu)，例如針對(duì)EV-DORevA。存在兩類額外開銷信道 一類在于輔助RL解調(diào)/解碼，此類信道包括RRI (反向速率指示符)信道和輔助導(dǎo)頻信 道(當(dāng)有效負(fù)載大小為3072個(gè)位或高于3072個(gè)位時(shí)使用)；另一類在于促進(jìn)前向鏈路(FL) 的功能，此類信道包括數(shù)據(jù)速率控制(DRC)信道、數(shù)據(jù)源控制(DSC)信道和確認(rèn)(ACK) 信道。如圖ll所示，ACK和DSC信道是基于時(shí)隙的時(shí)間多路復(fù)用。僅在確認(rèn)在FL上 傳輸?shù)较嗤脩舻姆纸M時(shí)才傳輸ACK信道。在額外開銷信道之間，輔助導(dǎo)頻信道的數(shù)據(jù)在接收器處是先驗(yàn)已知的。因此，類似 于主導(dǎo)頻信道，無需對(duì)此信道進(jìn)行解調(diào)和解碼，且輔助導(dǎo)頻信道可基于關(guān)于信道的知識(shí) 而重建。重建的輔助導(dǎo)頻可處于2倍碼片速率分辨率且可(在一個(gè)區(qū)段上)表示為p, [2" + ~] =["- +,，["-//〗.G認(rèn) (~如-D," = 0,…,511 力[2" + ~ +1] = ["-〃] G咖.(~ + 4 - or, ]), w = 0，…，511等式1經(jīng)重建的輔助導(dǎo)頻信號(hào)其中，"對(duì)應(yīng)于碼片X1取樣速率，/為指數(shù)目，^為PN序列，W 為指派到輔助導(dǎo)頻信道的Walsh碼，G。"為此信道相對(duì)于主導(dǎo)頻的增益，^為估計(jì)的信道系數(shù)(或信 道響應(yīng))，且假設(shè)其在一個(gè)區(qū)段上是恒定的，^為濾波函數(shù)或傳輸脈沖與碼片X8分辨率 的接收器低通濾波器的巻積(假設(shè)々在!"M^，MTJ中是不可忽略的)，"為此指的碼片X8時(shí)間偏移其中 =",mod4且^ =L"/4」。由雙正交碼或單工碼編碼包括DRC、 DSC和RRI信道的第二組額外開銷信道。在接 收器側(cè)上，對(duì)于每一信道來說，首先將解調(diào)輸出與閾值進(jìn)行比較。如果輸出低于閾值， 則宣告擦除且不嘗試重建此信號(hào)。否則，由基于符號(hào)的最大可能性(ML)檢測(cè)器解碼所 述輸出，所述檢測(cè)器可處于圖4的解碼器308內(nèi)。如圖4所示，解碼的輸出位用于重建 相應(yīng)信道。這些信道的重建信號(hào)如下給出。,[2" + t^ +1]= Zc/["_>"]w/.。[" —A]'"。G。 .",48A + 4 —= 0，.."511 等式2經(jīng)重建的額外開銷(DRC、 DSC禾BRRI)信號(hào)與等式l相比較，存在一個(gè)新的項(xiàng)《，其為額外開銷信道數(shù)據(jù)，,'。為Walsh覆蓋，且^,表示相對(duì)于主導(dǎo)頻的額外開銷信道增益。剩余額外開銷信道為1位ACK信道。其在半個(gè)時(shí)隙上可經(jīng)BPSK調(diào)制、未編碼和重 復(fù)。接收器可調(diào)制信號(hào)并對(duì)ACK信道數(shù)據(jù)作出硬性決策。重建信號(hào)模型可與等式2相同。用以重建ACK信道信號(hào)的另一方法假設(shè)經(jīng)解調(diào)且累積的ACK信號(hào)在標(biāo)準(zhǔn)化之后可表示為y =義+ :其中^為傳輸?shù)男盘?hào)，且z為具有方差^的縮放噪聲項(xiàng)。隨后，y的對(duì)數(shù)似然比(LLR)如下給出7 ， Pr(口lly) 2Pr(x = -lly) ex2 。等式3隨后，出于重建的目的，所傳輸?shù)奈坏能浌烙?jì)可為i = Pr(;c - 1) -1 + Pr(;c = -l). (-1)=呻(L)一1 = tanh(L) = tanhf ^ y)exp(L) + l V^cr J ，等式4其中可將雙曲正切函數(shù)制成表格。經(jīng)重建的ACK信號(hào)非常類似于等式2，除了將^替代為^之外。 一般來說，軟估計(jì)和消除方法應(yīng)給出較佳的消除性能，因?yàn)榻邮掌鞑⒎?肯定知曉數(shù)據(jù)且此方法使置信等級(jí)一目了然。此方法一般來說可延伸到上文所提及的額外開銷信道。然而，最大后驗(yàn)概率(MAP)檢測(cè)器獲得每一位的LLR的復(fù)雜性隨著--個(gè) 碼符號(hào)中的信息位的數(shù)目而按指數(shù)規(guī)律增加。用以實(shí)施額外開銷信道重建的一個(gè)有效方式為 一個(gè)指可由每一經(jīng)解碼額外開銷信 號(hào)的相對(duì)增益而縮放每一佳解碼額外開銷信號(hào)、由Walsh碼覆蓋每一經(jīng)解碼額外開銷信 號(hào)、并將每一解碼額外開銷信號(hào)一起相加，隨后同時(shí)由一個(gè)PN序列擴(kuò)展且由信道縮放濾波器&^濾波。此方法在減去目的方面可節(jié)約計(jì)算復(fù)雜性和存儲(chǔ)器帶寬。, 變?yōu)?,等式5聯(lián)合式PIC、 OIC和TIC可執(zhí)行聯(lián)合式PIC、 OIC和TIC以實(shí)現(xiàn)高性能并增加系統(tǒng)容量。PIC、 OIC和TIC的 不同的解碼和消除順序可產(chǎn)生不同的系統(tǒng)性能并對(duì)硬件設(shè)計(jì)復(fù)雜性產(chǎn)生不同的影響。 首先PIC，隨后OIC連同TIC (第一方案)圖12A說明用以首先執(zhí)行PIC且隨后執(zhí)行OIC連同TIC的方法。在開始方框1200 之后，在方框1202中接收器導(dǎo)出所有用戶的信道估計(jì)并執(zhí)行功率控制。因?yàn)樗杏脩舻?導(dǎo)頻數(shù)據(jù)在BTS處均是已知的，所以一旦在PIC方框1204中估計(jì)出所述用戶的信道便 可減去所述用戶。因此，所有用戶的業(yè)務(wù)信道和某些額外開銷信道觀察到較少干擾且能 夠得益于在前面消除導(dǎo)頻。方框1206選擇一組G未經(jīng)解碼用戶，例如，分組或子分組終止于當(dāng)前時(shí)隙邊界上的 用戶。方框1208到1210執(zhí)行額外開銷/業(yè)務(wù)信道解調(diào)和解碼。在方框1212中，僅經(jīng)成 功解碼的信道數(shù)據(jù)將被重建并從所有用戶所共用的FERAM 312減去。方框1214檢查是 否存在更多用戶要解碼。方框1216終止過程。解碼/重建/消除可以循序方式從組中的一個(gè)用戶到組中的下一個(gè)用戶，此可稱為連續(xù) 干擾消除。在此方法中，處于相同組的較遲解碼順序中的用戶得益于處于較早解碼順序 中的用戶的消除。 一種簡(jiǎn)化方法是首先解碼相同組中的所有用戶，且隨后同時(shí)減去其干 擾影響。第二方法或方案(下文描述)允許較低存儲(chǔ)器帶寬與較為有效的管線架構(gòu)。在 兩種情況下，未終止于相同時(shí)隙邊界上但與此組分組重疊的用戶的分組得益于此消除。 此消除可占異步CDMA系統(tǒng)的大部分消除增益。圖12B說明包含裝置1230到1244的設(shè)備，所述設(shè)備用以執(zhí)行圖12A的方法。圖12B中的裝置1230到1244可實(shí)施于硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。圖13A說明圖12A中的方法的變化形式。方框1204到1210基于方框1202中的初 始信道估計(jì)而移除信號(hào)。方框1300導(dǎo)出基于數(shù)據(jù)的信道估計(jì)或改進(jìn)的信道估計(jì)?；跀?shù) 據(jù)的信道估計(jì)可提供較佳的信道估計(jì)，如下文將描述。方框1302執(zhí)行殘余PIC,即，基 于方框1300中的信道估計(jì)的改進(jìn)而移除信號(hào)的修正估計(jì)。舉例來說，設(shè)想方框1204到1210導(dǎo)致從所接收的樣本移除初始信號(hào)估計(jì)(例如， 導(dǎo)頻信號(hào))Pl[n]。隨后，基于方框1300中所導(dǎo)出的較佳的信道估計(jì)，所述方法形成修正 信號(hào)估計(jì)P2[n]。所述方法可隨后從RAM 312中的樣本位置移除增量P2[n]-Pl[n]差。圖13B說明包含裝置1230到1244、 1310、 1312的設(shè)備以執(zhí)行圖13A的方法。圖13B 中的裝置1230到1244、 1310、 1312可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。首先PIC,隨后OIC,且隨后TIC (第二方案)此第二方案類似于上述的圖12A，除了在解調(diào)和解碼任何業(yè)務(wù)信道之前解調(diào)和解碼 相同組用戶的額外開銷信道之外。此方案適合于非交錯(cuò)系統(tǒng)，因?yàn)椴⒉粡?qiáng)加嚴(yán)格的ACK 最后期限。對(duì)于交錯(cuò)系統(tǒng)(例如，DO RevA)來說，因?yàn)锳CK/NAK信號(hào)響應(yīng)于業(yè)務(wù)信 道子分組，所以業(yè)務(wù)信道子分組所容許的解碼延遲通常限于一對(duì)時(shí)隙(l個(gè)時(shí)隙=1.67 ms) 中。因此，如果某些額外開銷信道擴(kuò)展大于此時(shí)間標(biāo)度，則此方案可變?yōu)椴豢尚械摹＞?體來說，在DORevA上，輔助導(dǎo)頻信道和ACK信道處于短持續(xù)時(shí)間格式且可在TIC之前減去。聯(lián)合式導(dǎo)頻/額外開銷/業(yè)務(wù)信道消除(第三方案)圖14A說明用以執(zhí)行聯(lián)合式PIC、 OIC和TIC的方法。在開始方框1400之后，在方 框1402中接收器導(dǎo)出所有用戶的信道估計(jì)并執(zhí)行功率控制。方框1404選擇一組G未經(jīng) 解碼用戶。方框1406從導(dǎo)頻重新估計(jì)信道。方框1408到1410嘗試執(zhí)行額外開銷/業(yè)務(wù) 信道解調(diào)和解碼。方框1412為所有用戶執(zhí)行PIC，且僅為具有經(jīng)成功解碼的信道數(shù)據(jù)的 用戶執(zhí)行OIC和TIC。與上文所論述的第一方案(圖12A)不同，在所有用戶的信道估計(jì)(方框1402)之 后，并不立刻從FERAM 312減去導(dǎo)頻且信道估計(jì)按照非IC方案用于功率控制。隨后， 對(duì)終止于相同分組/子分組邊界上的一組用戶來說，所述方法按特定順序執(zhí)行循序解碼 (方框1408和1410)。對(duì)于嘗試解碼的用戶來說，所述方法首先從導(dǎo)頻重新估計(jì)信道(方框1402)。導(dǎo)頻 與針對(duì)功率控制而進(jìn)行解調(diào)時(shí)(方框1402)相比來說經(jīng)歷較少干擾，此歸因于與待解碼業(yè)務(wù)分組相重疊的先前經(jīng)解碼分組的干擾消除。因此，信道估計(jì)質(zhì)量得以改進(jìn)，此有益 于業(yè)務(wù)信道解碼和消除性能。此新信道估計(jì)用于業(yè)務(wù)信道解碼(方框1410)以及某個(gè)額 外開銷信道解碼(方框1408)(例如，EV-DO中的RRI信道)。 一旦在方框1412中為一 個(gè)用戶完成解碼過程，則所述方法將從FERAM312減去此用戶的干擾影響，此用戶的干 擾影響包括其導(dǎo)頻信道和任何經(jīng)解碼的額外開銷/業(yè)務(wù)信道。方框1414檢查是否存在更多用戶要解碼。方框1416終止所述過程。圖14B說明包含裝置1420到1436的設(shè)備以執(zhí)行圖14A的方法。圖14B中的裝置 1420到1436可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。圖15A說明圖14A中的方法的變化形式。方框1500導(dǎo)出基于數(shù)據(jù)的信道估計(jì)。方 框1502如圖13A執(zhí)行可選殘余PIC。圖15B說明包含裝置1420到1436、 1510、 1512的設(shè)備以執(zhí)行圖15A的方法。圖15B 中的裝置1420到1436、 1510、 1512可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。第一與第三方案之間的權(quán)衡可以看出，與第三方案相比，第一方案應(yīng)具有優(yōu)良性能，因?yàn)閷?dǎo)頻信號(hào)在BTS處是 已知的且使得在前面減去所述導(dǎo)頻信號(hào)變得有意義。如果假設(shè)兩種方案具有相同的消除 質(zhì)量，則第一方案可在所有數(shù)據(jù)速率上勝過第三方案。然而，對(duì)于第一方案來說，因?yàn)?導(dǎo)頻信道估計(jì)比業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)解調(diào)經(jīng)歷更高干擾，所以用于重建目的(對(duì)于導(dǎo)頻和額外開銷/ 業(yè)務(wù)來說)的估計(jì)信道系數(shù)可能更為雜亂。然而，對(duì)于第三方案來說，因?yàn)閷?dǎo)頻信道估 計(jì)恰在業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)解調(diào)/解碼之前重新進(jìn)行，所以此改進(jìn)的信道估計(jì)所經(jīng)歷的干擾水平與業(yè) 務(wù)數(shù)據(jù)解調(diào)相同。隨后，平均來說，第三方案的消除質(zhì)量可好于第一方案。從硬件設(shè)計(jì)角度看，第三方案可具有以下微小優(yōu)勢(shì)所述方法可將導(dǎo)頻與經(jīng)解碼的額外開銷和業(yè)務(wù)信道數(shù)據(jù)相加并將其一起消除，因此，此方法可節(jié)約存儲(chǔ)器帶寬。另一 方面，導(dǎo)頻的重新估計(jì)可與額外開銷信道解調(diào)或業(yè)務(wù)信道解調(diào)一起執(zhí)行(在從存儲(chǔ)器讀 取樣本方面)，且因此并不增加存儲(chǔ)器帶寬要求。如果假設(shè)第一方案具有第三方案的80%或90%的消除質(zhì)量，則每個(gè)用戶的數(shù)據(jù)速率 與用戶數(shù)目的增益之間存在權(quán)衡。 一般來說，如果所有用戶均處于低數(shù)據(jù)速率區(qū)域中則 傾向于第一方案，而如果對(duì)于所有高數(shù)據(jù)速率用戶來說則相反。 一旦解碼一個(gè)數(shù)據(jù)分組， 則所述方法也可從業(yè)務(wù)信道重新估計(jì)信道。消除質(zhì)量將得以改進(jìn)，因?yàn)闃I(yè)務(wù)信道與導(dǎo)頻 信道相比以更高(高得多的)SNR操作。一旦成功解調(diào)額外開銷信道，則可移除(消除)額外開銷信道，而一旦成功解調(diào)和解碼業(yè)務(wù)信道，則可移除業(yè)務(wù)信道。有可能基站會(huì)及時(shí)地在某處成功解調(diào)/解碼所有接入 終端的額外開銷和業(yè)務(wù)信道。如果此發(fā)生了 (PIC、 OIC、 TIC)，則FERAM將僅含有殘 余干擾和噪聲。導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)信道數(shù)據(jù)可以多種順序消除，并針對(duì)接入終端的 多個(gè)子組而消除。一種方法在于從RAM 312 —次針對(duì)一個(gè)用戶執(zhí)行(PIC、 TIC和OIC的任何組合的) 干擾消除。另一種方法在于(a)針對(duì)一用戶組累積(PIC、 TIC和OIC的任何組合的) 重建信號(hào)，和(b)隨后同時(shí)針對(duì)所述組執(zhí)行干擾消除。這兩種方法可應(yīng)用于本文所揭示 的方法、方案和過程中的任一者。針對(duì)干擾消除改進(jìn)信道估計(jì)準(zhǔn)確重建所接收的樣本的能力可顯著地影響CDMA接收器的系統(tǒng)性能，其中CDMA 接收器通過重建并移除所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的多個(gè)分量而實(shí)施干擾消除。在耙式接收器中，通 過相對(duì)于導(dǎo)頻序列進(jìn)行PN解擴(kuò)展并隨后導(dǎo)頻濾波適當(dāng)時(shí)期(即，累積)而估計(jì)多路徑 信道。導(dǎo)頻濾波的長(zhǎng)度通常經(jīng)選擇以作為通過累積較多樣本來增加估計(jì)SNR與并不長(zhǎng)時(shí) 間累積以使得信道的時(shí)間變化會(huì)劣化估計(jì)SNR之間的折衷。來自導(dǎo)頻濾波器輸出的信道估計(jì)隨后用于執(zhí)行數(shù)據(jù)解調(diào)。如上文根據(jù)圖4所描述， 一種在CDMA接收器中實(shí)施干擾消除的實(shí)際方法在于重建 所傳輸?shù)母鱾€(gè)碼片X1流對(duì)(例如，碼片X2) FERAM樣本的影響。此包括確定所傳輸 的碼片流和傳輸器碼片與接收器樣本之間的總信道估計(jì)。因?yàn)閬碜园抑傅男诺拦烙?jì)表示 多路徑信道自身，所以總信道估計(jì)也應(yīng)慮及傳輸器和接收器濾波的存在。此部分揭示用于針對(duì)CDMA接收器中的干擾消除來改進(jìn)此總信道估計(jì)的若干技術(shù)。 這些技術(shù)可適用于CDMA2000 、 lxEV-DO、 lxEV-DV、 WCDMA。為執(zhí)行正確解碼的分組的TIC,圖4中的接收器可從解碼器輸出取得信息位，并通 過重新編碼、重新交錯(cuò)、重新調(diào)制、重新應(yīng)用數(shù)據(jù)信道增益和重新擴(kuò)展而重建所傳輸?shù)?碼片流。為利用導(dǎo)頻信道估計(jì)來估計(jì)針對(duì)TIC所接收的樣本，將傳輸器與接收器濾波器 和來自利用導(dǎo)頻PN序列進(jìn)行解擴(kuò)展的耙式接收器的信道估計(jì)的模型與傳輸碼片流進(jìn)行 巻積運(yùn)算。作為使用導(dǎo)頻信道估計(jì)的替代，可通過利用重建的數(shù)據(jù)碼片自身進(jìn)行解擴(kuò)展而獲得 改進(jìn)的信道估計(jì)(以每一耙指延遲)。此改進(jìn)的信道估計(jì)對(duì)分組的數(shù)據(jù)解調(diào)是無用的(因 為分組已被正確解碼)，但卻僅用于重建此分組對(duì)前端樣本的影響。在此技術(shù)的情況下， 對(duì)于耙指的延遲中的每一者(例如，碼片X8分辨率)，所述方法可利用重建的數(shù)據(jù)碼片流來"解擴(kuò)展"所接收的樣本(例如，內(nèi)插到碼片X8)，并累積適當(dāng)時(shí)期。此將產(chǎn)生改 進(jìn)的信道估計(jì)，因?yàn)闃I(yè)務(wù)信道比導(dǎo)頻信道以更高功率傳輸(此業(yè)務(wù)導(dǎo)頻T2P比是數(shù)據(jù)速 率的函數(shù))。使用數(shù)據(jù)碼片來為TIC估計(jì)信道對(duì)于較高功率用戶來說可導(dǎo)致較為準(zhǔn)確的信 道估計(jì)，其中所述用戶對(duì)于高準(zhǔn)確性消除最為重要。替代估計(jì)耙指延遲中的每一者處的多路徑信道，此部分也描述會(huì)明確地估計(jì)傳輸器 濾波器、多路徑信道和接收器濾波器的組合作用的信道估計(jì)程序。此估計(jì)可與過取樣前 端樣本處于相同分辨率(例如，碼片X2FERAM)。可通過利用重建的傳輸數(shù)據(jù)碼片來解 擴(kuò)展前端樣本以實(shí)現(xiàn)具信道估計(jì)準(zhǔn)確性的T2P增益而實(shí)現(xiàn)所述信道估計(jì)?？苫陉P(guān)于耙 指延遲的信息和傳輸器與接收器濾波器的組合響應(yīng)的先驗(yàn)估計(jì)而選擇一致間隔的信道估 計(jì)的時(shí)間跨度。此外，來自耙指的信息可用于改進(jìn)一致間隔的信道估計(jì)。圖16說明傳輸系統(tǒng)的模型，所述傳輸系統(tǒng)具有傳輸濾波器p(f)、總/復(fù)合信道/i(f) (與下文所述的多路徑信道g (t)相對(duì))和接收器濾波器《G)。無線通信信道的數(shù)字基 帶表示可由L個(gè)離散多路徑分量來建模g(f) = ￡fl,^(f-r,)S 等式6其中復(fù)數(shù)路徑振幅為具有對(duì)應(yīng)延遲T,游",。傳輸器和接收器濾波器的組合作用可定 義為^ (f)，其中,=南@柳 等式7其中②表示巻積。組合的^G)常常經(jīng)選擇以類似于上升余弦響應(yīng)。舉例來說'在CDMA200(f和其衍生系統(tǒng)中，響應(yīng)類似于圖17中所展示的實(shí)例^ (t)?？傂诺拦烙?jì)由下 式給出-&(f) (f) = J>,^),=i 等式8圖18A和圖18B展示基于三個(gè)耙指中的每一者處所估計(jì)的多路徑信道的信道估計(jì) (實(shí)部和虛部分量)的一實(shí)例。在此實(shí)例中，實(shí)際信道展示為實(shí)線，而a,弧由星號(hào)給出。重建(虛線)基于使用上文等式6中的a,。圖18A和圖18B中的耙指信道估計(jì)基于利用 導(dǎo)頻碼片的解擴(kuò)展(其中總導(dǎo)頻SNR為-24dB)。利用再生數(shù)據(jù)碼片替代導(dǎo)頻碼片以耙指延遲解擴(kuò)展信道估計(jì)的質(zhì)量對(duì)于重建用戶對(duì)所接收的信號(hào)的影響的保真度具有直接影響。為了 改進(jìn)實(shí)施干擾消除的CDMA系統(tǒng)的性能，有可能使用一用戶的重建數(shù)據(jù)碼片來確定改進(jìn) 的信道估計(jì)。此將改進(jìn)干擾減去的準(zhǔn)確性。 一種用于CDMA系統(tǒng)的技術(shù)可描述為"相對(duì) 于用戶的所傳輸數(shù)據(jù)碼片進(jìn)行解擴(kuò)展"，此與經(jīng)典的"相對(duì)于用戶的所傳輸導(dǎo)頻碼片進(jìn)行 解擴(kuò)展"相對(duì)。回想到圖18A和圖18B中的耙指信道估計(jì)是基于利用導(dǎo)頻碼片的解擴(kuò)展(其中總導(dǎo) 頻SNR為-24 dB)。圖19A和圖19B展示基于耙指和利用數(shù)據(jù)碼片的解擴(kuò)展的改進(jìn)信道 估計(jì)的實(shí)例，其中數(shù)據(jù)碼片以比導(dǎo)頻碼片大10dB的功率傳輸。圖20A說明利用再生數(shù)據(jù)碼片以耙指延遲進(jìn)行解擴(kuò)展的方法。在方框2000中，耙式 接收器314 (圖4)利用導(dǎo)頻PN碼片解擴(kuò)展前端樣本以獲得耙指值。在方框2002中， 解調(diào)器304執(zhí)行數(shù)據(jù)解調(diào)。在方框2004中，解碼器308執(zhí)行數(shù)據(jù)解碼并檢查CRC。在方 框2006中，如果CRC通過，則單元400便通過重新編碼、重新交錯(cuò)、重新調(diào)制和重新 擴(kuò)展而確定所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)碼片。在方框2008中，單元400利用所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)碼片解擴(kuò)展 前端樣本以得到每一指延遲處的改進(jìn)的信道估計(jì)。在方框2010中，單元400利用改進(jìn)的信道估計(jì)重建用戶對(duì)前端樣本的業(yè)務(wù)和額外開銷影響。圖20B說明包含裝置2020到2030的設(shè)備以執(zhí)行圖20A的方法。圖20B中的裝置 2020到2030可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。利用再生碼片數(shù)據(jù)來估計(jì)處于FERAM分辨率的復(fù)合信道經(jīng)典的CDMA接收器可估計(jì)耙指延遲中的每一者處的多路徑信道的復(fù)數(shù)值。耙式接 收器之前的接收器前端可包括低通接收器濾波器(即，？ (？))，所述濾波器與傳輸器濾 波器(即，p 相匹配。因此，對(duì)于接收器實(shí)施與信道輸出相匹配的濾波器來說，耙式接收器自身嘗試僅與多路徑信道(即，g (。)匹配。通常從最小分離要求(例如，指 相隔至少一個(gè)碼片)內(nèi)的獨(dú)立時(shí)間跟蹤回路驅(qū)除耙指的延遲。然而，物理多路徑信道自 身可常在連續(xù)延遲處具有能量。因此， 一種方法估計(jì)以前端樣本的分辨率(例如，碼片 X2FERAM)的復(fù)合信道(即，/i U))。在對(duì)CDMA反向鏈路進(jìn)行傳輸功率控制的情況下，來自所有多路徑和接收器天線的 組合指SNR通常經(jīng)控制以位于特定范圍中。此范圍的SNR可使得從解擴(kuò)展導(dǎo)頻碼片導(dǎo)出具有相對(duì)較大估計(jì)方差的復(fù)合信道估計(jì)。這是為何耙式接收器嘗試僅將指置放于能量 延遲曲線的"峰值"處的原因。但在利用重建數(shù)據(jù)碼片進(jìn)行解擴(kuò)展的T2P優(yōu)點(diǎn)的情況下， 復(fù)合信道估計(jì)可導(dǎo)致比與模型(l) (0組合的直接估計(jì)g (f)更好的估計(jì)h (f)。本文所述的信道估計(jì)程序明確地估計(jì)傳輸器濾波器、多路徑信道和接收器濾波器的 組合作用。此估計(jì)可與過取樣前端樣本(例如，碼片X2FERAM)處于相同分辨率?？?通過利用重建的傳輸數(shù)據(jù)碼片解擴(kuò)展前端樣本以實(shí)現(xiàn)具信道估計(jì)準(zhǔn)確性的T2P增益而實(shí) 現(xiàn)所述信道估計(jì)?？苫陉P(guān)于耙指延遲的信息和傳輸器與接收器濾波器的組合響應(yīng)的先 驗(yàn)估計(jì)而選擇一致間隔的信道估計(jì)的時(shí)間跨度。此外，來自耙指的信息可用于改進(jìn)一致 間隔的信道估計(jì)。應(yīng)注意，估計(jì)復(fù)合信道自身的技術(shù)也是有用的，因?yàn)槠錈o需使用先驗(yàn) 估計(jì)^ (f)的設(shè)計(jì)。圖21A和圖21B展示使用處于碼片X2分辨率的一致間隔的樣本來估計(jì)復(fù)合信道的 一實(shí)例。在圖21A和圖21B中，數(shù)據(jù)碼片SNR為-4 dB，其對(duì)應(yīng)于-24 dB的導(dǎo)頻SNR和 20 dB的T2P。一致信道估計(jì)與利用僅處于耙指位置處的數(shù)據(jù)碼片的解擴(kuò)展相比給出更好 的質(zhì)量。在高SNR下，"胖路徑(fatpath)"的影響限制使用耙指位置來準(zhǔn)確重建信道的 能力。 一致取樣方法在估計(jì)SNR為高時(shí)尤其有用，此情況對(duì)應(yīng)于利用數(shù)據(jù)碼片針對(duì)高 T2P進(jìn)行解擴(kuò)展的情況。當(dāng)T2P對(duì)于一特定用戶來說為高時(shí)，信道重建保真度是重要的。圖22A說明使用再生數(shù)據(jù)碼片來估計(jì)以一致分辨率的復(fù)合信道的方法。方框2000 到2006和2010類似于上述圖20A。在方框2200中，耙式接收器314 (圖4)或另一組 件基于耙指延遲而確定一致構(gòu)建的時(shí)間跨度。在方框2202中，解調(diào)器304或另一組件通 過在適當(dāng)時(shí)間跨度的一致延遲處利用所傳輸數(shù)據(jù)碼片來解擴(kuò)展前端樣本而確定改進(jìn)的信 道估計(jì)。圖22B說明包含裝置2020到2030、 2220、 2222的設(shè)備以執(zhí)行圖22A的方法。圖22B 中的裝置2020到2030可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。在上文的描述中，g (t)為無線多路徑信道自身，而h (t)則包括無線多路徑信道 以及傳輸器與接收器濾波h (t) =g (t)與phi (t)的巻積。在上文的描述中，"樣本"可處于任何任意速率(例如，兩倍碼片速率)，但"數(shù)據(jù) 碼片"為碼片速率。如圖20A的方框2006所展示和上文所描述，通過重新編碼、重新交錯(cuò)、重新調(diào)制和 重新擴(kuò)展而形成"再生數(shù)據(jù)碼片"。原則上，"再生"是模仿信息位通過移動(dòng)傳輸器(接 入終端)處的過程。"重建樣本"表示存儲(chǔ)在FERAM 312中或存儲(chǔ)在接收器中與FERAM 312相分離的 存儲(chǔ)器中的樣本(例如，兩倍碼片速率)。通過將信道估計(jì)與(再生)傳輸數(shù)據(jù)碼片進(jìn)行 巻積而形成這些重建樣本。如果上下文涉及重新形成所傳輸數(shù)據(jù)碼片或重新形成所接收的樣本，則詞"重建" 和"再生"便可互換地使用。樣本或碼片可重新形成，因?yàn)?碼片"是通過重新編碼等 而重新形成，而"樣本"則是基于使用重新形成的碼片和并入無線信道(信道估計(jì))和 傳輸器與接收器濾波的影響而重新形成。詞語(yǔ)"重建"和"再生"基本上均意味著重新 建立或重新形成。不存在技術(shù)區(qū)別。 一個(gè)實(shí)施例專門將"再生"用于數(shù)據(jù)碼片而將"重 建"用于樣本。因而，接收器可具有數(shù)據(jù)碼片再生單元和樣本重建單元。利用干擾消除的CDMA系統(tǒng)的反向鏈路上的傳輸子信道增益的調(diào)適多用戶干擾是CDMA傳輸系統(tǒng)中的限制因素，且減輕此干擾的任何接收器技術(shù)可允 許可實(shí)現(xiàn)處理量方面的顯著改進(jìn)。此部分描述用于調(diào)適利用IC的系統(tǒng)的傳輸子信道增益 的技術(shù)。在反向鏈路傳輸中，每一用戶傳輸導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)信號(hào)。導(dǎo)頻提供傳輸信道 的同步和估計(jì)。需要額外開銷子信道(例如RRI、 DRC、 DSC禾nACK)用于MAC和業(yè) 務(wù)解碼建立。導(dǎo)頻、額外開銷和業(yè)務(wù)子信道對(duì)SINR具有不同要求。在CDMA系統(tǒng)中， 單一功率控制可調(diào)適導(dǎo)頻的傳輸功率，而額外開銷和業(yè)務(wù)子信道的功率相對(duì)于導(dǎo)頻具有 固定增益。當(dāng)BTS配備有PIC、 OIC和TIC時(shí)，各種子信道依據(jù)IC的順序和消除容量而 經(jīng)歷不同的干擾電平。在此情況下，子信道增益之間的靜態(tài)關(guān)系可損害系統(tǒng)性能。此部分描述用于實(shí)施IC的系統(tǒng)上的不同邏輯子信道的新增益控制策略。所述技術(shù)基 于例如EV-DO RevA的CDMA系統(tǒng)，且可應(yīng)用于EV-DV Rel D、 W-CDMA EUL和 CDMA2000 。所述技術(shù)通過根據(jù)在分組錯(cuò)誤率、SINR或干擾功率方面所測(cè)量的性能而自適應(yīng)地改 變每一子信道的增益，來實(shí)施對(duì)不同子信道的功率和增益控制。目標(biāo)在于提供可靠的功 率和增益控制機(jī)制，所述機(jī)制允許充分開發(fā)IC的潛力的同時(shí)為時(shí)變分散子信道上的傳輸 提供穩(wěn)健性。干擾消除是指在解碼邏輯子信道之后移除子信道對(duì)前端樣本的影響，以減少對(duì)隨后 將解碼的其它信號(hào)的干擾。在PIC中，所傳輸?shù)膶?dǎo)頻信號(hào)在BTS處是已知的，且使用信 道估計(jì)重建所接收的導(dǎo)頻。在TIC或OIC中，經(jīng)由所接收的子信道在BTS處的解碼版本 來重建所述接收的子信道而移除干擾。當(dāng)前BTS (無IC)控制導(dǎo)頻子信道&p的功率以滿足業(yè)務(wù)信道中的錯(cuò)誤率要求。業(yè)務(wù)子信道的功率與導(dǎo)頻成固定因數(shù)np關(guān)系，此取決于有效負(fù)載類型和目標(biāo)終止目的。導(dǎo)頻功率的調(diào)適由包括內(nèi)回路和外回路的閉合回路功率控制機(jī)構(gòu)來執(zhí)行。內(nèi)回路旨在將 導(dǎo)頻的SINR (Ecp/M)保持于閾值電平r，而外回路功率控制(例如)基于分組錯(cuò)誤率 (PER)而改變閾值電平7。當(dāng)在接收器(圖4)處執(zhí)行IC時(shí)，子信道增益的調(diào)適可有益于系統(tǒng)。事實(shí)上，因?yàn)?每一子信道經(jīng)歷不同的干擾電平，所以應(yīng)相應(yīng)地調(diào)適每一子信道相對(duì)于導(dǎo)頻的增益以提 供所要性能。此部分可解決額外開銷和導(dǎo)頻子信道的增益控制問題，且所述技術(shù)用于T2P 的調(diào)適，所述技術(shù)通過充分開發(fā)IC而增加系統(tǒng)處理量。利用IC的系統(tǒng)中的重要參數(shù)可調(diào)整的兩個(gè)參數(shù)為額外開銷子信道增益和業(yè)務(wù)導(dǎo)頻(T2P)增益。當(dāng)TIC起作用 時(shí)，(相對(duì)于非TIC來說)可增加額外開銷子信道增益，以允許導(dǎo)頻與額外開銷性能之間 存在更為靈活的權(quán)衡。通過用G表示當(dāng)前系統(tǒng)中所用的基線G，則額外開銷信道增益的 新值將為<formula>formula see original document page 29</formula>等式9在無IC方案中，額外開銷/導(dǎo)頻子信道經(jīng)歷與業(yè)務(wù)信道相同的干擾電平，且某個(gè)比 T2P/G可對(duì)于額外開銷與業(yè)務(wù)信道性能和導(dǎo)頻信道估計(jì)均產(chǎn)生令人滿意的性能。當(dāng)使用 IC時(shí)，干擾電平對(duì)于額外開銷/導(dǎo)頻和業(yè)務(wù)來說是不同的，且可減小T2P以允許兩類子信道的相干性能。對(duì)于給定有效負(fù)載，所述方法可讓T2P相對(duì)于表列值減小A^M咅，以滿 足要求。通過用T2P表示用于當(dāng)前系統(tǒng)中的特定有效負(fù)載的基線T2P，則T2P的新值將為<formula>formula see original document page 29</formula>參數(shù)^^可量化成一組有限或離散值(例如，-0.1 dB到-1.0 dB)并發(fā)送到接入終 端106。可控制的某些量為業(yè)務(wù)PER、導(dǎo)頻SINR和熱噪聲增加量。導(dǎo)頻SINR不應(yīng)降低到良 好信道估計(jì)所要的最小電平。熱噪聲增加量(ROT)對(duì)于確保功率受控的CDMA反向鏈 路的穩(wěn)定性和鏈路預(yù)算來說是重要的。在非TIC接收器中，在所接收的信號(hào)上界定ROT。 一般來說，ROT應(yīng)處于預(yù)定范圍內(nèi)以允許良好的容量/覆蓋區(qū)域權(quán)衡。熱噪聲增加量控制"指示接收器的輸入處信號(hào)的功率。從所接收的信號(hào)消除干擾產(chǎn)生功率的降低。V 指示IC之后解調(diào)器304的輸入處信號(hào)的平均功率-等式11可在利用IC更新前端樣本之后從前端樣本測(cè)量值V。當(dāng)執(zhí)行IC時(shí)，ROT對(duì)于額外 開銷子信道來說仍然重要，且應(yīng)相對(duì)于閾值而控制ROT，即，確保o 貴等式12其中w為噪聲功率。然而，業(yè)務(wù)和某些額外開銷子信道也得益于ic。這些子信道的解碼性能與ic之后 所測(cè)量的熱噪聲增加量有關(guān)。萄^資/ or為ic之后的信號(hào)功率與噪聲功率之間的比。有效ROT可由閾值控制，艮P--<formula>formula see original document page 30</formula>等式13在假設(shè)噪聲電平并不變化的情況下，對(duì)/ or祈的約束可等效地表述為對(duì)/(/的約束<formula>formula see original document page 30</formula>其中、為對(duì)應(yīng)于^6^^的信號(hào)功率閾值。當(dāng)/ Or增加時(shí)，導(dǎo)頻和額外開銷信道(其并不得益于IC)的SINR便減小，此導(dǎo)致擦除速率潛在增加。為了補(bǔ)償此影響，可提高額外開銷信道增益，其為固定值或根據(jù)特 定系統(tǒng)條件進(jìn)行調(diào)適。在所述技術(shù)中，額外開銷子信道的增益相對(duì)于導(dǎo)頻是固定的。所提議的技術(shù)針對(duì)每一用戶調(diào)適導(dǎo)頻子信道的電平與^w。利用固定Ac-0 dB的T2P的閉合回路控制圖23說明針對(duì)Eep與Aj^和固定Ac=0dB的閉合回路功率控制(PC)(方框2308)。用于調(diào)適At2P和Eep的此第一解決方案包含A. 內(nèi)和外回路2300、 2302可以常規(guī)方式執(zhí)行功率控制以便調(diào)適Ecp。外回路2300 接收目標(biāo)PER和業(yè)務(wù)PER。內(nèi)回路2304接收閾值T 2302和所測(cè)量的導(dǎo)頻SINR并輸出。B. 閉合回路增益控制(GC) 2306基于所移除的干擾的測(cè)量而調(diào)適At^。增益控制 2306接收所測(cè)量的ROT和所測(cè)量的ROTeff并輸出At^。接收器測(cè)量IC方案所移除的干 擾并調(diào)適Ar2P。C. Anp可在一消息中周期性地發(fā)送到扇區(qū)中的所有接入終端106。對(duì)于A77P的調(diào)適來說，如果IC之后的干擾從/o減小到/。'，則T2P可因此減小以下<formula>formula see original document page 31</formula>等式14Ecp將(經(jīng)由PC回路2304)增加為:<formula>formula see original document page 31</formula>等式15利用與不利用IC的系統(tǒng)的總傳輸功率之間的比率將為-—￡cp'(i+G+r2P')等式16其中G為額外開銷信道增益。對(duì)于較大值的T2P (相對(duì)于G)，比率C可近似為:0 D等式17對(duì)于有效ROT的估計(jì)來說，有效ROT由于PC與信道條件的變化而迅速變化。實(shí)際上，Ar"反映i 07V的緩慢變化。因此，對(duì)于^"的選擇來說，由IC之后的信號(hào)的長(zhǎng)平 均窗而測(cè)量有效ROT。平均窗可具有至少為功率控制更新周期兩倍的長(zhǎng)度。 利用固定An>0 dB的T2P的閉合回路控制圖24類似于圖23,除了增益控制2306接收閾值有效ROT，且Ap0 dB (方框2400) 之外。用于調(diào)適Az^的此替代方法是基于對(duì)IC與無IC系統(tǒng)來說具有相同小區(qū)覆蓋區(qū)域 的請(qǐng)求。仏p分布在兩種情況下是相同的。IC的影響對(duì)全負(fù)載系統(tǒng)是雙重的i) IC之前 的信號(hào)功率/。相對(duì)于無IC的系統(tǒng)的信號(hào)功率來說將會(huì)增加；ii)歸因于由PER控制的閉合回路功率控制，所以V將往往類似于無IC的系統(tǒng)的信號(hào)功率。如下調(diào)適^2。,(旬A 一:^_ 2尸—,，乂o等式18AT2P的基于ACK的控制圖25說明基于具有固定額外開銷子信道增益的ACK子信道而對(duì)Eep和A^p進(jìn)行PC (方框2506)。Ay^的閉合回路GC要求從BTS到AT的反饋信號(hào)，其中所有AT均從BTS接收相 同的廣播值A(chǔ)77p。 一替代解決方案是基于At^的開放回路GC 2510和用于導(dǎo)頻的閉合回路PC 2500、 2504。閉合回路導(dǎo)頻PC包含內(nèi)回路2504,內(nèi)回路2504根據(jù)閾值值r。 2502 調(diào)整&p。由額外開銷子信道的擦除速率(例如，數(shù)據(jù)速率控制(DRC)子信道錯(cuò)誤概率 或DRC擦除速率)引導(dǎo)外回路控制2500。每當(dāng)DRC擦除速率超過閾值時(shí)r。便會(huì)增加，但當(dāng)DRC擦除速率低于閾值時(shí)r。便會(huì)逐漸減小。經(jīng)由ACK前向子信道調(diào)適At^。具體來說，通過測(cè)量ACK和NACK的統(tǒng)計(jì)量，AT 可評(píng)估BTS處的業(yè)務(wù)PER(方框2508)。增益控制2510將目標(biāo)業(yè)務(wù)PER與所測(cè)量的PER 進(jìn)行比較。每當(dāng)PER高于闊值時(shí)，At^便會(huì)増加，直到r2尸'達(dá)到無IC系統(tǒng)的基準(zhǔn)值"尸 為止。另一方面，對(duì)于較低PER來說，Ay2P便減小，以充分開發(fā)IC過程?？勺冾~外開銷增益技術(shù)可通過不僅調(diào)適A7^也調(diào)適額外開銷子信道增益(G額外幵銷)以適應(yīng)于IC過程而 獲得收發(fā)器的進(jìn)一步優(yōu)化。在此情況下，需要額外反饋信號(hào)。Ac的值可量化為0 dB到 0.5 dB。某千干擾功率的額外開銷增益控制圖26類似于圖24，除了利用額外開銷GC 2600之外。用于額外開銷子信道的GC 2600 的方法基于IC之后的所測(cè)量的信號(hào)功率。在此情況下，Ecp經(jīng)假設(shè)以提供無IC的系統(tǒng)的 相同小區(qū)覆蓋區(qū)域。IC之前的信號(hào)具有增加的功率/。，且額外開銷增益補(bǔ)償增加的干擾。 此實(shí)施方案通過如下設(shè)置而調(diào)適額外開銷增益<formula>formula see original document page 33</formula>等式19Ac可經(jīng)控制以不低于OdB，因?yàn)榇藢?duì)應(yīng)于減小額外開銷子信道功率，而減小額外開銷子信道功率可能是無助的。增益和功率控制方案可包括用于Ecp的內(nèi)和外回路PC 2304、 2300 (如圖23中)、上述用于Ac的GC回路2600、用于厶7^的開放回路GC 2306，其中，每當(dāng)PER高于目標(biāo) 值時(shí)，At^便會(huì)増加，而當(dāng)PER低于目標(biāo)時(shí)，Az^便會(huì)減小。允許Ar2P的最大電平，此 對(duì)應(yīng)于無IC接收器的電平。僅DRC的額外開銷增益控制圖27說明圖26的變化形式，其利用僅DRC的額外開銷增益控制2702。甚至在調(diào)適額外開銷子信道增益時(shí)，也可如上所述利用閉合回路執(zhí)行At^的増益控 制2700。在此情況下，如同在圖23的方案中一樣控制￡^和AT2P，而經(jīng)由DRC擦除速 率執(zhí)行額外開銷子信道增益2702的調(diào)適。具體來說，如果DRC擦除高于閾值，則額外 開銷子信道增益2702便會(huì)增加。當(dāng)DRC擦除速率低于閾值時(shí)，額外開銷增益2702便會(huì) 逐漸減小。多扇區(qū)多小區(qū)網(wǎng)絡(luò)中的T2P控制因?yàn)锳t^的GC是在小區(qū)級(jí)別上執(zhí)行且AT106可處于較軟越區(qū)切換中，所以各個(gè)扇區(qū)可產(chǎn)生不同的調(diào)適請(qǐng)求。在此情況下，可考慮各個(gè)選項(xiàng)以選擇待發(fā)送到AT的A"f請(qǐng) 求。以小區(qū)級(jí)別， 一種方法可在全負(fù)載扇區(qū)所請(qǐng)求的T2P的減小中選擇T2P的最小減小， 即拓(負(fù)載扇區(qū)i等式20其中Ar2P為扇區(qū)5所需要的 "。AT可從各個(gè)小區(qū)接收不同請(qǐng)求，且也在此情況下，可采用各種標(biāo)準(zhǔn)。 一種方法可選擇對(duì)應(yīng)于服務(wù)扇區(qū)的^2P以確保與其的最可靠通信。對(duì)于小區(qū)和AT處的Arw選擇，可考慮其它選擇，包括所請(qǐng)求的值中的最小值、最 大值或平均值。一個(gè)重要方面在于移動(dòng)設(shè)備使用T2P' =T2Px Ar2P，其中在BTS處基于Io和Io'的測(cè) 量(也可能基于I。thr的知識(shí))而計(jì)算Ar2P，且G'-GxAg，其中也在BTS處計(jì)算Ac。通過 在BTS處計(jì)算出這些ddtajactors，由每一 BTS將所述delta_factors廣播到所有接入終 端，所述接入終端相應(yīng)地作出反應(yīng)。本文所揭示的概念可應(yīng)用于WCDMA系統(tǒng)，所述系統(tǒng)使用額外開銷信道，例如專用 物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel, DPCCH)、增強(qiáng)型專用物理控制信道 (Enhanced Dedicated Physical Control Channel, E-DPCCH)或高速專用物理控制信道 (High-Speed Dedicated Physical Control Channel, HS-DPCCH)。 WCDMA系統(tǒng)可使用專用 物理數(shù)據(jù)信道(Dedicated Physical Data Channel, DPDCH)格式和/或增強(qiáng)型專用物理數(shù)據(jù) 信道(Enhanced Dedicated Physical Data Channel, E-DPDCH)格式。本文所揭示的概念可應(yīng)用于具有兩個(gè)不同交錯(cuò)結(jié)構(gòu)(例如，2ms傳輸時(shí)間間隔和10ms傳輸時(shí)間間隔)的WCDMA系統(tǒng)。因此，前端存儲(chǔ)器、解調(diào)器和減法器可經(jīng)配置以 跨越具有不同傳輸時(shí)間間隔的分組的一個(gè)或一個(gè)以上子分組。對(duì)于TIC來說，可由一個(gè)或一個(gè)以上用戶以EV-DO Release 0格式或EV-DO RevA 格式中的至少一者發(fā)送業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。本文所述的特殊解碼順序可對(duì)應(yīng)于解調(diào)和解碼的順序。應(yīng)從重新解調(diào)來重新解碼分 組，因?yàn)榻庹{(diào)來自FERAM312的分組的過程將干擾消除轉(zhuǎn)譯成較佳的解碼器輸入。利用迭代式指延遲調(diào)適的迭代式千擾消除準(zhǔn)確估計(jì)多路徑信道并隨后重建來自一個(gè)用戶的干擾影響的能力可顯著影響CDMA 接收器的系統(tǒng)性能，其中CDMA接收器實(shí)施干擾消除(IC)方案。一旦成功解碼分組(例如，CRC通過)，則基于數(shù)據(jù)符號(hào)的信道估計(jì)(DBCE)(替 代導(dǎo)頻符號(hào))可經(jīng)開發(fā)以提供以預(yù)先規(guī)定的指延遲的準(zhǔn)確得多的信道估計(jì)，因?yàn)閿?shù)據(jù)符 號(hào)比起導(dǎo)頻符號(hào)來說通常以高得多的功率電平傳輸。然而，DBCE算法是每指估計(jì)方法 且并不致力于如何找出不同多路徑的延遲偏移。在現(xiàn)實(shí)的多路徑環(huán)境中，通常存在在一個(gè)碼片內(nèi)到達(dá)的多個(gè)物理路徑。通常，DBCE 估計(jì)解調(diào)數(shù)據(jù)路徑中所指定的指偏移處的信道系數(shù)，其中通常以至少相隔一個(gè)碼片的偏 移指派指，以防止指變?yōu)橄嗷リP(guān)聯(lián)的。然而， 一旦數(shù)據(jù)變?yōu)橐阎模瑒t出于干擾消除的 目的，接收器便可自由地將指置放于任意位置處。另外，某些IC方案可獨(dú)立估計(jì)一個(gè)用戶的多路徑中的每一者的信道系數(shù)，且隨后平 行地重建/移除多路徑中的每一者的干擾。然而，如果兩個(gè)多路徑處于彼此遠(yuǎn)離的一對(duì)碼 片中，則一個(gè)多路徑的旁瓣或主瓣的能量可漏入到另一多路徑的主瓣中，其中所述兩個(gè) 多路徑載運(yùn)相同數(shù)據(jù)。此多路徑關(guān)聯(lián)(MPC)現(xiàn)象對(duì)于估計(jì)的信道值來說導(dǎo)致一致的偏 差。圖28基于ITU Pedestrian B信道模型說明此影響。圖28說明實(shí)際和重建信道脈沖響 應(yīng)(CIR)的圖表。在圖28中，圓圈表示信道估計(jì)，所述估計(jì)與實(shí)際CIR的峰值非常一 致。然而，經(jīng)重建的CIR (與實(shí)際CIR相比來說)由于偏差而上升。本揭示案描述利用迭代式指延遲調(diào)適算法的迭代式IC，其可較佳地估計(jì)總的多路徑 信道脈沖響應(yīng)，且因此較為有效地移除干擾。圖29A說明根據(jù)本發(fā)明的一方面的利用迭代式指延遲調(diào)適進(jìn)行迭代式IC的方法。在 方框2900中，將接收器的迭代設(shè)置為等于1 (迭代=1)。在方框2902中，在預(yù)定指延遲中的每一者^，'處，/ = 1""，"，(例如，來自解調(diào)過程的時(shí)間跟蹤回路)，接收器可估計(jì)信 號(hào)與干擾及噪聲比(SINR) &'。 L'指示所指派的指的總數(shù)，所述總數(shù)可能并不等于相同用戶的多路徑的總數(shù)。接收器隨后按照^'的強(qiáng)度從最強(qiáng)到最弱而將指排序成列表。在方框2904中，接收器根據(jù)指在列表中的排序?qū)χ笀?zhí)行連續(xù)信道估計(jì)(CE)和干 擾消除(IC)， g卩，直到從樣本緩沖器移除前一指的干擾才開始下一指的信道估計(jì)。另外，對(duì)于一個(gè)指來說，如果^'<771《，則接收器并不嘗試消除此指。在方框2906中，接收器確定是否°1嚴(yán)(^''^77^"，如果是，則接收器繼續(xù)到方框2908; 否則，接收器便在方框2922處終止迭代式IC過程。在方框2908中，迭代遞增l，即，將迭代設(shè)置為"迭代+l"。在方框2910中，如果 迭代〉MaxItNum，則接收器繼續(xù)到方框2912;否則，接收器繼續(xù)到方框2914。在方框2912中，經(jīng)重建的干擾累積于所有指上且從所接收的信號(hào)移除。接收器隨后 在方框2922處完成迭代式IC過程。在方框2914中，對(duì)于指Z-1到L'中的每一者來說，接收器首先基于先前迭代處的信 道估計(jì)或基于最新可用的信道估計(jì)從全部接收的信號(hào)減去來自所有其它指的干擾。在方框2916中，對(duì)于相同指來說，在其用于先前迭代中的指延遲《''和《''的每一側(cè) 上的M個(gè)相鄰偏移(碼片X8分辨率)處，接收器計(jì)算那些2似+/個(gè)偏移處的信道估計(jì)的振幅。在方框2918中，接收器將新《.'設(shè)置為(全部2M+7個(gè)偏移中)具有最大信道估計(jì) 振幅的偏移。在方框2920中，在新""處，接收器為此指執(zhí)行CE和IC算法。對(duì)于上述的信道估計(jì)(CE)步驟來說，針對(duì)每一給定指，接收器基于數(shù)據(jù)符號(hào)而執(zhí) 行信道估計(jì)以獲得;，〖的值乘以縮放因數(shù)"以最小化均方誤差(MSE)。"選擇為1 + AO等式21其中y指示每指的SINR，且iV表示所累積的數(shù)據(jù)符號(hào)的長(zhǎng)度，其中基于所述數(shù)據(jù)符號(hào)獲得值h。應(yīng)了解，當(dāng)接收器返回到方框2908吋，可針對(duì)所有指重復(fù)從方框2914到方框2920的程序。在方框2922中，完成迭代式IC過程。圖29B說明包含裝置2930到2952的設(shè)備以執(zhí)行圖29A的方法。圖29B中的裝置2930到 2952可實(shí)施在硬件、軟件或硬件與軟件的組合中。此算法可存在兩個(gè)重要部分 一個(gè)部分在于嘗試從其它多路徑移除所估計(jì)信道系數(shù) 中的由于旁瓣能量泄漏而引起的偏差；另一部分在于改進(jìn)估計(jì)的指延遲并潛在地將一個(gè) 以上指放入一個(gè)碼片中。關(guān)于預(yù)定指延遲的信息通常來自解調(diào)數(shù)據(jù)路徑。因此，指延遲 通常彼此遠(yuǎn)離一個(gè)以上碼片。另外，此算法可防止鎖定在一個(gè)極強(qiáng)路徑的旁瓣上。圖30說明實(shí)際、經(jīng)重建和改進(jìn)CIR的圖表。圖30表明改進(jìn)的經(jīng)重建CIR基于所提議的 新算法而更好地與實(shí)際CIR匹配。上述算法假設(shè)指的相同數(shù)目在整個(gè)迭代中是固定的。在某些增加的接收器復(fù)雜性的 情況下，接收器可在移除現(xiàn)有指之后搜尋更多的指。如果新識(shí)別的指達(dá)到某個(gè)強(qiáng)度閾值， 則接收器可將所述指添加到迭代式方法中的所追蹤的指列表中，且因此進(jìn)一步改進(jìn)ic性 能。所述方法可應(yīng)用于CDMA RL (多址接入)和FL (疊置編碼)且適合于CDMA200(f 系列和WCDMA系列。上述迭代式干擾消除方法可允許指延遲與每一指延遲處的信道估計(jì)的改進(jìn)。所述方 法可允許接收器將一個(gè)以上指放入一個(gè)碼片中。所述方法可去耦解調(diào)和干擾消除數(shù)據(jù)路 徑的指延遲估計(jì)問題。所述方法可通過以下操作提供胖路徑信道(例如，ITU Pedestrian B、 Vehicle A信道) 的更好處理(i)移除由于多路徑旁瓣泄漏而引起的信道估計(jì)的偏差；(2)允許接收器 將一個(gè)以上指放入一個(gè)碼片中；(3)防止鎖定到一個(gè)強(qiáng)路徑的旁瓣上；和(4)識(shí)別更可 靠的路徑。所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將了解，可利用多種不同技術(shù)和技藝中的任一者來表示信息和 信號(hào)。舉例來說，在整個(gè)上文描述中可能提及的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號(hào)、位、 符號(hào)和碼片可由電壓、電流、電磁波、磁場(chǎng)或磁粒子、光場(chǎng)或光粒子或其任一組合來表 示。所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將進(jìn)一步了解，結(jié)合本文所揭示的實(shí)施例而描述的各種說明性 邏輯塊、模塊、電路和算法步驟可實(shí)施為電子硬件、計(jì)算機(jī)軟件或兩者的組合。為清楚 地說明硬件與軟件的此互換性，上文大體就其功能性方面描述了各種說明性組件、塊、 模塊、電路和步驟。這些功能性是實(shí)施為硬件還是軟件取決于強(qiáng)加在整個(gè)系統(tǒng)上的特定應(yīng)用和設(shè)計(jì)約束。所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員可針對(duì)每一特定應(yīng)用以變化的方式來實(shí)施所述的 功能性，但這些實(shí)施決策不應(yīng)解釋為會(huì)與本發(fā)明的范圍產(chǎn)生偏離?？衫猛ㄓ锰幚砥?、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)、特殊應(yīng)用集成電路(ASIC)、場(chǎng)可編 程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯裝置、離散門或晶體管邏輯、離散硬件組件或經(jīng)設(shè) 計(jì)以執(zhí)行本文所述的功能的任何其組合來實(shí)施或執(zhí)行結(jié)合本文所揭示的實(shí)施例而描述的 多種說明性邏輯塊、模塊和電路。通用處理器可為微處理器，但作為替代，處理器可為 任何常規(guī)處理器、控制器、微控制器或狀態(tài)機(jī)。處理器也可實(shí)施為計(jì)算裝置的組合，例 如，DSP與微處理器的組合、多個(gè)微處理器、結(jié)合有DSP核心的一個(gè)或一個(gè)以上微處理器 或任何其它此類配置。結(jié)合本文所揭示的實(shí)施例而描述的方法或算法的步驟可直接實(shí)施在硬件、由處理器 執(zhí)行的軟件模塊或所述兩者的組合中。軟件模塊可駐存在RAM存儲(chǔ)器、快閃存儲(chǔ)器、ROM 存儲(chǔ)器、EPROM存儲(chǔ)器、EEPROM存儲(chǔ)器、寄存器、硬盤、可移除盤、CD-ROM或任何 其它形式的存儲(chǔ)媒體中。存儲(chǔ)媒體耦合到處理器以使得處理器可從存儲(chǔ)媒體讀取信息和 將信息寫入到存儲(chǔ)媒體。作為替代，存儲(chǔ)媒體可整合到處理器。處理器和存儲(chǔ)媒體可駐 存在ASIC中。ASIC可駐存在用戶終端中。作為替代，處理器和存儲(chǔ)媒體可作為離散組件 而駐存在用戶終端中。本文所包括的標(biāo)題供參考用，并幫助安置特定部分。這些標(biāo)題并非意在限制其中所 述的概念的范疇，且這些概念可適用于整個(gè)說明書中的其它部分。提供先前描述和所揭示的實(shí)施例意在使任何所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)嵭谢蚴褂帽?發(fā)明。對(duì)這些實(shí)施例的各種修改對(duì)于所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員來說將是顯而易見的，且本文 所界定的一般原理可在不脫離本發(fā)明的精神或范疇的情況下應(yīng)用于其它實(shí)施例。因此， 本發(fā)明并不限于本文所揭示的實(shí)施例，而意在符合與本文所揭示的原理和新穎特征相一 致的最廣泛的范疇。
權(quán)利要求
1.一種通信系統(tǒng)中的干擾消除(IC)方法，其包含接收信號(hào)的多路徑；以及執(zhí)行迭代式干擾消除以移除多路徑干擾。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其中執(zhí)行迭代式干擾消除以移除多路徑干擾包含估計(jì)多個(gè)預(yù)定耙式接收器指延遲中的每一者處的信號(hào)與干擾及噪聲比(SINR); 以及根據(jù)所述耙式接收器指的經(jīng)估計(jì)SINR，對(duì)所述耙式接收器指執(zhí)行連續(xù)信道估計(jì) (CE)和干擾消除，其中直到從樣本緩沖器移除先前指的干擾才開始下一指的信道估計(jì)。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其進(jìn)一步包含改進(jìn)經(jīng)估計(jì)的耙式接收器指延遲。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中每一迭代減少每一指所觀察到的干擾量。
5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中如果迭代不大于預(yù)定最大迭代數(shù)，則所述方法進(jìn) 一步包含對(duì)于每一指/，從全部接收的信號(hào)減去來自在所述先前迭代處重建的所有其它指 的干擾；對(duì)于相同指，在其用于所述先前迭代中的指延遲^,,和^,,的每一側(cè)上的肘個(gè)相鄰 偏移處，計(jì)算那些2M+J個(gè)偏移的每一者處的信道估計(jì)的振幅；將所述新^,,設(shè)置為全部所述2M+7個(gè)偏移中具有最大信道估計(jì)振幅的偏移；以及在所述新^,處，為此指執(zhí)行CE和IC算法。
6. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其中對(duì)于每一耙式接收器的信道估計(jì)，所述方法進(jìn)一步包含基于數(shù)據(jù)符號(hào)而執(zhí)行信道估計(jì)以獲得i， i的值乘以縮放因數(shù)"以最小化均 方誤差(MSE)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中a選擇為-<formula>formula see original document page 2</formula>其中y指示每指的SINR，且w是所累積的數(shù)據(jù)符號(hào)的長(zhǎng)度，其中基于所述數(shù)據(jù)符號(hào)而獲得所述值i。
8. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其中執(zhí)行迭代式干擾消除以移除多路徑干擾包含從 其它多路徑移除經(jīng)估計(jì)信道系數(shù)中的由于旁瓣或主瓣能量泄漏而引起的偏差。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中執(zhí)行迭代式干擾消除以從其它多路徑移除經(jīng)估計(jì) 信道系數(shù)中的由于旁瓣或主瓣能量泄漏而引起的偏差包含估計(jì)多個(gè)預(yù)定耙式接收器指延遲中的每一者處的信號(hào)與干擾及噪聲比(SINR); 以及根據(jù)所述耙式接收器指的經(jīng)估計(jì)SINR，對(duì)所述耙式接收器指執(zhí)行連續(xù)信道估計(jì) (CE)和干擾消除，其中直到從樣本緩沖器移除先前指的干擾才開始下一指的信道估計(jì)。
10. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中如果迭代大于預(yù)定最大迭代數(shù)，則所述方法進(jìn)一 步包含從所接收的信號(hào)移除所有指上累積的經(jīng)重建干擾。
11. 根據(jù)權(quán)利要求l所述的方法，其中所述信號(hào)包含碼分多址(CDMA)或?qū)拵DMA (WCDMA)信號(hào)。
12. —種千擾消除(IC)設(shè)備，其包含接收器，其經(jīng)配置以接收信號(hào)的多路徑；以及模塊，其經(jīng)配置以執(zhí)行迭代式干擾消除以移除多路徑干擾。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的設(shè)備，其中所述模塊包含-用于估計(jì)多個(gè)預(yù)定耙式接收器指延遲中的每一者處的信號(hào)與干擾及噪聲比 (SINR)的裝置；以及用于根據(jù)所述耙式接收器指的經(jīng)估計(jì)SINR對(duì)所述耙式接收器指執(zhí)行連續(xù)信道估 計(jì)(CE)和干擾消除的裝置，其中直到從樣本緩沖器移除先前指的干擾才開始下一指的信道估計(jì)。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其進(jìn)一步包含用于改進(jìn)經(jīng)估計(jì)的耙式接收器指延遲 的裝置。
15. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中每一迭代減少每一指所觀察到的干擾量。
16. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中如果迭代不大于預(yù)定最大迭代數(shù)，則所述設(shè)備 進(jìn)一步包含-對(duì)于每一指Z，用于從全部接收的信號(hào)減去來自在所述先前迭代處重建的所有其 它指的干擾的裝置；對(duì)于相同指，在其用于所述先前迭代中的指延遲^,和A，,的每一側(cè)上的M個(gè)相鄰 偏移處，用于計(jì)算那些2^+/個(gè)偏移的每一者處的信道估計(jì)的振幅的裝置；用于將所述新式.,設(shè)置為全部所述2M+7個(gè)偏移中具有最大信道估計(jì)振幅的偏移 的裝置；以及在所述新&,i處，用于為此指執(zhí)行CE和IC算法的裝置。
17. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中所述用于為每一耙式接收器執(zhí)行信道估計(jì)的裝置進(jìn)一步包含基于數(shù)據(jù)符號(hào)而執(zhí)行信道估計(jì)以獲得〖，〖的值乘以縮放因數(shù)a以 最小化均方誤差(MSE)。
18. 根據(jù)權(quán)利要求16所述的設(shè)備，其中"選擇為<formula>formula see original document page 4</formula>其中7指示每指的SINR，且JV是所累積的數(shù)據(jù)符號(hào)的長(zhǎng)度，其中基于所述數(shù)據(jù)符號(hào)而獲得所述值h。
19. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的設(shè)備，其中所述模塊進(jìn)一步經(jīng)配置以從其它多路徑移除經(jīng) 估計(jì)信道系數(shù)中的由于旁瓣或主瓣能量泄漏而引起的偏差。
20. 根據(jù)權(quán)利要求19所述的設(shè)備，其中所述模塊包含用于估計(jì)多個(gè)預(yù)定耙式接收器指延遲中的每一者處的信號(hào)與干擾及噪聲比 (SINR)的裝置；以及用于根據(jù)所述耙式接收器指的經(jīng)估計(jì)SINR對(duì)所述耙式接收器指執(zhí)行連續(xù)信道估 計(jì)(CE)和干擾消除的裝置，其中直到從樣本緩沖器移除先前指的干擾才開始下一指的信道估計(jì)。
21. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中如果迭代大于預(yù)定最大迭代數(shù)，則所述設(shè)備進(jìn) 一步包含用于從所接收的信號(hào)移除所有指上累積的經(jīng)重建干擾的裝置。
22. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中所述信號(hào)包含碼分多址(CDMA)或?qū)拵DMA (WCDMA)信號(hào)。
23. —種基站，其包含存儲(chǔ)器，其經(jīng)配置以存儲(chǔ)從多個(gè)接入終端接收的信號(hào)的多路徑的樣本； 解調(diào)器，其經(jīng)配置以使用對(duì)應(yīng)于第一接入終端的第一代碼序列來解調(diào)所述存儲(chǔ)的 樣本；解碼器，其經(jīng)配置以解碼來自所述解調(diào)的樣本的數(shù)據(jù)；重建單元，其經(jīng)配置以使用經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)來重建所述多路徑的經(jīng)編碼和經(jīng)調(diào)制的 樣本；以及迭代式干擾消除單元，其經(jīng)配置以從存儲(chǔ)在所述存儲(chǔ)器中的所述樣本移除所述多 路徑的經(jīng)重建樣本。
24. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的基站，其中所述解調(diào)器包含耙式接收器，所述耙式接收器 具有多個(gè)指處理單元以處理所述多路徑，每一指處理單元具有唯一延遲以處理來自 所述存儲(chǔ)器的樣本。
25. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的基站，其中所述重建單元經(jīng)配置以通過重新編碼、重新交 錯(cuò)、重新調(diào)制、重新應(yīng)用數(shù)據(jù)信道增益和重新擴(kuò)展中的至少一者來重建數(shù)據(jù)。
26. 根據(jù)權(quán)利要求24所述的基站，其中對(duì)于每一指處理單元，所述解調(diào)器基于數(shù)據(jù)符號(hào)而執(zhí)行信道估計(jì)以獲得"A的值乘以縮放因數(shù)"以最小化均方誤差(MSE)。
27. 根據(jù)權(quán)利要求26所述的基站，其中"選擇為<formula>formula see original document page 5</formula>，其中y指示每指的SINR，以及W是所累積的數(shù)據(jù)符號(hào)的長(zhǎng)度，其中基于所述數(shù)據(jù)符號(hào)而獲得所述值A(chǔ)。
28. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的基站，其中所述基站經(jīng)配置以接收并處理來自所述接入終 端的碼分多址(CDMA)信號(hào)。
29. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的基站，其中所述基站經(jīng)配置以接收并處理來自所述接入終 端的寬帶CDMA (WCDMA)信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于干擾消除(IC)的系統(tǒng)和方法。一個(gè)方面涉及利用迭代式指延遲調(diào)適的迭代式干擾消除。所述干擾消除方法包含接收信號(hào)的多路徑；和執(zhí)行迭代式干擾消除以移除多路徑干擾，其中所述執(zhí)行迭代式IC包含估計(jì)具有預(yù)定延遲的多個(gè)耙式接收器指中的每一者處的信號(hào)與干擾及噪聲比(SINR)，和根據(jù)所述耙式接收器指的經(jīng)估計(jì)SINR對(duì)所述耙式接收器指執(zhí)行連續(xù)信道估計(jì)(CE)和IC，且其中直到從樣本緩沖器移除先前指的干擾才開始下一指的CE。所述方法進(jìn)一步包含通過在每一指處使用早期結(jié)構(gòu)來改進(jìn)經(jīng)估計(jì)的耙式接收器指延遲。
文檔編號(hào)H04B1/707GK101331687SQ200680047163
公開日2008年12月24日 申請(qǐng)日期2006年10月24日 優(yōu)先權(quán)日2005年10月24日
發(fā)明者侯紀(jì)磊, 約瑟夫·B·索里亞加, 約翰·愛德華·斯米, 陳晶滬 申請(qǐng)人:高通股份有限公司