專利名稱：零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信技術(shù)，特別是涉及一種應(yīng)用于不對稱數(shù)字用戶線路(ADSL)綜合測試系統(tǒng)的、測試調(diào)制解調(diào)器(MODEM)終端是否正常連接的并作為綜合測試系統(tǒng)的一個(gè)有機(jī)組成部分，為固定電話網(wǎng)ADSL運(yùn)營商提供線路維護(hù)的有效測試手段的測試方法的技術(shù)。
背景技術(shù)：
目前ADSL技術(shù)在國內(nèi)固定電話網(wǎng)得到廣泛應(yīng)用，用戶容量迅速擴(kuò)張，線路開通測試工作量巨大，線路維護(hù)工作中的申告受理量急劇上升，因此需要有效的ADSL綜合測試系統(tǒng)，通過測試分析來判斷用戶終端的連接狀態(tài)，是整個(gè)測試系統(tǒng)中一個(gè)十分重要的功能。
在現(xiàn)有的ADSL測試儀器產(chǎn)品中，一般采用電時(shí)域反射(ETDR)的方法判斷用戶終端的連接狀態(tài)。
在金屬雙絞線的近端施加非對稱正弦單個(gè)脈沖激勵(lì)信號，見圖1、圖2、圖3曲線的左側(cè)圖形，由雙絞線傳輸?shù)竭h(yuǎn)端，當(dāng)遠(yuǎn)端阻抗不匹配時(shí)，形成反射波再折回到近端，見圖1、圖2曲線的右側(cè)圖形。系統(tǒng)測試的激勵(lì)波與反射波之間的時(shí)間值，反映了近端到遠(yuǎn)端的長度距離。
如果雙絞線的遠(yuǎn)端連接MODEM終端，或者開路、短路等狀態(tài)，反射的波形就會(huì)有各種不同的變化。當(dāng)遠(yuǎn)端完全開路時(shí)，遠(yuǎn)端阻抗為無窮大，形成正方向的反射波，如圖1所示。當(dāng)遠(yuǎn)端完全短路時(shí)，遠(yuǎn)端阻抗為零，形成負(fù)方向的回饋波，如圖2所示。當(dāng)遠(yuǎn)端正常連接MODEM時(shí)，遠(yuǎn)端阻抗基本平衡，不形成反射波，如圖3所示。當(dāng)遠(yuǎn)端的負(fù)載和線路阻抗發(fā)生變化時(shí)，回饋波在正、負(fù)方向之間變化。另外，線路遠(yuǎn)端橋接、接觸不良或絕緣不良等，均會(huì)影響負(fù)載阻抗的匹配狀態(tài)。
ETDR測試可以通過對測試曲線反射波形的分析，直觀地判斷雙絞線遠(yuǎn)端的終端連接狀態(tài)和線路的長度。但是僅僅依靠ETDR測試，時(shí)常會(huì)因曲線特征不明顯而造成誤判。主要原因在于1)線路衰減造成反射信號難以測量。
2)線路波速μ隨著雙絞線的材料和線徑變化，很難確定反射波幅值和線路長度的對應(yīng)關(guān)系。
3)MODEM阻抗特性參數(shù)的不確定性和不一致性，有時(shí)會(huì)形成虛假的負(fù)載阻抗不匹配。
4)遠(yuǎn)端的非正常連接有時(shí)也會(huì)形成負(fù)載阻抗匹配現(xiàn)象。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷，本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端的方法、裝置、流程及應(yīng)用，判斷線路是否具有遠(yuǎn)端連接MODEM終端的狀態(tài)特征；并能與ETDR測試功能配合使用，增強(qiáng)雙絞線遠(yuǎn)端連接狀態(tài)的判別可靠性，更加有效地實(shí)現(xiàn)開通線路的傳輸性能預(yù)評估，實(shí)現(xiàn)申告線路的故障判別與定位。
為實(shí)現(xiàn)以上目的，本發(fā)明的技術(shù)方案是提供一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端，其特征在于，使用綜合測試系統(tǒng)中的阻抗掃頻測試電路，啟動(dòng)零極點(diǎn)判別測試，測量用戶線路的頻域阻抗特征函數(shù)，分析函數(shù)在幅頻坐標(biāo)上的零極點(diǎn)配置，從而判斷遠(yuǎn)端負(fù)載的連接狀態(tài)，其方法為1)設(shè)置掃頻參數(shù)初值Fs＝1KHz，k＝1.2；2)Fs→掃頻信號激勵(lì)電路；啟動(dòng)掃頻信號激勵(lì)電路；3)設(shè)置可編程放大器放大倍數(shù)Kp，啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換電路，讀取頻域阻抗特征函數(shù)值；4)根據(jù)信號幅值判斷需要調(diào)整Kp？需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至3)，不需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至5)
5)Fs＝Fs×k；6)Fs≥9000000？大于則轉(zhuǎn)至7)，不大于則轉(zhuǎn)至2)；7)最小二乘算法驗(yàn)證并修正測試數(shù)據(jù)；8)零點(diǎn)極點(diǎn)判讀并輸出測試結(jié)果；其測量用戶線路的頻域阻抗特征函數(shù)，分析函數(shù)的零極點(diǎn)配置，從而判斷遠(yuǎn)端負(fù)載的連接狀態(tài)。
特征函數(shù)的一般表達(dá)式為ZL(s)=kΠi=1Y(bi+s)·Πi=1N(di+s)Πi=1X(ai+s)·Πi=1M(ci+s)]]>①其中ai為雙絞線固有的極點(diǎn)，bi為雙絞線固有的零點(diǎn)；ci為線路連接終端后增加的極點(diǎn)，di為增加的零點(diǎn)終端的零點(diǎn)極點(diǎn)配置由電路結(jié)構(gòu)所決定，MODEM的阻抗特征函數(shù)數(shù)學(xué)模型為2階零型函數(shù)，兩個(gè)共軛復(fù)數(shù)零點(diǎn)ZM(s)=R·(s2+2ξωZ·s+ωZ2)s·(s+ωP)]]>②其中R為MODEM頻域阻抗特征函數(shù)的通頻段等效阻抗，圖4所示的標(biāo)準(zhǔn)MODEM等效電路，其阻抗特征函數(shù)為ZM(s)=100·(s2+366667s+78014184397)s(s+212766)]]>③標(biāo)準(zhǔn)MODEM頻域阻抗特征曲線如圖5所示，函數(shù)曲線在角頻率坐標(biāo)106以內(nèi)具有明顯的2階零點(diǎn)特征。
圖6中虛線為一種實(shí)用MODEM的頻域阻抗特征測試曲線，同樣是一個(gè)典型的2階零型函數(shù)，取ωZ≈3×105(1/s)，R＝400，ξ＝0.15，ωP＝6.8×104，帶入式②可以得到數(shù)學(xué)擬合曲線，即圖6中的實(shí)線。
雙絞線的零點(diǎn)在很高的頻段上，反映其特性的主要是固有極點(diǎn)。因此，只有當(dāng)特征函數(shù)曲線在角頻率坐標(biāo)106以內(nèi)呈現(xiàn)出零點(diǎn)特征時(shí)，就表明線路遠(yuǎn)端連接了MODEM終端。圖7中的虛線為1Km雙絞線的頻域阻抗特征測試曲線，實(shí)線為1Km雙絞線連接了MODEM終端后的頻域阻抗特征測試曲線。對比后可以清楚地看出，連接MODEM前后雙絞線的特征函數(shù)的零點(diǎn)和極點(diǎn)的分布變化，連接MODEM后具有很明顯的零點(diǎn)圖形特征。而當(dāng)線路逐漸延長時(shí)，直接的零點(diǎn)圖形特征將逐步減弱，需要對整個(gè)曲線進(jìn)行零極點(diǎn)配置分析才能得到有效的結(jié)論。
判別線路是否連接MODEM的計(jì)算公式為β=|ZM(si+1)|-|ZM(si)|si+1si=Ci=1,2,3,......N]]>④β是單對數(shù)坐標(biāo)上的離散微分公式計(jì)算結(jié)果，常數(shù)C取2或經(jīng)驗(yàn)值，采樣點(diǎn)數(shù)N的取值使得頻域坐標(biāo)至少覆蓋到9×106范圍。
當(dāng)β連續(xù)小于零又轉(zhuǎn)向大于零，阻抗特征函數(shù)曲線即為低頻段極點(diǎn)過渡到較高頻段零點(diǎn)的特征。
當(dāng)MODEM連接一定長度的雙絞線路時(shí)，特征函數(shù)結(jié)構(gòu)會(huì)發(fā)生變化，就會(huì)形成如式①的數(shù)學(xué)模型，它不是線路的數(shù)學(xué)模型與MODEM的數(shù)學(xué)模型簡單的相乘，有關(guān)的零點(diǎn)和極點(diǎn)的結(jié)構(gòu)位置均發(fā)生了變化。
雙絞線空線對的零點(diǎn)是由線路的小電感特性產(chǎn)生的，其頻率位置一般在很高的頻段上，一般不會(huì)去測量。而MODEM中的信號變壓器、分離器等也具有電感特性，同樣在特征函數(shù)曲線中產(chǎn)生零點(diǎn)，其頻率位置一般在較低的中頻段上，在圖7中均可以看到明顯的圖形特征。
9)結(jié)束。
所述的最小二乘算法對數(shù)據(jù)進(jìn)行驗(yàn)證和修正式為平方擬合函數(shù)Zs(ωi)＝a0+a1ωi+a2ωi2
i＝1，2，......m⑥其中m是采樣個(gè)數(shù)N的子集，也就是將A/D轉(zhuǎn)換器連續(xù)的采樣數(shù)據(jù)分為若干組，每組m個(gè)采樣數(shù)據(jù)為一組ZD(ωi)，令C=Σi=1mδi2=Σi=1m[ZD(ωi)-]ZS(ωi)]2]]>⑦當(dāng)偏微分方程滿足∂c∂an=0,]]>n＝0，1，2，得到最小的C值，這時(shí)曲線擬合得最好，它與每個(gè)采樣數(shù)據(jù)之間的誤差最小；由此可得a0m+a1∑ωi+a2∑ωi2＝∑ZD(ωi)a0∑ωi+a1∑ωi2+a2∑ωi3＝∑ωi·ZD(ωi)a0∑ωi2+a1∑ωi3+a2∑ωi4＝∑ωi2·ZD(ωi)⑧使用高斯消元法，解算出擬合曲線2階多項(xiàng)式的各項(xiàng)系數(shù)a0、a1、a2；對于已經(jīng)過平滑處理的采樣數(shù)據(jù)ZSωi)，按照式①描述的結(jié)構(gòu)確定ZL(ωi)的零極點(diǎn)的系數(shù)，令C=Σi=1Nδi2=Σi=1N[ZS(ωi)-ZL(ωi)]2]]>⑨當(dāng)C取得最小值，就可以得到最近似的特征函數(shù)；式⑨中最小二乘的取數(shù)范圍是全部采樣數(shù)據(jù)，在實(shí)際應(yīng)用中，最小值C有個(gè)經(jīng)驗(yàn)范圍。
所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，包括一個(gè)DSP嵌入式系統(tǒng)，通過端口總線P-BUS分別連接掃頻信號激勵(lì)單元的控制輸入端、特征阻抗匹配單元的控制輸入端和測試數(shù)據(jù)采集單元的數(shù)據(jù)輸出端，由DSP嵌入式系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)測試控制與運(yùn)算功能；其中所述掃頻信號激勵(lì)單元的輸出端連接所述特征阻抗匹配單元的信號輸入端，所述特征阻抗匹配單元的信號輸出端連接測試數(shù)據(jù)采集單元的數(shù)據(jù)輸入端，與被測試的雙絞線連接的測試端口單元連接所述特征阻抗匹配單元。
阻抗掃頻測試電路組合在ADSL線路綜合測試系統(tǒng)中，ADSL線路綜合測試系統(tǒng)是在各項(xiàng)測試功能的基礎(chǔ)上，由綜合測試分析軟件實(shí)現(xiàn)對線路故障的自動(dòng)定位。系統(tǒng)具有以下特點(diǎn)可減少障礙歷時(shí)時(shí)間；可對用戶進(jìn)行開通前預(yù)評估，提高裝機(jī)成功率，避免盲目裝機(jī)；可降低維護(hù)成本、節(jié)省內(nèi)部管理費(fèi)用；提高用戶滿意度，變過去的被動(dòng)維護(hù)為主動(dòng)維護(hù)；在用戶申告的線路故障中，MODEM未連接，或者連接錯(cuò)誤、接觸不良、未上電，占了很大的故障比例。因此，遠(yuǎn)端MODEM連接狀態(tài)的測試，在綜合測試系統(tǒng)中作用顯著。利用本發(fā)明提供的零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端，與ETDR測試功能配合使用，更加準(zhǔn)確地測試遠(yuǎn)端是否連接MODEM，從而更加有效地實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)端線路的故障定位；由于ETDR對線路遠(yuǎn)端開路和短路的測試準(zhǔn)確度很高，而線路遠(yuǎn)端連接MODEM的測試準(zhǔn)確度很低。因此，如ETDR未得到開路或短路的結(jié)果就啟動(dòng)本發(fā)明的零極點(diǎn)判別測試程序，進(jìn)一步確定遠(yuǎn)端MODEM的連接狀態(tài)。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)中開路或高阻抗的雙絞線的ETDR測試波形圖；圖2是現(xiàn)有技術(shù)中短路或低阻抗的雙絞線的ETDR測試波形圖；圖3是現(xiàn)有技術(shù)中連接終端設(shè)備或負(fù)載的雙絞線的ETDR測試波形圖；圖4是標(biāo)準(zhǔn)MODEM的等效電路圖；圖5是標(biāo)準(zhǔn)MODEM的頻域阻抗特征曲線圖；圖6是一種實(shí)用MODEM的頻域阻抗特征測試曲線(虛線)和數(shù)學(xué)擬合曲線圖；圖7是1Km雙絞線連接MODEM前(虛線)后的頻域阻抗特征測試曲線圖；圖8是阻抗掃頻測試電路結(jié)構(gòu)框圖；圖9是阻抗掃頻測試電路測試端口電路原理圖；圖10是阻抗掃頻測試電路特征阻抗匹配電路原理圖；圖11是阻抗掃頻測試電路掃頻信號激勵(lì)電路原理圖；
圖12是阻抗掃頻測試電路測試數(shù)據(jù)采集電路原理圖；圖13是阻抗掃頻測試電路DSP嵌入式系統(tǒng)A電路原理圖；圖14是阻抗掃頻測試電路DSP嵌入式系統(tǒng)B電路原理圖；圖15是阻抗掃頻測試電路DSP嵌入式系統(tǒng)C電路原理圖；圖16是本發(fā)明的零極點(diǎn)分析法測試運(yùn)算固件程序框圖；圖17是本發(fā)明的遠(yuǎn)端MODEM連接狀態(tài)測試流程。
具體實(shí)施例方式
以下結(jié)合

對本發(fā)明的實(shí)施例作進(jìn)一步詳細(xì)描述，但本實(shí)施例并不用于限制本發(fā)明，凡是采用本發(fā)明的相似結(jié)構(gòu)、相似方法及其相似變化，均應(yīng)列入本發(fā)明的保護(hù)范圍。
如圖8所示，本發(fā)明實(shí)施例提供的一種阻抗掃頻測試電路的結(jié)構(gòu)一DSP嵌入式系統(tǒng)，通過端口總線P-BUS分別連接掃頻信號激勵(lì)單元的控制輸入端、特征阻抗匹配單元的控制輸入端和測試數(shù)據(jù)采集單元的數(shù)據(jù)輸出端，由DSP嵌入式系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)測試控制與運(yùn)算功能；其中所述掃頻信號激勵(lì)單元的輸出端連接所述特征阻抗匹配單元的信號輸入端，所述特征阻抗匹配單元的信號輸出端連接測試數(shù)據(jù)采集單元的運(yùn)算放大器輸入端，與被測試的雙絞線連接的測試端口單元連接所述特征阻抗匹配單元。
測試端口單元的電路如圖9所示，測試端口單元的輸入端(繼電器RL101)為設(shè)備的測試總接口，用于與被測試的雙絞線連接；輸入端經(jīng)過主要功能是高壓隔離和雙向高通濾波的保護(hù)電路(集成電路D101)分別接續(xù)噪聲功率輸出端(繼電器RL102)、頻域衰減輸出端(繼電器RL103)、電時(shí)域反射測試輸出端(繼電器RL104)和阻抗掃頻測試輸出端(繼電器RL105)。
特征阻抗匹配單元的電路如圖10所示，P-BUS連接256級可編程阻抗模塊D201集成電路的總線輸入端，D201集成電路的C1A、C1B～C4A、C4B輸出端分別連接繼電器RL201～RL204；在P-BUS的控制下，256級可編程阻抗模塊D201集成電路可以動(dòng)態(tài)調(diào)整T1/T2端的阻抗匹配，另外通過繼電器RL201～RL204選擇電容參數(shù)，調(diào)整阻抗的滯后相位角。特征阻抗匹配電路主要用于阻抗掃頻測試中自動(dòng)調(diào)整測試分辨率，實(shí)現(xiàn)整個(gè)頻段的有效測試。
掃頻信號激勵(lì)單元的電路如圖11所示，P-BUS連接直接數(shù)字合成DDS芯片D301的總線輸入端，D301的基準(zhǔn)信號輸出端經(jīng)運(yùn)放芯片D302、變壓器T301連接掃頻信號激勵(lì)單元的掃頻驅(qū)動(dòng)信號輸出端；在P-BUS的控制下，直接數(shù)字合成DDS芯片D301產(chǎn)生掃頻基準(zhǔn)信號，由運(yùn)放D302實(shí)現(xiàn)功率放大，變壓器T301實(shí)現(xiàn)阻抗變換后輸出掃頻驅(qū)動(dòng)信號，作為測試激勵(lì)的基準(zhǔn)加在被測線路與特征阻抗匹配電路串聯(lián)的回路上，頻域阻抗特征函數(shù)建立在頻域?qū)?shù)坐標(biāo)之上，因此要控制掃頻電路依次輸出正弦信號的頻率為fi＝f0×kii＝1，2，3，......⑤其中，起始頻率f0＝1×103，變化倍數(shù)k＝1.2，截止頻率fi≤9×106。由此可以知道掃頻采樣點(diǎn)數(shù)為50個(gè)。
測試數(shù)據(jù)采集單元的電路如圖12所示，測試數(shù)據(jù)采集單元的輸入端經(jīng)過可編程放大器、偏置電路，再連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片D403。測試正弦信號經(jīng)過可編程放大器，信號幅值放大到易于分辨的0.5V～2.3V，經(jīng)過偏置電路疊加2.5V直流電平再輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片D403。轉(zhuǎn)換輸入電壓范圍0V～5V，轉(zhuǎn)換速率5MHz。
DSP嵌入式系統(tǒng)A如圖13所示，由DSP芯片D501、電源管理芯片D502、復(fù)位控制芯片D503等組成嵌入式系統(tǒng)CPU部分。DSP嵌入式系統(tǒng)B如圖14所示，由可編程CPLD芯片D601構(gòu)建嵌入式系統(tǒng)的時(shí)序控制、總線擴(kuò)展、地址譯碼、串行接口、中斷管理等功能電路。DSP嵌入式系統(tǒng)C如圖15所示，包括存儲(chǔ)器電路和繼電器控制驅(qū)動(dòng)電路。以上三部分是整個(gè)阻抗掃頻測試電路的運(yùn)算控制核心。
測試線路特征函數(shù)的零極點(diǎn)配置的硬件電路，即圖8～圖15所示的阻抗掃頻測試電路，組合在現(xiàn)有的ADSL線路綜合測試系統(tǒng)內(nèi)。其中，測試端口電路、測試數(shù)據(jù)采集電路和DSP嵌入式系統(tǒng)，是同噪聲功率、頻域衰減和電時(shí)域反射等項(xiàng)測試功能共用的電路。有關(guān)各項(xiàng)測試功能的全部固件程序，固化在DSP嵌入式系統(tǒng)C中的FLASH存儲(chǔ)器里。
零極點(diǎn)分析法測試終端的固件程序框圖如圖16所示，程序包括測試控制和測試運(yùn)算兩個(gè)部分，程序流程如下1)設(shè)置掃頻參數(shù)初值Fs＝1KHz，k＝1.2；2)Fs→掃頻信號激勵(lì)電路；啟動(dòng)掃頻信號激勵(lì)電路；3)設(shè)置可編程放大器放大倍數(shù)Kp，啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換電路，讀取頻域阻抗特征函數(shù)值；4)根據(jù)信號幅值判斷需要調(diào)整Kp？需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至3)，不需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至5)；5)Fs＝Fs×k；6)Fs≥9000000？大于則轉(zhuǎn)至7)，不大于則轉(zhuǎn)至2)；7)最小二乘算法驗(yàn)證并修正測試數(shù)據(jù)；8)零點(diǎn)極點(diǎn)判讀并輸出測試結(jié)果；其測量用戶線路的頻域阻抗特征函數(shù)，分析函數(shù)的零極點(diǎn)配置，從而判斷遠(yuǎn)端負(fù)載的連接狀態(tài)。
特征函數(shù)的一般表達(dá)式為ZL(s)=kΠi=1Y(bi+s)·Πi=1N(di+s)Πi=1X(ai+s)·Πi=1M(ci+s)]]>①其中ai為雙絞線固有的極點(diǎn)，bi為雙絞線固有的零點(diǎn)；ci為線路連接終端后增加的極點(diǎn)，di為增加的零點(diǎn)；終端的零點(diǎn)極點(diǎn)配置由電路結(jié)構(gòu)所決定，MODEM的阻抗特征函數(shù)數(shù)學(xué)模型為2階零型函數(shù)，兩個(gè)共軛復(fù)數(shù)零點(diǎn)
ZM(s)=R·(s2+2ξωZ·s+ωZ2)s·(s+ωp)]]>②其中R為MODEM頻域阻抗特征函數(shù)的通頻段等效阻抗，其阻抗特征函數(shù)為ZM(s)=100·(s2+366667s+78014184397)s+(s+212766)]]>③其中R為MODEM頻域阻抗特征函數(shù)的通頻段等效阻抗。
判別線路是否連接ODEM的計(jì)算公式為{β=|ZM(si+1)|-|ZM(si)|si+1si=Ci=1,2,3,......N]]>④β是單對數(shù)坐標(biāo)上的離散微分公式計(jì)算結(jié)果，常數(shù)C取2或經(jīng)驗(yàn)值，采樣點(diǎn)數(shù)N的取值使得頻域坐標(biāo)至少覆蓋到8×106范圍。
當(dāng)β連續(xù)小于零又轉(zhuǎn)向大于零，阻抗特征函數(shù)曲線即為低頻段極點(diǎn)過渡到較高頻段零點(diǎn)的特征。
由于模擬電路中的高頻干擾、測試端口上的噪聲和數(shù)字電路偶然誤讀數(shù)等原因，如果將A/D轉(zhuǎn)換器采集的測試數(shù)據(jù)直接繪制成特征函數(shù)曲線，其中將包含了許多毛刺和異動(dòng)，最終影響測試結(jié)果的判讀。采用最小二乘法進(jìn)行曲線的分段擬合，可以較好地平滑實(shí)際測試曲線，真實(shí)地反映出頻域阻抗特征函數(shù)數(shù)學(xué)模型的零極點(diǎn)特性。分段擬合曲線的函數(shù)采用一個(gè)2階多項(xiàng)式，即平方擬合函數(shù)Zs(ωi)＝a0+a1ωi+a2ωi2i＝1，2，......m⑥其中m是采樣個(gè)數(shù)N的子集，也就是將A/D轉(zhuǎn)換器連續(xù)的采樣數(shù)據(jù)分為若干組，每組m個(gè)采樣數(shù)據(jù)為一組ZD(ωi)，令C=Σi=1mδi2=Σi=1m[ZD(ωi)-ZS(ωi)]2]]>⑦當(dāng)偏微分方程滿足∂c∂an=0,]]>n＝0，1，2，得到最小的C值，這時(shí)曲線擬合得最好，它與每個(gè)采樣數(shù)據(jù)之間的誤差最小。由此可得a0m+a1∑ωi+a2∑ωi2＝∑ZD(ωi)a0∑ωi+a1∑ωi2+a2∑ωi3＝∑ωi·ZD(ωi)a0∑ωi2+a1∑ωi3+a2∑ωi4＝∑ωi2·ZD(ωi)⑧使用高斯消元法，解算出擬合曲線2階多項(xiàng)式的各項(xiàng)系數(shù)a0、a1、a2。在整個(gè)采樣坐標(biāo)上，采取這種分段擬合曲線的方法，不僅可以減少運(yùn)算量，還可以使得較低階數(shù)的函數(shù)能夠更好地?cái)M合較復(fù)雜的阻抗特征函數(shù)曲線。
根據(jù)測試數(shù)據(jù)建立阻抗特征函數(shù)，同樣需要應(yīng)用最小二乘算法來驗(yàn)證其中的零極點(diǎn)系數(shù)。對于已經(jīng)過平滑處理的采樣數(shù)據(jù)ZS(ωi)，按照式①描述的結(jié)構(gòu)確定ZL(ωi)的零極點(diǎn)的系數(shù)，令C=Σi=1Nδi2=Σi=2N[ZS(ωi)-ZL(ωi)]2]]>⑨當(dāng)C取得最小值，就可以得到最近似的特征函數(shù)。式⑩中最小二乘的取數(shù)范圍是全部采樣數(shù)據(jù)，在實(shí)際應(yīng)用中，最小值C有個(gè)經(jīng)驗(yàn)范圍。
9)結(jié)束。
零極點(diǎn)分析法測試終端的固件程序，主要應(yīng)用于遠(yuǎn)端MODEM連接狀態(tài)的測試流程，包括測試MODEM是否上電和遠(yuǎn)端是否連接MODEM兩項(xiàng)測試，應(yīng)用流程如圖17所示，程序流程如下1)啟動(dòng)MODEM信號測試；2)MODEM已上電？有電則轉(zhuǎn)至10)，沒電則轉(zhuǎn)至3)；3)啟動(dòng)ETDR測試；4)對ETDR測試數(shù)據(jù)進(jìn)行處理判別；5)遠(yuǎn)端連MODEM？已連接則轉(zhuǎn)至6)，未連接則轉(zhuǎn)至9)；6)啟動(dòng)零極點(diǎn)判別測試；
7)遠(yuǎn)端連MODEM？已連接則轉(zhuǎn)至8)，未連接則轉(zhuǎn)至9)；8)遠(yuǎn)端MODEM未上電則轉(zhuǎn)至11)；9)遠(yuǎn)端未連接MODEM則轉(zhuǎn)至11)；10)遠(yuǎn)端MODEM正常則轉(zhuǎn)至11)；11)結(jié)束。
本發(fā)明的零極點(diǎn)分析方法與ETDR測試功能配合使用，更加準(zhǔn)確地測試遠(yuǎn)端是否連接MODEM，從而更加有效地實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)端線路的故障定位。
測試單元DSP接收到綜合測試系統(tǒng)的指令啟動(dòng)遠(yuǎn)端MODEM連接狀態(tài)測試流程，首先測試遠(yuǎn)端MODEM是否上電，如果未上電，再用ETDR測試遠(yuǎn)端是否連接MODEM。ETDR對線路遠(yuǎn)端開路和短路的測試準(zhǔn)確度很高，而線路遠(yuǎn)端連接MODEM的測試準(zhǔn)確度很低。因此，如ETDR未得到開路或短路的結(jié)果就啟動(dòng)零極點(diǎn)判別測試程序，進(jìn)一步確定遠(yuǎn)端MODEM的連接狀態(tài)。
權(quán)利要求
1一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端，其特征在于，使用ADSL線路綜合測試系統(tǒng)的阻抗掃頻測試電路，啟動(dòng)零極點(diǎn)判別測試，測量用戶線路的頻域阻抗特征函數(shù)，分析函數(shù)在幅頻坐標(biāo)上的零極點(diǎn)配置，從而判斷遠(yuǎn)端負(fù)載的連接狀態(tài)，其方法為1)設(shè)置掃頻參數(shù)初值Fs＝1KHz，k＝1.2；2)Fs→掃頻信號激勵(lì)電路；啟動(dòng)掃頻信號激勵(lì)電路；3)設(shè)置可編程放大器放大倍數(shù)Kp，啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換電路，讀取頻域阻抗特征函數(shù)值；4)根據(jù)信號幅值判斷需要調(diào)整Kp？需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至3)，不需要調(diào)整則轉(zhuǎn)至5)；5)Fs＝Fs×k；6)Fs≥9000000？大于則轉(zhuǎn)至7)，不大于則轉(zhuǎn)至2)；7)最小二乘算法驗(yàn)證并修正測試數(shù)據(jù)；8)零點(diǎn)極點(diǎn)判讀并輸出測試結(jié)果；其測量用戶線路的頻域阻抗特征函數(shù)，分析函數(shù)的零極點(diǎn)配置，從而判斷遠(yuǎn)端負(fù)載的連接狀態(tài)。特征函數(shù)的一般表達(dá)式為ZL(s)=kΠi=1Y(bi+s)·Πi=1N(di+s)∏i=1X(ai+s)·Πi=1M(ci+s)]]>①其中ai為雙絞線固有的極點(diǎn)，bi為雙絞線固有的零點(diǎn)；ci為線路連接終端后增加的極點(diǎn)，di為增加的零點(diǎn)；終端的零點(diǎn)極點(diǎn)配置由電路結(jié)構(gòu)所決定，MODEM的阻抗特征函數(shù)數(shù)學(xué)模型為2階零型函數(shù)，兩個(gè)共軛復(fù)數(shù)零點(diǎn)ZM(s)=R·(s2=2ξω&Zgr;·s+ω&Zgr;2)s·(s+ωp)]]>②其中R為MODEM頻域阻抗特征函數(shù)的通頻段等效阻抗，其阻抗特征函數(shù)為&Zgr;M(s)=100·(s2+366667s+78014184397)s(s+212766)]]>③其中R為MODEM頻域阻抗特征函數(shù)的通頻段等效阻抗。判別線路是否連接MODEM的計(jì)算公式為β=|&Zgr;M(si+1)|-|&Zgr;M(si)|si+1si=Ci=1,2,3......N]]>④β是單對數(shù)坐標(biāo)上的離散微分公式計(jì)算結(jié)果，常數(shù)C取2或經(jīng)驗(yàn)值，采樣點(diǎn)數(shù)N的取值使得頻域坐標(biāo)至少覆蓋到8×106范圍。當(dāng)β連續(xù)小于零又轉(zhuǎn)向大于零，阻抗特征函數(shù)曲線即為低頻段極點(diǎn)過渡到較高頻段零點(diǎn)的特征。9)結(jié)束。
2根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種測試不對稱數(shù)字用戶線路終端的零極點(diǎn)分析方法，其特征在于，所述的最小二乘算法對數(shù)據(jù)進(jìn)行驗(yàn)證和修正式為平方擬合函數(shù)ZS(ωi)＝α0+α1ωi+α2ωi2i＝1，2，......m⑥其中m是采樣個(gè)數(shù)N的子集，也就是將A/D轉(zhuǎn)換器連續(xù)的采樣數(shù)據(jù)分為若干組，每組m個(gè)采樣數(shù)據(jù)為一組ZD(ωi)，令C=Σi=1mδi2=Σi=1m[&Zgr;D(ωi)-&Zgr;s(ωi)]2]]>⑦當(dāng)偏微分方程滿足∂c∂αn=0,n=0,1,2,]]>得到最小的C值，這時(shí)曲線擬合得最好，它與每個(gè)采樣數(shù)據(jù)之間的誤差最?。挥纱丝傻忙?m+α1∑ωi+α2∑ωi2＝∑ZD(ωi)α0∑ωi+α1∑ωi2+α2∑ωi3＝∑ωi·ZD(ωi)α0∑ωi2+α1∑ωi3+α2∑ωi4＝∑ωi2·ZD(ωi) ⑧使用高斯消元法，解算出擬合曲線2階多項(xiàng)式的各項(xiàng)系數(shù)α0、α1、α2；對于已經(jīng)過平滑處理的采樣數(shù)據(jù)Zs(ωi)，按照式①描述的結(jié)構(gòu)確定ZL(ωi)的零極點(diǎn)的系數(shù)，令C=Σi=1Nδi2=Σi=1N[&Zgr;s(ωi)-&Zgr;L(ωi)]2]]>⑨當(dāng)C取得最小值，就可以得到最近似的特征函數(shù)；式⑨中最小二乘的取數(shù)范圍是全部采樣數(shù)據(jù)，在實(shí)際應(yīng)用中，最小值C有個(gè)經(jīng)驗(yàn)范圍。
3根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，包括一個(gè)DSP嵌入式系統(tǒng)，通過端口總線P-BUS分別連接掃頻信號激勵(lì)單元的控制輸入端、特征阻抗匹配單元的控制輸入端和測試數(shù)據(jù)采集單元的數(shù)據(jù)輸出端，由DSP嵌入式系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)測試控制與運(yùn)算功能；其中所述掃頻信號激勵(lì)單元的輸出端連接所述特征阻抗匹配單元的信號輸入端，所述特征阻抗匹配單元的信號輸出端連接測試數(shù)據(jù)采集單元的數(shù)據(jù)輸入端，與被測試的雙絞線連接的測試端口單元連接所述特征阻抗匹配單元。
4根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，所述的測試端口單元的輸入端(繼電器RL101)為設(shè)備的測試總接口，用于與被測試的雙絞線連接；輸入端經(jīng)過主要功能是高壓隔離和雙向高通濾波的保護(hù)電路(集成電路D101)分別接續(xù)噪聲功率輸出端(繼電器RL102)、頻域衰減輸出端(繼電器RL103)、電時(shí)域反射測試輸出端(繼電器RL104)和阻抗掃頻測試輸出端(繼電器RL105)。
5根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，所述的特征阻抗匹配單元的P-BUS連接256級可編程阻抗模塊D201集成電路的總線輸入端，D201集成電路的C1A、C1B-C4A、C4B輸出端分別連接繼電器RL201～RL204；在P-BUS的控制下，256級可編程阻抗模塊D201集成電路可以動(dòng)態(tài)調(diào)整T1/T2端的阻抗匹配，另外通過繼電器RL201～RL204選擇電容參數(shù)，調(diào)整阻抗的滯后相位角。特征阻抗匹配電路主要用于阻抗掃頻測試中自動(dòng)調(diào)整測試分辨率，實(shí)現(xiàn)整個(gè)頻段的有效測試。
6根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，所述的掃頻信號激勵(lì)單元的電路由P-BUS連接直接數(shù)字合成DDS芯片D301的總線輸入端，D301的基準(zhǔn)信號輸出端經(jīng)運(yùn)放芯片D302、變壓器T301連接掃頻信號激勵(lì)單元的掃頻驅(qū)動(dòng)信號輸出端；在P-BUS的控制下，直接數(shù)字合成DDS芯片D301產(chǎn)生掃頻基準(zhǔn)信號，由運(yùn)放D302實(shí)現(xiàn)功率放大，變壓器T301實(shí)現(xiàn)阻抗變換后輸出掃頻驅(qū)動(dòng)信號，作為測試激勵(lì)的基準(zhǔn)加在被測線路與特征阻抗匹配電路串聯(lián)的回路上。
7根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，所述的測試數(shù)據(jù)采集單元由測試數(shù)據(jù)采集單元的輸入端經(jīng)過可編程放大器、偏置電路，再連接到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片D403。測試正弦信號經(jīng)過可編程放大器，信號幅值放大到易于分辨的0.5V～2.3V，經(jīng)過偏置電路疊加2.5V直流電平再輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片D403。轉(zhuǎn)換輸入電壓范圍0V～5V，轉(zhuǎn)換速率5MHz。
8根據(jù)權(quán)利要求3所述的一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端所用的阻抗掃頻測試電路，其特征在于，所述的DSP嵌入式系統(tǒng)A由DSP芯片D501、電源管理芯片D502、復(fù)位控制芯片D503等組成嵌入式系統(tǒng)CPU部分。DSP嵌入式系統(tǒng)B如圖14所示，由可編程CPLD芯片D601構(gòu)建嵌入式系統(tǒng)的時(shí)序控制、總線擴(kuò)展、地址譯碼、串行接口、中斷管理等功能電路。DSP嵌入式系統(tǒng)C如圖15所示，包括存儲(chǔ)器電路和繼電器控制驅(qū)動(dòng)電路。以上三部分是整個(gè)阻抗掃頻測試電路的運(yùn)算控制核心。
全文摘要
本發(fā)明公開一種零極點(diǎn)分析法測試不對稱數(shù)字用戶線路終端的方法、裝置及應(yīng)用，涉及通信技術(shù)領(lǐng)域；該零極點(diǎn)分析方法使用由DSP嵌入式系統(tǒng)、掃頻信號激勵(lì)單元、特征阻抗匹配單元、測試數(shù)據(jù)采集單元和測試端口單元組成的阻抗掃頻測試電路，其主要程序流程為設(shè)置掃頻參數(shù)初值，F(xiàn)O→掃頻信號激勵(lì)電路，啟動(dòng)掃頻信號激勵(lì)電路，設(shè)置可編程放大器放大倍數(shù)Kp，啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換電路，讀取頻域阻抗特征函數(shù)值，以最小二乘算法驗(yàn)證并修正測試數(shù)據(jù)，以零點(diǎn)極點(diǎn)判讀并輸出測試結(jié)果；本發(fā)明的零極點(diǎn)分析方法與ETDR測試功能配合使用，更加準(zhǔn)確地測試遠(yuǎn)端是否連接MODEM，從而更加有效地實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)端線路的故障定位。
文檔編號H04M3/28GK1980276SQ200510110999
公開日2007年6月13日 申請日期2005年12月1日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月1日
發(fā)明者金少舫 申請人:上海欣泰通信技術(shù)有限公司