專利名稱：改善的用于零前綴ofdm系統(tǒng)的碼元恢復(fù)的制作方法
改善的用于零前綴OFDM系統(tǒng)的碼元恢復(fù)本發(fā)明提供一種用于零前綴正交頻分復(fù)用(OFDM)載波中改善的 均衡的系統(tǒng)、設(shè)備和方法。典型的OFDM系統(tǒng)使用循環(huán)前綴，即N采樣的OFDM碼元(symbol) 被循環(huán)地延長Ne采樣，其中N,Lh,且U是信道沖激響應(yīng)的長度。在零前綴0FDM系統(tǒng)中，通過在OFDM碼元之間插入NG個(gè)零采樣， 而不是循環(huán)地延長碼元本身來獲得多路徑保護(hù)。零前綴0FDM系統(tǒng)與循環(huán)前綴系統(tǒng)相比的主要優(yōu)點(diǎn)在于，在零前綴 0F固系統(tǒng)中，總的發(fā)送能量降低。然而，由于信道與OFDM碼元的巻積現(xiàn)在是線性巻積而不是循環(huán)前 綴系統(tǒng)的情況下的循環(huán)巻積，因此接收機(jī)處的均衡發(fā)生變化。另一方 面，通過恰當(dāng)?shù)奶幚恚缱钚《司?，零前綴系統(tǒng)的性能可得到 充分改善，特別是在出現(xiàn)信道空值(channel-nulls )的信道中。然而， 最小二乘方法實(shí)現(xiàn)起來很復(fù)雜。本發(fā)明的系統(tǒng)、設(shè)備和方法提供用于零前綴正交頻分調(diào)制(OFDM) 系統(tǒng)的次優(yōu)的信道均衡技術(shù)，其保持最小二乘均衡的性能，但沒有最 小二乘均衡那樣復(fù)雜。本發(fā)明的技術(shù)還用最小均方誤差(畫SE)均衡 所需的較低復(fù)雜度改善了均衡性能。在第一實(shí)施例中，本發(fā)明的系統(tǒng)、設(shè)備和方法采用次優(yōu)的最小二 乘估計(jì)器。由于第一實(shí)施例所基于的方程系統(tǒng)是超定(over-determined )的， 即具有比未知量更多的觀察值，所以，在第二實(shí)施例中，本發(fā)明的系優(yōu)估計(jì)器。第二實(shí)施例的可替換形式基于實(shí)際信道所需的模式，采用 加索引并因此可以檢索的預(yù)存儲(chǔ)矩陣。在第三實(shí)施例中，進(jìn)一步的簡化消除了對非對角的信道依賴矩陣 (non-diagonal channel-dependent matrix)的求逆。

圖1示出了在具有68ns的rms延遲擴(kuò)展的指數(shù)衰落瑞利信道中， 不同估計(jì)器的均方誤差(MSE)性能；圖2示出了在^[i o o o lf信道中，不同估計(jì)器的均方誤差 (MSE)性能；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明修改的接收機(jī)設(shè)備；和圖4示出了聯(lián)網(wǎng)無線裝置的系統(tǒng)，其中每個(gè)裝置都包括根據(jù)本發(fā) 明修改的設(shè)備。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該了解，提供如下描述是為了解釋而不是為了 限制。本領(lǐng)域技術(shù)人員明白，在本發(fā)明的精神和所附權(quán)利要求的保護(hù) 范圍之內(nèi)存在很多種變形。已知功能和操作的不必要細(xì)節(jié)將從當(dāng)前的 描述中省略，以不使本發(fā)明模糊。在采用最小二乘估計(jì)器的一般化方法中，為任意的L定義L x L的 傅立葉矩陣如下并且通過對g進(jìn)行IFFT導(dǎo)出的OFDM碼元為<formula>formula see original document page 9</formula>。 然后我們可以寫出其中Fw是如上定義的NxN傅立葉矩陣。向量i被延長Ne個(gè)零，其中Nr,是保護(hù)間隔的長度，然后通過具有如下表示的沖激響應(yīng)的信道發(fā)送因此，可用于處理發(fā)送的數(shù)據(jù)向量的所接收的采樣總數(shù)為 接收向量 :可以用信道^和發(fā)送向量4表示如下<formula>formula see original document page 9</formula>令長度為N的數(shù)據(jù)向量為<formula>formula see original document page 10</formula>(2>通過用Ne個(gè)零填充向量^，可以以信道矩陣是循環(huán)的方式將上述方程重新寫為如下形式<formula>formula see original document page 10</formula>(3)方程(2)和(3)是同樣的。然而，方程(3)中的表示使得可以 利用如下特性，即循環(huán)矩陣的特征值是循環(huán)矩陣第一列的FFT,且特征 向量矩陣是傅立葉矩陣。方程(3)可以重新寫為(4)其中Hc是上迷iV + A^維的循環(huán)信道方矩陣。由此得出//c=^》《 a/v (5)其中/^…是W + A^維的傅立葉矩陣，且A是Hc的特征值A(chǔ),的對角 矩陣。這些特征值還是信道的FFT，即(G)其中假設(shè)信道^只有前化+1個(gè)非零值。根據(jù)方程(3) 、(4)和 (5)，接收向量^可以直接用發(fā)送向量^寫為如下形式^、/^t^F二。u,l:A0^ +(7)其中f;《C,i.yv)是(N+NG) xN矩陣，只包含&《的前N列。取c的FFT等效于乘以傅立葉矩陣&《。通過這樣做，并且將方程(7)的兩 邊除以^T^,得到入a' ,、 '入l=F崎其中G = (:，l: A0g和^ = ^V&w。"乃然是加性高斯白噪聲(AWGN)?？梢詾間導(dǎo)出多個(gè)不同的估計(jì)器，如下面的部分所述。用于g的最小二乘估計(jì)器已經(jīng)由B.Muquet等人描述在Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions , IEEE Trans on Comm., Vol.50， No.12, December 2002中，可寫為如下方式&=(GWAHAG)-'<^AW^ (9) 這需要信道依賴矩陣的逆，其不是對角矩陣，并由此帶來在基于FFT的CP-OFDM接收機(jī)上的額外的實(shí)施成本。為了克服該額外的計(jì)算成本，前面所述的Muquet等人公開了針對 實(shí)際ZP-OFDM接收機(jī)的次優(yōu)、低復(fù)雜度的均衡方案。此外，根據(jù)方程 (8), Muquet等人通過首先用A-'乘以f，然后導(dǎo)出用于g的最小二乘 估計(jì)器，同時(shí)注意(^0 = 4,導(dǎo)出次優(yōu)的最小二乘(SLS)估計(jì)器，得到<formula>formula see original document page 11</formula> (10) 雖然，由于G是已知矩陣且所需要的唯一逆是信道頻率值的對角 矩陣，這是實(shí)現(xiàn)起來容易得多的估計(jì)器，但是，如杲存在信道空值， 即任何的義,都接近于零，則估計(jì)誤差將會(huì)很高。本發(fā)明提供兩種計(jì)算上更簡單并避免了噪聲增強(qiáng)的估計(jì)器。方程 (8 )是具有w + ;v。個(gè)可觀測量和N個(gè)未知量的超定方程組。因此，可以省略2中一些接收值。顯然，省略對應(yīng)于小數(shù)值A(chǔ),的那些值是有意義的。用下標(biāo)T來表示穿孔量得到這就得到下面的穿孔次優(yōu)(TS)估計(jì)器<formula>formula see original document page 11</formula> (12)由于矩陣A,已經(jīng)被穿孔而去除了小的特征值，因此這比方程(9) 的最小二乘(LS)估計(jì)器實(shí)現(xiàn)起來更簡單，求逆不會(huì)引起額外的噪聲 增強(qiáng)。然而，由于為了形成&而被去除的G的行依賴于哪個(gè)A,小，因此仍然需要間接依賴于信道的矩陣逆。在優(yōu)選實(shí)施例中，矩陣<formula>formula see original document page 12</formula>
為所去除的行的不同組合進(jìn)行計(jì)算并存儲(chǔ)在持久的存儲(chǔ)器中，然 后根據(jù)實(shí)際信道所需要的模式從該存儲(chǔ)器中檢索出來。在另一優(yōu)選實(shí)施例中，通過假設(shè)GfG,是單位矩陣，對方程(12) 的穿孔次優(yōu)估計(jì)器進(jìn)行進(jìn)一步簡化，得到簡化的穿孔次優(yōu)(STS)估計(jì)器<formula>formula see original document page 12</formula> (13)由于不需要對非對角信道依賴矩陣求逆，因此它非常易于實(shí)現(xiàn)。 盡管由于g(^不是單位矩陣使得該估計(jì)器是明顯非最優(yōu)的，但是，仿真(下面討論)顯示對于低信噪比(<20 DB)來說，即使是在具有頻 譜空值的信道中，該估計(jì)器的性能非常接近于方程(9 )的最小二乘(LS ) 估計(jì)器的性能。進(jìn)行仿真，將該估計(jì)器與為進(jìn)行比較而選擇的度量進(jìn)行比較，均 方誤差(MSE)按照如下定義<formula>formula see original document page 12</formula>0FDM參數(shù)選為N = 64l;v。 = 16。假設(shè)在接收才幾處信道是完全已知的。實(shí)際上，可以通過在數(shù)據(jù)發(fā)送之前發(fā)送的訓(xùn)練序列來獲得信道估計(jì)。圖1示出了在具有68ns延遲擴(kuò)展的指數(shù)衰落瑞利信道中的性能。 假設(shè)采樣率為22MHz，這使得沖激響應(yīng)長度為16。用1000個(gè)不同的信 道實(shí)現(xiàn)和對于每個(gè)實(shí)現(xiàn)的100個(gè)OFDM碼元來進(jìn)行仿真。通常所使用的 用于零前綴OFDM的重疊相加(OLA)方法和循環(huán)前綴(CP) 0FDM的性 能由于比較的目的而被包括進(jìn)來。上面描述的LS估計(jì)器的性能比具有 差不多性能的重疊相加(OLA)和循環(huán)前綴(CP)系統(tǒng)大約好5DB。 TS 和STS估計(jì)器在形成(^和A,時(shí)省略了兩個(gè)最小的特征值。Ts估計(jì)器的 性能與SLS估計(jì)器的性能基本上相同。在低于20dB的SNR下，省略了 2個(gè)最小的頻率響應(yīng)(或特征值)的STS估計(jì)器的性能與LS和TS估計(jì) 器性能幾乎相同，甚至略微好于LS和TS估計(jì)器性能，在更高的SNR 下達(dá)到飽和。這指示著，在工作SNR〈20dB的系統(tǒng)中，可以使用極其簡 單的STS估計(jì)器來獲得與重疊相加(OLA)方法相比高出5dB的改善。圖2示出了在由& = [1 o o o lr定義的信道中的性能比較。該信道在頻譜域中具有4個(gè)空值，因此TS和STS估計(jì)器省略4個(gè)最小的特征 值。這里，看到兩種估計(jì)器的性能存在明顯差別。涉及對全A矩陣直接 求逆的所有估計(jì)器，例如重疊相加(0LA)、循環(huán)前綴(CP)和SLS， 其性能由于頻譜空值造成的噪聲增強(qiáng)而非常差。同樣，在低SNR上的 STS估計(jì)器完全比得上LS和TS估計(jì)器?，F(xiàn)在參照圖3,根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)300包括模塊302，用于對接 收的信號實(shí)施M點(diǎn)的FFT,接下來確定并去除最小的頻率值303,其中 M = ;v + A^。在304，利用穿孔的次優(yōu)(TS)估計(jì)器(12)和簡化的穿 孔的次優(yōu)(STS)估計(jì)器(13)的其中之一來實(shí)現(xiàn)碼元估計(jì)。圖4示出了包括結(jié)合有接收機(jī)設(shè)備300的AP/QAP 401和多個(gè) STA/QSTA 402. i裝置的典型無線網(wǎng)絡(luò)。上面所述的用于零前綴(ZP) OFDM的簡化估計(jì)器在低SNR下工作 地很好，這對于冊B系統(tǒng)具有特別的益處。實(shí)現(xiàn)該估計(jì)器需要更大的 FFT ( iV + A^而不是N)。實(shí)際上，利用2N FFT來代替7V + A^可以更高 效，如果后者不是2的冪的話。盡管對本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行了說明和描述，本領(lǐng)域技術(shù)人員 將會(huì)明白，這里所述的協(xié)議應(yīng)用是示意性的，并且可以做出各種變化 和修改，可以用等價(jià)物來替代其元素而不脫離本發(fā)明的真正范圍。另 外，可以做出很多修改，以便使本發(fā)明的教導(dǎo)適用于實(shí)際情況而不脫 離其中心范圍。因此，意圖是使本發(fā)明不限于作為為執(zhí)行本發(fā)明所設(shè) 想的最佳模式而公開的特定實(shí)施例，但是本發(fā)明包括落入后附權(quán)利要 求范圍中的所有實(shí)施例。
權(quán)利要求
1、一種估計(jì)長度為N的發(fā)送數(shù)據(jù)向量a＝[a0 a1...aN]T的方法，包括如下步驟接收數(shù)據(jù)向量R通過信道Hc的發(fā)送，作為具有NG個(gè)零的零前綴OFDM碼元A＝[A0 A1...AN 0...0]T，其中NG是保護(hù)間隔的長度；用M點(diǎn)FFT(302)計(jì)算信道的特征值，其中M＝N+NG；基于計(jì)算的特征值，從接收向量中去除最小的頻率值(303)，獲得穿孔的接收數(shù)據(jù)向量RT；對穿孔的接收數(shù)據(jù)向量RT執(zhí)行碼元估計(jì)(304)；并且對估計(jì)的碼元進(jìn)行解碼(305)。
2、 根據(jù)權(quán)利要求l的方法，其中 去除步驟進(jìn)一步包括如下步驟i. 確定信道的模式(302 ),其中對于Nc個(gè)特征值，當(dāng)特征值滿足 為空值等式預(yù)先指定的條件時(shí)，信道FFT的特征值是空值，并且ii. 通過省略其對應(yīng)于已確定的空值特征值的N。個(gè)分量，將接收 向量L穿孔為向量^ ( 303 ),執(zhí)行步驟進(jìn)一步包括步驟iii. 基于所確定的模式獲得穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣的步驟(304 ), 和iv. 通過用獲得的穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣預(yù)先乘以穿孔向量&來估 計(jì)生(304 )。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中0FDM碼元是用Ng個(gè)零填充的i的 IFFT, IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變換。
4、 根據(jù)權(quán)利要求2的方法，進(jìn)一步包括如下步驟作為第一步，提供具有至少一個(gè)穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣的庫(304. 1 ), 其中穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣具有對應(yīng)于信道FFT的空值特征值模式的被去除的行；且其中所述獲得步驟進(jìn)一步包括利用已確定模式，首先從所提供的庫 (304.1 )中選擇次優(yōu)估計(jì)器矩陣的步驟。
5、 根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其中提供具有至少一個(gè)穿孔次優(yōu)估計(jì) 器矩陣的庫的步驟進(jìn)一 步包括如下步驟對形成穿孔模式T的被去除的行的不同組合，將如下計(jì)算結(jié)杲預(yù)先 存儲(chǔ)在庫中其中Ar =Hc的對角特征值的矩陣，已經(jīng)被穿孔而去除空值特征值， 4 = ^^， 4 = M。
4 ... 4 0 ... Of通過對2 = [<^ .. 『進(jìn)4亍IFFT獲 得，其中IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變換， Fw是NxN傅立葉矩陣<formula>formula see original document page 3</formula>Z^ 是iV十iV。維的傅立葉矩陣，A是Hc的特征值義,的對角矩陣，使得這些特征值也是信道的FFT,<formula>formula see original document page 3</formula>且假設(shè)信道1l只具有前+1個(gè)非零值， 通過將Wc個(gè)零填充到計(jì)算的向量j中而獲得OFDM碼元， G = &《(:，l: A0/^ ,其中Fw+,Ve (:,l: tV)是只包含&+ 前N列的(TV十Wc> iV 矩陣，且才艮據(jù)對應(yīng)于Ar而^^皮穿孔。
6、 根據(jù)權(quán)利要求5的方法，進(jìn)一步包括當(dāng)N不是2的冪時(shí)，用2N 替換7V + W。的步驟。
7、 根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中所述獲得步驟進(jìn)一步包括提供簡 化的穿孔次優(yōu)估計(jì)器的步驟。
8、 根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中提供簡化的穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣 的步驟包括執(zhí)行如下計(jì)算的步驟其中AT =Hc的對角特征值的矩陣，已經(jīng)被穿孔而去除空值特征值， 4 = /^, ^ = M。
4 …4 0…Of通過對^[a。a, jj進(jìn)行IFFT獲 得，其中IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變換，F(xiàn)w是NxN傅立葉矩陣A, t Ve是yv+/v。維的傅立葉矩陣，A是He的特征值^的對角矩陣，使得這些特征值也是信道的FFT,即<formula>formula see original document page 4</formula>且假設(shè)信道1l只具有前W。 +1個(gè)非零值，通過將Wc個(gè)零填充到計(jì)算的向量^中而獲得OFDM碼元，<formula>formula see original document page 4</formula>矩陣，且G,根據(jù)對應(yīng)于AT而被穿孔。
9、 根據(jù)權(quán)利要求8的方法，進(jìn)一步包括當(dāng)N不是2的冪時(shí)，用2N替換;v+^的步驟。
10、 一種用于零前綴OFDM系統(tǒng)的碼元確定設(shè)備(300 )，包括 頻率去除模塊(303 ),去除接收數(shù)據(jù)向量L的最小頻率值，從而確定穿孔的接收數(shù)據(jù)向量&;碼元估計(jì)模塊(304 )，利用預(yù)先確定的估計(jì)方法，從穿孔的接收 數(shù)據(jù)向量&估計(jì)對應(yīng)于接收數(shù)據(jù)向量L的發(fā)送碼元；和解碼器(305 ),對估計(jì)的碼元進(jìn)行解碼。
11、 根據(jù)權(quán)利要求10的設(shè)備(300 )，其中所接收的向量L對應(yīng)于長度為n的發(fā)送數(shù)據(jù)向量^["。 a ...接收數(shù)據(jù)向量R作為通過信道He的發(fā)送，作為具有N。個(gè)零的零前 綴OFDM碼元444 4 ... 4、， Q .. 0]T,其中Nc是保護(hù)間隔的長度； 頻率去除模塊進(jìn)一步被配置為i. 用M點(diǎn)FFT ( 302 )計(jì)算信道的特征值，其中^/ = 〃 + ^;ii. 基于計(jì)算的特征值，從接收向量中去除最小的頻率值(303 ), 獲得穿孔的接收數(shù)據(jù)向量&;碼元估計(jì)模塊被進(jìn)一步配置為，對穿孔的接收數(shù)據(jù)向量&執(zhí)行碼元估計(jì)(304 );對估計(jì)的碼元進(jìn)行解碼(305 )。
12、 根據(jù)權(quán)利要求11的設(shè)備(300 )，其中 頻率去除模塊進(jìn)一步被配置為i. 確定信道的模式(302 )，其中對于N。個(gè)特征值，當(dāng)特征值滿足 為空值等式預(yù)先指定的條件時(shí)，信道FFT的特征值是空值，并且ii. 通過省略其對應(yīng)于已確定的空值特征值的Ne個(gè)分量，將接收 向量L穿孔為^ ( 303 ),并且碼元估計(jì)模塊被進(jìn)一步配置為iii. 基于所確定的模式獲得穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣(304 ),和iv. 通過用獲得的穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣預(yù)先乘以穿孔向量&來估 計(jì)生(304 )。
13、 根據(jù)權(quán)利要求11的設(shè)備(300 ),其中OFDM碼元是用Ng個(gè)零 填充的^_的IFFT, IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變才奐。
14、 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備(300 ),進(jìn)一步包括 具有至少一個(gè)穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣的庫(304.1 ),其中穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣具有對應(yīng)于信道FFT的空值特征值模式的被去除的行；且其中估計(jì)模塊(304 )被進(jìn)一步配置為利用已確定模式，從所提供 的庫(304. 1 )中獲得次優(yōu)估計(jì)器矩陣。
15、 根據(jù)權(quán)利要求14的設(shè)備(300 ),其中具有至少一個(gè)穿孔次優(yōu) 估計(jì)器矩陣的庫(304. 1 )進(jìn)一步包括對形成穿孔模式T的被去除的行的不同組合，如下計(jì)算的結(jié)果其中A, =Hc的對角特征值的矩陣，已經(jīng)被穿孔而去除空值特征值， 4 = FW ，4 = [Z。
4 …4 0…of通過對^[a。a,… f進(jìn)行IFFT 獲得，其中IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變換， Fw是NxN傅立葉矩陣W + l，/ + l) = ~i=e-河"i，",l,…，AT-1 ,&+,v。是w + ;v。維的傅立葉矩陣，A是Hc的特征值義,的對角矩陣，使得這些特征值也是信道的FFT，即<formula>formula see original document page 6</formula>且假設(shè)信道1l只具有前W。 +1個(gè)非零值， 通過將;V。個(gè)零填充到計(jì)算的向量^中而獲得OFDM碼元， G = /^+w。(:,l:a0/^，其中^《(:,1:a0是只包含&《前N列的(7v + iV。)x7V 矩陣，且^根據(jù)對應(yīng)于A,而纟皮穿孔。
16、 根據(jù)權(quán)利要求15的設(shè)備(300 ),其中當(dāng)N不是2的冪時(shí)，用2N替換;V + iV。。
17、 根據(jù)權(quán)利要求12的設(shè)備(300 )，其中穿孔次優(yōu)估計(jì)器是簡化 的穿孔次優(yōu)估計(jì)器。
18、 根據(jù)權(quán)利要求17的設(shè)備(300 ),其中估計(jì)模塊進(jìn)一步被配置 為利用如下計(jì)算獲得簡化的穿孔次優(yōu)估計(jì)器矩陣<formula>formula see original document page 6</formula>其中Ar - He的對角特征值的矩陣，已經(jīng)被穿孔而去除空值特征值，4 = [4 4…人0…Of通過對^[^…aj進(jìn)行IFFT獲 得，其中IFFT是信道H的FFT的逆傅立葉變換， Fw是NxN傅立葉矩陣<formula>formula see original document page 6</formula>/^ 是^v+i維的傅立葉矩陣A是He的特征值;i,的對角矩陣，使得這些特征值也是信道的FFT,即<formula>formula see original document page 6</formula>L入約", v-t.且假設(shè)信道1l只具有前W。 +1個(gè)非零值，通過將NG個(gè)零填充到計(jì)算的向量A中而獲得0FDM碼元， G = FN+NG (:,1: N)，其中F FN+NG。(:,l: N)是只包含前N列的(N + NG)×N 矩陣，且GT根據(jù)對應(yīng)于AT而被穿孔。
19、 根據(jù)權(quán)利要求18的設(shè)備(300 ),其中當(dāng)N不是2的冪時(shí)，用2N替換N + NG。
20、 一種用于零前綴OFDM系統(tǒng)，被配置為沖執(zhí)行權(quán)利要求1所述方 法的碼元確定設(shè)備(300 )。
21、 一種零前綴OFDM通信系統(tǒng)(400 )，包括多個(gè)通信裝置(401， 402i),每個(gè)通信裝置都包括接收機(jī)，所述接收機(jī)包括根據(jù)權(quán)利要求16 所述的設(shè)備。
22、 一種零前綴OFDM通信系統(tǒng)(400 )，包括多個(gè)通信裝置(401, 402 i ),每個(gè)通信裝置都包括接收機(jī)，所述接收機(jī)包括根據(jù)權(quán)利要求19 所述的設(shè)備。
全文摘要
本發(fā)明的系統(tǒng)、設(shè)備和方法(300)提供用于零前綴正交頻分調(diào)制(OFDM)系統(tǒng)的次優(yōu)的信道均衡技術(shù)，其保持最小二乘均衡的性能，但沒有最小二乘均衡那樣復(fù)雜。本發(fā)明的技術(shù)還用低于最小均方誤差(MMSE)均衡所需的復(fù)雜度的復(fù)雜度改善了均衡性能。信道矩陣被實(shí)現(xiàn)為循環(huán)的，然后在特征值小的地方被穿孔。
文檔編號H04L27/26GK101268667SQ200680034680
公開日2008年9月17日 申請日期2006年9月22日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月23日
發(fā)明者M·高希 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司