專利名稱：Mimo信道上的cdma通信系統(tǒng)的迭代向量均衡的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信的領域。其涉及如何在優(yōu)化性能/復雜度折衷的同時高效地解碼頻率選擇性MIMO信道上所傳送的數(shù)字數(shù)據(jù)。圖1示出了一種總體方法，該方法在具有T個發(fā)送天線、在時刻n遞送信號x[n]的發(fā)送器100與具有R個接收天線、在時刻n接收信號y[n]的接收器200之間、在頻率選擇性MIMO信道300上進行傳輸。
背景技術：
通過分配指定擴展碼(CDMA)來管理多用戶接入同一信道的任何通信系統(tǒng)，在容量上受限于用戶之間的多用戶干擾(MUI)。在本發(fā)明的上下文中，設想了在易于生成其它類型干擾的信道上的傳輸，所述其它類型干擾例如是由多個發(fā)送天線所引起的空間多天線干擾(MAI)，以及由信道的頻率選擇性所引起的符號間干擾(ISI)。當接收時，這些不同種類的干擾是累積的，并且使得恢復有用信息變得困難。
由S.Verdu在1980年間開展的先導工作無疑證明了利用多用戶干擾(MUI)、多天線干擾(MAI)和符號間干擾(ISI)的結構屬性來改進固定負載的性能(每碼片的用戶數(shù))或改進固定性能的負載的好處。
已經研究了許多類型的線性檢測器，其能夠支持更多或更少負載，其中所述負載可以在漸進的條件下被解析地評估。在不借助于迭代技術的情況下，這些檢測器的性能遠不如最大似然(ML)檢測器的性能(針對具有或不具有編碼的系統(tǒng))。
基于對干擾的線性迭代消除的一類非線性LIC-ID檢測器因而提供了性能與復雜度之間的良好折衷。LIC-ID檢測器使用下列功能線性濾波、干擾的加權再生(不管其特性)、從所接收的信號中減去再生的干擾。它們以隨每次新的嘗試而單調增長的可靠性來遞送關于所發(fā)送的調制數(shù)據(jù)(或符號)的判決。旨在消除ISI(在塊級)的LIC-ID檢測器利用復雜度與線性均衡器類似的計算，來漸進地達到最佳ML檢測器的性能。旨在克服MUI的LIC-ID檢測器利用復雜度可與簡單線性檢測器相比較的計算來接近最佳ML檢測器的性能。
LIC-ID檢測器的顯著特征是，它們可以容易地利用由信道解碼器所遞送的硬性或加權判決而被合并，這因而實現(xiàn)了對數(shù)據(jù)分離且迭代的檢測和解碼。
對于在頻率選擇性MIMO信道上過載傳送(假設MUI)的CDMA系統(tǒng)，干擾級別使得必須使用LIC-ID接收器。如果選擇迭代策略，則接收器的復雜度可以僅通過盡可能地簡化迭代處理而被降低并且被合理化。在參考文獻[1](見下文)中針對ISI和MUI情況而分別研究LIC-ID檢測器，而在參考文獻[2](見下文)中是ISI+MUI的情形。
A.M.Chan，G.W.Wornell，“A New Class of EfficientBlock-Iterative Interference Cancellation Techniques for DigitalCommunication Receivers”，IEEE J.VLSI Signal Processing(關于無線通信系統(tǒng)的信號處理的特刊)，卷30，197-215頁，2002年1月-3月。
W.Wang，V.H.Poor，“Iterative(Turbo)Soft InterferenceCancellation and Decoding for Coded CDMA”，IEEE Trans.Commun.，卷COM-47，9號，2356-2374頁，1999年9月。
其對于MUI+MAI+ISI的一般化仍然構成開放的研究課題，特別是由于要實現(xiàn)的處理的復雜度，這意味著關于特別大的矩陣的計算。
一個令人關注的方法在于利用任何內部線性編碼(或擴展過程)所固有的模糊性，其可以被一般地看作是到K個用戶的多重接入或者K維線性調制。這個K維調制的觀點建議在接收時實現(xiàn)K維符號的向量均衡。為了與信道解碼器交互，還需要確定每個被均衡K維符號的每個比特的后驗概率。
最近在參考文獻[3](如下)中提出了利用列表的球解碼算法，以解決這類問題，即在非頻率選擇性的遍歷MIMO信道上對交織編碼調制進行迭代解碼。這個算法產生的性能接近于可以通過直接實現(xiàn)MAP標準所得到的性能，其具有關于天線數(shù)目的極大多項式的復雜度。
B.M.Hochwald、S.Ten Brink“Achieving Near-Capacity on aMultiple-Antenna Channel”，IEEE Trans.Commun.Vol.COM-51，no.3，第389-399頁，2003年5月。
本發(fā)明利用了該算法，將其適配于完全不同的上下文中。
發(fā)明內容
本發(fā)明的第一方面提出了一種根據(jù)權利要求1至22中任一個的接收方法。
本發(fā)明的第二方面提出了一種根據(jù)權利要求23的傳輸系統(tǒng)。
本發(fā)明的第三方面提出了一種根據(jù)權利要求24至29中任一個的接收方法。
本發(fā)明的目的是提出一種接收器，其用于在頻率選擇性MIMO信道(T個發(fā)送天線和R個接收天線)上的“多碼”CDMA傳輸(K＞T)和/或過載CDMA傳輸(K個用戶，擴展因子N＜K)，這是基于這樣的假設在發(fā)送器不存在CSI(即沒有關于信道狀態(tài)的信息)以及在接收器存在對CSI的正確知識。所述接收器基于這樣的簡單機制和技術的組合用于以固定頻譜效率和信噪比(SNR)獲得最好的服務質量，或以固定服務質量、帶寬和SNR獲得最好的可用比特率。
為此，本發(fā)明提出了一種包括從不同發(fā)送天線接收數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)檢測器的迭代編碼和均衡設備，該設備包括·單個線性濾波器，其用于生成關于被發(fā)送K維符號向量的統(tǒng)計，這考慮了由R個接收天線所提供的空間分集；·用于在任何線性濾波之前、從所接收的信號中減去基于對可用的被發(fā)送K維符號向量的估計而再生的干擾的裝置；·用于處理所述線性濾波器的K維輸出以生成可用于外部解碼的比特的概率信息的裝置；·具有加權輸入和輸出的外部解碼，其能夠生成稱作非本征信息的概率信息，用于計算對所發(fā)送數(shù)據(jù)的估計(在最小均方誤差(MMSE)準則的意義上)；·用于遞歸地級聯(lián)(concatenating)外部解碼器的輸出與干擾再生器的裝置。
參考附圖，根據(jù)下面說明性且非限制性的描述，本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點將變得顯而易見，其中-圖1說明了在頻率選擇性MIMO信道上進行傳送的一般概念；-圖2示出了發(fā)送過程的第一部分，其包括數(shù)字信息的外部信道編碼、比特交織以及解復用為K個流(每個針對一個潛在用戶)；-圖3示出了圖2發(fā)送過程的第二部分，其包括空間-時間(或空間-頻率)擴展，以及T個發(fā)送天線上的多路復用；-圖4示出了發(fā)送過程的變型的第一部分，該發(fā)送方法包括數(shù)字信息的外部信道編碼、比特交織、第一解復用(空間解復用)為T個流以及第二解復用(代碼解復用)為U個流；-圖5示出了圖4發(fā)送過程的第二部分，其包括時間(或頻率)擴展，和針對每個天線的單獨的多路復用，其與UMTS HSDPA模式相容；-圖6示出了逐塊衰減或遍歷平面等效的信道，其是通過對頻率選擇性MIMO信道進行傅立葉分解而獲得的，并且通常用作多載波調制的模型；-圖7示出了本發(fā)明的LIC-ID接收器的結構，其只指示了對于理解所述接收過程所必需的功能單元；-圖8a和8b示出了用于實現(xiàn)LIC-ID接收器的兩種等效的方法，圖8a的方法代表了圖7所示的總體檢測器的干擾再生和濾波部分。
具體實施例方式
1.發(fā)送器的一般結構接收密切關聯(lián)于發(fā)送模式，其中，可以基于對擴頻調制的使用和對多個發(fā)送和接收天線的使用、通過高頻譜效率和高適配能力的調制/編碼方案來定義所述發(fā)送模式。在假設不具有對發(fā)送信道的知識(無CSI)并且具有對接收信道的完善知識(CSI)的情況下，所提出的解決方案是可行的。為介紹本發(fā)明的第三實施例，下面簡要描述所述通信模型。
參考圖2和圖5，有用的數(shù)字數(shù)據(jù)被收集并被編組成構成發(fā)送數(shù)字數(shù)據(jù)源101的Ko比特的消息m。在每個消息m中，具有No×Ko生成矩陣Go并且在F2上被構造的線性外部代碼Co在102指定了由下面的矩陣等式定義的長度為No比特的碼字vv＝Gom外部編碼的效率是ρ=KoNo]]>所述碼字的長度No通過下面的等式而關聯(lián)于系統(tǒng)的各種參數(shù)No＝K×L×q其中，K表示潛在用戶的總數(shù)，L表示分組的長度(以符號時刻計)，并且q表示每調制符號的比特數(shù)。代碼可以是任意類型的，例如卷積碼、turbo碼、LDPC碼等。在多接入型配置中，消息m包括來自不同源的多個多路復用消息。編碼關于每個分量消息而被獨立地實現(xiàn)。碼字v由所產生的不同碼字的級聯(lián)103來產生。
碼字v被發(fā)送到以比特級操作且在適用的情況下具有特定結構的交織器104。在多接入型配置中，交織逐段作用于相繼放置的各個碼字。該交織器的輸出被分成KL組q個比特，稱為整數(shù)。
整數(shù)流被解復用105到K個分離的信道上，其中，K可以被隨意選擇為嚴格大于發(fā)送天線的數(shù)量T。來自該操作的輸出是K×L的整數(shù)矩陣D。該矩陣D的L列d[n]n＝0，…，L-1具有下面的結構d[n]=d1[n]Td2[n]T···dK[n]TT∈F2qK]]>
其中，分量整數(shù)dk[n]k＝1，…，K自身被如下構造dk[n]=dk,1[n]dk,2[n]···dk,q[n]T∈F2q]]>矩陣D的整數(shù)dk[n]然后通過調制表 而被單獨調制107以產生調制數(shù)據(jù)，或者更確切地說是具有Q＝2q個元素的星座圖 的復數(shù)符號sk[n]。這將整數(shù)矩陣D轉換成K×L的復數(shù)矩陣S，其中，其L列s[n]n＝0，…，L-1被如下構造 指定下面的逆關系是有益的μ-1(s[n])□d[n] μ-1(sk[n])□dk[n] μj-1(sk[n])□dk，j[n]1.1過載條件下的空間-時間(或空間-頻率)內部線性編碼(或擴展)參考圖3，空間-時間(或空間-頻率)擴展108對于每個矩陣S、借助于N×K生成矩陣G(在復數(shù)主體上所定義的內部線性編碼的生成矩陣)而被實現(xiàn)，其中N＝T×SFSF∈□這個生成矩陣也稱為擴展矩陣。例如，這個矩陣可以被認為是根據(jù)具有擴展因子N的N個正交擴展碼而被構造的。這個內部線性編碼在所述情況下因而對應于具有擴展因子N的空間-時間(空間-頻率)擴展。系統(tǒng)的內部編碼效率(或負載)是如下的比率α=KN]]>關于生成矩陣G的定義，總是有兩個選項可用其中G在每個符號時刻內被重新使用的周期性擴展108(未示出)，或其中G明確取決于符號時刻的非周期性擴展(見圖3)。
周期性和非周期性擴展的假設可以改變接收時的線性前端特性。
這里假設非周期性擴展(這是最一般的情況)。
參考圖3，用生成矩陣Gn在108乘以符號向量s[n]得出了N個碼片的向量 碼片向量z[n]在109被直接多路復用到T個發(fā)送天線上(這里不存在隨后的交織)。該操作的效果是將N×L碼片矩陣z 轉換成T×LSF碼片矩陣x 其中，列x[l]l＝0，…，LSF-1構成MIMO信道的輸入 在符號時刻n所發(fā)送的N個碼片的向量z[n]可以一直以碼片向量x[n]的形式而被組織，其中，碼片向量x[n]是從在碼片時刻l＝nSF和l＝nSF+SF-1之間、在T個天線上所發(fā)送的碼片向量的并置中產生的 因此，作為一般規(guī)則，向量x[n]、z[n]和在符號時刻n＝0，…，L-1所發(fā)送的s[n]通過下面的矩陣等式而相互聯(lián)系x[n]□∏z[n]＝∏Gns[n]＝Wns[n]其中，∏表示N×N置換矩陣。
1.2特殊情況對每個發(fā)送天線的單獨擴展(碼重用原理)假設N在這里是T的倍數(shù)N＝T×SFSF∈□存在SF個長度為SF的正交碼。SF個碼被在每個發(fā)送天線被重用(這是碼重用原理)。對于每個天線單獨實現(xiàn)的擴展，完全在時域(或頻域)中。這強制K也是T的倍數(shù)K＝T′×U U∈□這個條件產生了對內部編碼效率(負載)的新表達式a=USF]]>生成矩陣Gn具有塊對角結構
其中，生成矩陣的塊Gn(t)|關聯(lián)于天線t，其維數(shù)是SF×U。
參考圖4，在時刻n所發(fā)送的整數(shù)向量d[n]具有下面的特定結構d[n]=d(1)[n]Td(2)[n]T···d(T)[n]TT∈F2qK]]>其中，符號向量d(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義d(t)[n]=d1(t)[n]Td2(t)[n]T···dU(t)[n]TT∈F2qU]]>參考圖5，對該數(shù)據(jù)d[n]的調制107產生了在時刻n所發(fā)送的、具有下面特定結構的調制數(shù)據(jù)(或符號)向量 其中，符號向量s(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義 用生成矩陣Gn乘以108符號向量s[n]產生了N個碼片的向量，其也具有特定結構 其中，碼片向量z(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義 每個碼片向量z(t)[n]|然后被多路復用到發(fā)送天線t上。
在符號時刻所發(fā)送的N個碼片的向量z[n]可以一直以碼片向量x[n]的形式而被組織，其中，該碼片向量x[n]是從在碼片時刻l＝nSF和l＝nSF+SF-1之間、在T個天線上所發(fā)送的碼片向量的并置中產生的 因此，作為一般規(guī)則，在符號時刻n＝0，…，L-1所發(fā)送的向量x[n]、z[n]和s[n]通過下面的矩陣等式而相互聯(lián)系x[n]□∏z[n]＝∏Gns[n]＝Wns[n]
其中，∏表示N×N置換矩陣。
應當指出，在這個發(fā)送變型中，空間分集的恢復是通過代碼G0(在102)和外部比特交織(在104)而被實現(xiàn)的。已知將隨擴展碼的長度而增加的過載容量變得更低。
這個發(fā)送方法當然適合于一般類型的空間-時間碼。假設有限帶寬理想Nyquist濾波器，系統(tǒng)的頻譜效率(以每信道使用的比特計)等于η＝T×ρO×q×α實際上，發(fā)送整型濾波器具有非零溢出因子(滾降(roll-off))ε。在接收器，匹配于這個發(fā)送濾波器的濾波器可以被用于所有接收天線。假設信道估計和定時和載波同步功能被實現(xiàn)，以便信道脈沖響應系數(shù)按照與碼片時刻相等的量(在離散基帶中信道等效于離散時間)而被規(guī)則地間隔開。這個假設是合理的，因為香農采樣定理強制以速率(1+ε)/Tc采樣，其可以在ε較小時用1/Tc來接近。直接一般化對于下面針對等于1/Tc的倍數(shù)的采樣率而給出的表達式是可能的。
2.信道模型傳輸在具有多輸入和多輸出(MIMO)的頻率選擇性B-block信道上被實現(xiàn)H□{H(1)，H(2)，…，H(B)}信道H(b)被假設為對于LX個碼片是不變的，其具有以下約定L×SF＝B×LXB∈□碼片矩陣x可以被分成B個分離的T×LX碼片矩陣X(1)，…，X(B)(如果必要，用物理零或保護時間在右邊和左邊進行填充)，其中每個矩陣X(b)負責信道H(b)。由于下面的內容，引入符號中塊的長度是有益的，其被定義為 以便L＝B×LS
B-block模型的極端情況如下B＝1和LX＝LSFLS＝L準靜態(tài)模型B＝LSF和LX＝1LS＝1遍歷(碼片)模型在每個塊內對碼片的重新編號。
2.1卷積信道模型對于任意塊標記b，離散時間基帶等效信道模型(碼片定時)被用于在碼片時刻1以下列形式寫出接收向量y(b)[l]∈□Ry(b)[l]=Σp=0P-1Hp(b)x(b)[l-p]+v(b)[l]]]>其中，P是信道的約束長度(以碼片計)，x(b)[l]∈□T是在碼片時刻1所發(fā)送的T個碼片的復向量，其中， 是標記為b的塊MIMO信道脈沖響應的標記為p的矩陣系數(shù)，以及，v(b)[l]∈□R是復數(shù)附加噪聲向量。復數(shù)附加噪聲向量v(b)[l]被假設為是獨立的，并且按照具有零均值和協(xié)方差矩陣σ2I的循環(huán)對稱的R維高斯法則而等同地分布。脈沖響應的P系數(shù)是R×T的復矩陣，其中，在具有發(fā)送天線之間等同分布的功率的系統(tǒng)的情況下，其輸入是具有滿足下列全局功率標準化約束的協(xié)方差矩陣和零均值的等同分布的獨立高斯輸入E[diag{Σp=0P-1Hp(b)Hp(b)+}]=TI]]>給定這些假設，MIMO信道的不同系數(shù)的相關矩陣的適當?shù)闹捣蟇ishart分布。應當強調，在不具有發(fā)送信道的知識的情況下(無CSI)，對發(fā)送天線的功率的等同分布是合理的功率分配策略。
2.2塊矩陣信道模型為引入數(shù)據(jù)解碼算法，必須示出關于下面類型組的矩陣系統(tǒng)y‾‾(b)=H‾‾(b)x‾‾(b)+v‾‾(b)|]]>其中
其中M是以符號時刻計的信道存儲，其被定義為M=[P-1SF]]]>以及 其中 以及 并且其中 是用于所述信道的Sylvester矩陣 此外 其中，Wn(n＝0，…，L-1)在上面優(yōu)選發(fā)送形式的描述(小節(jié)1.1和1.2的末尾)中基于擴展矩陣Gn而被引入。
由此，最終，所述系統(tǒng)為
y‾‾(b)=H‾‾(b)W‾‾s‾‾(b)+v‾‾(b)=Θ‾‾(b)s‾‾(b)+v‾‾(b)]]>其中， 代表具有擴展碼的信道卷積矩陣 2.3滑動窗口矩陣信道模型實際上，為降低維數(shù)，滑動窗口模型以這樣的長度被使用LW＝L1+L2+1□LS獲得了下面的新系統(tǒng)y‾‾(b)[n]=H‾‾(b)x‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]]]>其中 并且其中， 是用于所述信道的Sylvester矩陣 此外 由此，最終，所述系統(tǒng)為y‾‾(b)[n]=H‾‾(b)W‾‾ns‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]=Θ‾‾n(b)s‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]]]>其中， 代表具有擴展碼的信道卷積矩陣 3.多路徑MIMO信道單載波傳輸(HSDPA)
這里假設比特率很高，并且信道的相干時間較長，以致LX□SF。對于UMTS標準的HSDPA模式，信道是準靜態(tài)的，即B＝1。
4.多徑MIMO信道多載波傳輸(MC-CDMA)擴展(或內部線性編碼)是空間-頻率擴展或頻率擴展。參考圖8，本領域的技術人員知道，發(fā)送IFFT 120和接收FFT 220的引入產生了(忽略交織)不是頻率選擇性的等效信道(通過利用循環(huán)前綴的循環(huán)矩陣而被建模、然后被施加以傅立葉對角的信道)。因此，每個載波負責平坦MIMO信道。利用前述的形式，F(xiàn)FT之后的信道可以被看作是非選擇性的B-block信道(P＝1，M＝0)。應當指出，LX≤SFLS＝1|信道在碼片時刻是B-block信道，但無論怎么看都好像其對于所考慮的符號模型在其符號時刻是“遍歷的”。用于計算所述濾波器的滑動窗口的寬度是LW＝1。
5.接收器200的一般結構接收器200使用LIC-ID檢測。兩種類型的線性前端作為例子而被導出無條件的MMSE和SUMF。在本說明書的余下部分中，關于信道模型的塊標記b的定義被忽略，對其處理是完全一樣的。
5.1被發(fā)送符號MMSE估計在任何迭代i時，假設通過關于被發(fā)送符號(也稱作調制數(shù)據(jù))的比特的對數(shù)比所表示的對數(shù)據(jù)的先驗知識 按照約定，這些比率在第一次迭代時值為零。
參考圖7，基于這個先驗信息，可以在209發(fā)現(xiàn)在MMSE準則意義上、對在時刻n＝0，…，L-1的L個K維符號sk[n]的估計的值 對K維符號的估計被如下表示 通過使用深度空間-時間交織，符號的先驗概率可以用構成它的比特的邊緣概率的乘積來接近Pri[s[n]=s]=Πk=1KΠj=1qPri[dk,j[n]=μk,j-1(s)]]]>
其中，相等通過無窮大交織深度而獲得。
通過引入之前定義的比特先驗概率的對數(shù)比πk，ji[n]，可以寫出Pri[s[n]=s]=12qKΠk=1KΠj=1q{1+(2μk,j-1(s)-1)tanh(πk,ji[n]2)}]]>并且最終發(fā)現(xiàn) 5.2無條件的MMSE向量均衡本發(fā)明建議用(偏置的)MMSE準則意義上的估計來代替對于K維符號sk[n]的最佳檢測(在MAP準則的意義上)，其中，所述估計是基于滑動窗口模型而導出的，其復雜度是系統(tǒng)參數(shù)的多項式，并且不再是指數(shù)的。
每次迭代i時，在202計算第一濾波器 其中，該第一濾波器基于所更新的觀測(涉及特定信道的塊的一部分)消除了干擾符號sk[n]的ISI干擾，并且在受不存在偏置的約束的情況下，產生了最小化均方誤差(MSE)的所發(fā)送調制數(shù)據(jù)(符號)的估算 基于迭代i時K維符號的估計向量 在210定義了在位置L1+1處包括0的修正版本，其用于再生符號s[n]的接口的再現(xiàn) 干擾估計因而通過用所述“具有擴展碼的信道卷積矩陣” 乘以該向量而在210被再生(在小節(jié)2.2或2.3中被計算)Θ‾‾ns‾‾‾ki[n]]]>Wiener濾波器在202被應用于在201減去再生的干擾之后所獲得的觀測向量y‾‾‾i[n]=y‾‾[n]-Θ‾‾ns‾‾‾Δi[n]]]>由于復雜度的原因，無條件MSE和周期性擴展被替代地使用，以便Θ‾‾n=Θ‾‾,∀n=0,...,LS-1]]>這使得濾波器fki對于考慮特定信道的塊在時間上是不變的。
如果擴展是非周期性的，則為了更簡單的線性前端(如在下一小節(jié)中描述的多項式或SUMF)，不使用這個MMSE估計是優(yōu)選的。
這個濾波器最小化了關于符號sk[n]的(偏置)估計的無條件MSE，并且可以容易地根據(jù)正交投影原理而被導出 其中EΔ是K×(LW+M)K維的矩陣，其結構如下 并且其中 Ξ‾Δi=diag{(σs2-σs‾i2)I,...,(σs2-σs‾i2)I,σs2I,(σs2-σs‾i2)I,...,(σs2-σs‾-i2)I}]]>對角線上位于L1+1位置處的項σs2I和通過估算器(estimator)而估算的 在于 所估算的 由濾波器202的輸出給出 其中 并且其中ζi[n]是剩余的干擾和協(xié)方差矩陣噪聲向量 K維剩余干擾和噪聲向量ζi[n]可以通過Cholesky分解而寫為
5.3SUMF向量均衡可以證明前面描述的MMSE方法過于復雜(例如對于非周期性擴展)。單一用戶匹配濾波向量濾波器可能優(yōu)于它，因為所有的迭代都從特定的迭代i開始。這針對任何時刻n而被如下表達 其它可能的均衡變型圖8b示出了小節(jié)5.2和5.3中描述的任一檢測類型的變型。相比于圖8a的濾波器202和干擾再生器210(代表對應于圖7所示的總檢測過程的一部分的兩個檢測步驟)，該變型涉及實現(xiàn)濾波器202’和干擾再生器210’的不同方式。
參考圖8b，濾波202’這里在減去在210’被再生的干擾201的上游而被實現(xiàn)，而不是如在圖8a中的情形那樣在其下游。
所使用的濾波器f’和所使用的干擾重構矩陣b’可以一般根據(jù)先前計算的濾波器f和干擾重構矩陣b(見上面參考圖7和8a的描述)、從下面的相等條件而導出S^=F(Y-BS‾)=F′Y-B′S‾]]>從中導出F′＝F；B′＝FB5.4K維符號的二進制分量的檢測通過應用濾波器L-1Fi，了產生下面的等效模型 其中，向量ζi[n]是恒等協(xié)方差矩陣。
向量檢測被用來在203計算在每個時刻發(fā)送的每個K維符號的每個比特的后驗概率的對數(shù)比。依照最大后驗(MAP)準則，如下定義這些概率量 并且在圖7中被標記為Λ；
或者 其中引入 或者 其中，從πk，ji[n]中獲得Pri[d[n]=d]=Πk=1KΠj=1qPri[dk,j[n]=dk,j]]]>(見小節(jié)5.1)。
至于似然性，其被如下表示 變型1這里根據(jù)MAP準則的向量處理203被利用具有列表的球解碼算法的向量處理203所代替，其復雜度更低，因為其是K的多項式(而不是如MAP準則中是K的指數(shù))。
變型2這里，向量處理203是從MMSE準則或最大化信噪比(MAX SNR)準則中導出的、由匹配濾波器(SUFM)所執(zhí)行的迭代線性消除。
變型3向量處理203在這里包括來自給定迭代的多個不同向量處理操作的連續(xù)實現(xiàn)，這些向量處理操作中每一個都是這個小節(jié)中上面所討論的那些操作之一。例如，實現(xiàn)了知道迭代i的“MAP”處理，然后實現(xiàn)了直到迭代i+M的“具有列表的球”，然后是“MMSE”處理。
由于附加自由度可用于實現(xiàn)給定迭代i處的向量檢測，使得這個第三變型是可行的。
5.5與信道解碼器206交換概率信息在每次迭代i，關于來自信道解碼器206的各個符號的比特的先驗信息是可用的，并且可用于預先引入的APP對數(shù)比這一形式，并且其表示為 通過向量檢測而被遞送給信道解碼器206的關于每個比特的非本征信息，由具有加權輸出的解調器203來遞送，其具有如下形式 其在圖7中表示為Ξ。
針對所有塊的所有比特非本征信息對數(shù)比，因而在205被收集并適當?shù)乇欢嗦窂陀靡约叭ソ豢?，以被發(fā)送到信道解碼器206。這個解碼器考慮包括比特本征概率對數(shù)比N0(每個針對碼字v的一個比特)的唯一的向量 解碼206因而使用例如靈活輸出Viterbi(維特比)算法的算法，來遞送關于所發(fā)送的調制數(shù)據(jù)(或符號)比特的后驗信息概率對數(shù)比λ。
這個對數(shù)λ因而是在207a和207b計算關于解碼后的比特的非本征信息對數(shù)比的基礎，其在形式上被如下定義l(wèi)＝1，…，No 在迭代i中所計算的關于碼字比特的非本征信息對數(shù)比{ξli}，在比特交織和解復用208a和208b之后，類似于下一次迭代時的關于符號比特的先驗概率對數(shù)比{πk，ji+l[n}。
符合本發(fā)明的接收不僅涉及實現(xiàn)它的方法，而且還涉及執(zhí)行它的系統(tǒng)以及包括該接收系統(tǒng)的任何傳輸系統(tǒng)。
權利要求
1.一種用于在具有多個發(fā)送天線和多個接收天線的頻率選擇性信道上進行通信的接收方法，其特征在于，所述接收方法適于處理由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在發(fā)送時相繼地(A)被調制到K個信道上，該數(shù)目K嚴格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴展矩陣(G)或N×K非周期性擴展矩陣(Gn)、在調制數(shù)據(jù)的K維向量上而被擴展，其中N嚴格大于T，其特征還在于，所述接收方法為此而迭代地使用-借助于單個線性濾波器(202、202’)的濾波，其適于在適用的情況下在減去干擾估計之后處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與在所述擴展步驟(B)之前的所發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估計 相對應的K維向量，其中，該濾波特別考慮了所述多個接收天線的空間分集；-在所述濾波之前或之后的干擾相減(201)，其使用了多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計，其中，根據(jù)基于通過先前濾波操作而生成的K維向量 而計算的信息，預先再生所述多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計；-處理，其根據(jù)基于所述K維向量 而計算出的信息、針對所接收的數(shù)據(jù)生成干擾估計，該干擾估計然后被遞歸地發(fā)送到下一個相減步驟(201)。
2.根據(jù)權利要求1的接收方法，其特征在于，發(fā)送時的所述擴展步驟(B)是在K嚴格大于N的情況下被實現(xiàn)的。
3.根據(jù)前述權利要求中任一個的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時在步驟(B)期間被擴展的數(shù)據(jù)，所述擴展是針對每個天線并且在每天線的信道數(shù)目嚴格大于1的情況下而單獨實現(xiàn)的，擴展矩陣(G、Gn)是塊數(shù)目等于天線數(shù)目的塊對角矩陣，并且所述塊是從N/T個正交碼中所構造的。
4.根據(jù)權利要求1或權利要求2的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時在步驟(B)期間被擴展的數(shù)據(jù)，所述擴展是借助于從N個正交碼中所構造的完整擴展矩陣(G、Gn)來實現(xiàn)的。
5.根據(jù)前述任一權利要求的接收方法，其特征在于，所述單個線性濾波器是利用最小均方誤差準則而導出的。
6.根據(jù)權利要求1至4中任一個的接收方法，其特征在于，發(fā)送時的所述擴展步驟(B)被周期性的實現(xiàn)，所述單個線性濾波器根據(jù)無條件的最小均方誤差準則而被導出，并且所述K個濾波器對于給定信道在時間上是不變的。
7.根據(jù)權利要求1至4中任一個的接收方法，其特征在于，所述單個線性濾波器是通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
8.根據(jù)權利要求1至4中任一個的接收方法，其特征在于，所述單個線性濾波器首先根據(jù)所述最小均方誤差準則而被導出，并且然后從給定迭代中變成通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
9.根據(jù)前述權利要求中任一個的接收方法，其特征在于，所述濾波通過最大化濾波(202)后的信噪比而特別考慮了所述多個接收天線的空間分集。
10.根據(jù)前述權利要求中任一個的接收方法，其特征在于，所述單個濾波器是利用滑動窗口來被計算的。
11.根據(jù)前述權利要求中任一個的接收方法，其特征在于，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經在所述步驟(A)之前被編碼，其特征還在于，當接收時，用于生成干擾估計的所述處理使用具有加權輸出的向量處理(203)、解碼(206)和干擾再生(210，210’)，其中，所述具有加權輸出的向量處理(203)處理所述K維向量 并且生成可用于解碼過程的調制數(shù)據(jù)比特的概率信息；所述解碼過程(206)從所述概率信息中生成概率量(λ)；所述干擾再生(210)基于該概率量(λ)而生成干擾估計，并且該干擾估計然后被遞歸地發(fā)送到下一個相減步驟(201)。
12.根據(jù)權利要求11的接收方法，其特征在于，所述干擾再生(210)根據(jù)所發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估計(S)而生成干擾估計，所述估計(S)是基于根據(jù)解碼(206)后可用的先前所發(fā)送比特的非本征信息(ξ)、在最小均方誤差準則的意義上被計算的(209)。
13.根據(jù)權利要求1至10中任一個的接收方法，其特征在于，當發(fā)送時，所述數(shù)據(jù)在所述步驟(A)之前被編碼和交織，而當接收時，用于生成干擾估計的所述處理使用-具有加權輸出的向量處理(203)，其是基于所述K維向量 以及從解碼(206)中產生的解碼統(tǒng)計(II)的，這生成了每調制數(shù)據(jù)比特的統(tǒng)計值(A)；-非本征信息比特級別Ξ的去交織(205)，所述非本征信息是從先前生成的概率量(A)中發(fā)現(xiàn)的；-具有加權輸入和輸出的解碼(206)，其是基于去交織的數(shù)據(jù)()的，并且產生關于所有比特的概率量(λ)；-從所述概率量(λ)中發(fā)現(xiàn)的非本征統(tǒng)計比特級(ξ)的交織(208a-208b)，新的統(tǒng)計(II)然后被遞歸地發(fā)送到具有加權輸出的向量處理的下一步驟(203)；-用于基于所發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估計(S)而生成干擾估計的干擾再生(210、210’)，其中，所述所發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估計(S)是在最小均方誤差準則的意義上、根據(jù)所述新的被交織統(tǒng)計(II)而被計算的，所述干擾估計然后被遞歸地發(fā)送到下一個相減步驟(201)。
14.根據(jù)權利要求9到13中任一個的接收方法，其特征在于，所述具有加權輸出的向量處理(203)是根據(jù)最大后驗準則而導出的。
15.根據(jù)權利要求9到13中任一個的接收方法，其特征在于，所述具有加權輸出向量處理(203)是通過具有列表的球解碼算法來實現(xiàn)的。
16.根據(jù)權利要求9到13中任一個的接收方法，其特征在于，所述具有加權輸出的向量處理(203)是根據(jù)最小均方誤差準則而導出的線性迭代干擾消除。
17.根據(jù)權利要求9到13中任一個的接收方法，其特征在于，所述具有加權輸出的向量處理(203)是利用匹配濾波器、根據(jù)最大化信噪比準則而導出的線性迭代干擾消除。
18.根據(jù)權利要求9到13中任一個的接收方法，其特征在于，所述具有加權輸出的向量處理(203)包括從給定的迭代連續(xù)實現(xiàn)多個不同的向量處理，其中每個向量處理可以是利用匹配濾波器的下列算法根據(jù)最大后驗準則而導出的算法、具有列表的球解碼算法、根據(jù)最小均方誤差準則而導出的算法或者根據(jù)最大化信噪比準則而導出的算法。
19.根據(jù)權利要求11到18中任一個的接收方法，其特征在于，解碼(206)輸出的所述概率量(λ)是關于調制數(shù)據(jù)比特的后驗信息概率的對數(shù)比。
20.根據(jù)前一權利要求的接收方法，其特征在于，所述解碼(206)借助于具有加權輸入和輸出的維特比算法來計算所述概率量(λ)。
21.根據(jù)前述權利要求中任一個的接收方法，其特征在于，發(fā)送時的所述擴展步驟(B)是在頻域中實現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是多載波類型的。
22.根據(jù)權利要求1到20中任一個的接收方法，其特征在于，發(fā)送時的所述擴展步驟(B)是在時域中實現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是單載波類型的。
23.一種傳輸系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包括-發(fā)送系統(tǒng)，其包括多個發(fā)送天線，并且適于調制到K個信道上，其中數(shù)目K嚴格大于發(fā)送天線的數(shù)目T，以及適于利用N×K周期性擴展矩陣(W)或N×K非周期性擴展矩陣(Wn)、在調制數(shù)據(jù)的K維向量上進行擴展，其中N嚴格大于T，以及適于實現(xiàn)數(shù)據(jù)處理以從所述T個發(fā)送天線進行發(fā)送；-頻率選擇性傳輸信道；-接收系統(tǒng)，其包括多個接收天線，并且適于實現(xiàn)根據(jù)前述任一權利要求的接收方法。
24.一種用于在具有多個發(fā)送天線和多個接收天線的頻率選擇性信道上進行通信的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述接收系統(tǒng)適于處理經由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在被發(fā)送時已經相繼地(A)被調制到K個信道上，其中，數(shù)目K嚴格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴展矩陣(G)或N×K非周期性擴展矩陣(Gn)、在調制數(shù)據(jù)的K維向量上被擴展，其中N嚴格大于T，其特征還在于，所述系統(tǒng)為此而包括-單個線性濾波器(202、202’)，其適于在適用的情況下在減去干擾估計之后處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與在所述擴展步驟(B)之前的所發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估算相對應的K維向量 所述濾波器特別考慮了所述多個接收天線的空間分集；-在所述單個濾波器的上游或下游的干擾減法器(201)，其使用多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計，其中，根據(jù)基于由所述單個濾波器先前生成的K維向量 而計算出的信息，預先再生所述多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計；-處理裝置，其適于根據(jù)基于所述K維向量 而計算出的信息，生成所接收數(shù)據(jù)的干擾估計，所述干擾估計然后被遞歸地發(fā)送到所述減法器(201)；所述接收系統(tǒng)的這些部件適于被迭代地使用。
25.根據(jù)前一權利要求的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個線性濾波器是利用最小均方誤差準則而被導出的。
26.根據(jù)權利要求24的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個線性濾波器是通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
27.根據(jù)權利要求24的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個線性濾波器首先根據(jù)所述最小均方誤差準則而被導出，并且然后從給定迭代變成通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
28.根據(jù)權利要求24到27中任一個的接收系統(tǒng)，其特征在于，適于生成干擾估計的所述處理裝置包括具有加權輸出的向量處理裝置(203)、解碼器(206)和干擾再生器(210、210’)，其中，所述具有加權輸出的向量處理裝置(203)適于處理所述K維向量 并且生成可由所述解碼器使用的關于調制數(shù)據(jù)比特的概率信息；所述解碼器(206)適于根據(jù)所述概率信息而生成概率量(λ)；所述干擾再生器(210)基于該概率量(λ)而生成干擾估計，該干擾估計然后被遞歸地發(fā)送到所述減法器(201)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于在具有多個發(fā)送天線和多個接收天線的頻率選擇性信道上通信的接收方法，用于處理由接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)當發(fā)送時被相繼地調制和擴展。為此，接收使用－借助于單個線性濾波器(202，202’)的濾波，其適于處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與擴展前的被發(fā)送調制數(shù)據(jù)的估算(S)相對應的向量；－干擾相減，其使用多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計，其中，基于對通過先前濾波202而生成的向量(S)來預先再生該多天線干擾、符號間干擾和多用戶干擾的估計；－處理，其根據(jù)基于所述向量(S)而計算的信息，生成被接收數(shù)據(jù)的干擾估計。本發(fā)明還涉及適于實現(xiàn)該方法的接收系統(tǒng)，和包括該接收系統(tǒng)的傳輸系統(tǒng)。
文檔編號H04L1/06GK1977469SQ200580020568
公開日2007年6月6日 申請日期2005年4月21日 優(yōu)先權日2004年4月22日
發(fā)明者R·維索茲, A·貝爾泰 申請人:法國電信公司