專利名稱：用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種溫度補(bǔ)償偏置電路，尤其涉及一種用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路。
背景技術(shù)：
在通信系統(tǒng)運(yùn)行中，當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生改變時(shí)，系統(tǒng)內(nèi)的溫度也會(huì)隨之發(fā)生變化，相應(yīng)的放大單元的溫度也會(huì)升高或者降低(特別對(duì)于發(fā)射部分的功率放大器)，從而導(dǎo)致功率放大器的結(jié)溫升高或者降低。結(jié)溫改變，功率放大器的各種參數(shù)也會(huì)隨之發(fā)生改變，進(jìn)而導(dǎo)致功率放大器的靜態(tài)電流發(fā)生改變，增益、輸出功率以及線性度都會(huì)受到不同程度的影響，同時(shí)也可能使雜散惡化，干擾其它系統(tǒng)。
在TDD(時(shí)分雙工)模式工作的系統(tǒng)中，信號(hào)的發(fā)射和接收在時(shí)間上是分開的，因此需要對(duì)發(fā)射電路和接收電路進(jìn)行時(shí)隙控制。發(fā)射時(shí)，關(guān)閉接收電路的電源；接收時(shí)，關(guān)閉發(fā)射電路的電源。在發(fā)射電路中，如果給放大器的偏置電壓的時(shí)間延遲比較大的話，將會(huì)使系統(tǒng)在接收狀態(tài)時(shí)，發(fā)射信號(hào)關(guān)閉不徹底，干擾信號(hào)的接收，使靈敏度降低。
在現(xiàn)有的TDD系統(tǒng)的電路中，為了解決這些問題，對(duì)于功率放大器的偏置電壓一般采取如圖1所示的電源管理電路。
在圖1中，輸入電壓Vsupply輸入開關(guān)管101，在TTL控制信號(hào)(Transistor-Transistor Logic，晶體管-晶體管邏輯信號(hào))的作用下，產(chǎn)生一個(gè)隨時(shí)間變化的脈沖電壓V1。電壓V1經(jīng)過電位器102分壓，產(chǎn)生電壓V2。V2經(jīng)過電阻R1和用于濾波、去耦并穩(wěn)壓的電容C1、C2和C3，產(chǎn)生射頻功率放大器104的偏置電壓Vg。調(diào)節(jié)電位器102，可產(chǎn)生射頻功率放大器104所需要的偏置電壓Vg。圖1中，二極管103的作用是用于溫度補(bǔ)償，其溫度系數(shù)與射頻放大器的溫度系數(shù)大致相同，RFin和RFout分別是射頻功率放大器的輸入信號(hào)和輸出信號(hào)。
然而，上述的電路存在著一些不足1、溫度補(bǔ)償偏置電路的溫補(bǔ)效果并不理想，并且容易受到電源電壓波動(dòng)的影響。
從圖1可知，Vsupply沒有采取任何穩(wěn)壓措施，直接進(jìn)入開關(guān)管，輸出電壓V1很容易受到Vsupply的影響。這是因?yàn)?，一般情況下，開關(guān)管的溫度系數(shù)都不是恒定的，有時(shí)是正溫度系數(shù)，有時(shí)是負(fù)溫度系數(shù)，在某一個(gè)臨界點(diǎn)附近，當(dāng)溫度發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓也不是按照一個(gè)方向進(jìn)行變化，不好進(jìn)行補(bǔ)償。同時(shí)，這還會(huì)影響到開關(guān)管的輸出電流、帶負(fù)載能力，如果過載的話，反過來會(huì)使開關(guān)管的輸出電壓下降。
另外，從圖1可知，V2＝V1η+Vd(1-η)式(1)對(duì)上式進(jìn)行微分dV2/dt＝η*dV1/dt+(1-η)*dVd/dt 式(2)η是電位器的分壓比。
根據(jù)射頻放大器的特點(diǎn)，當(dāng)溫度變化時(shí)，希望能產(chǎn)生dVd/dt的補(bǔ)償量，但是，從(2)式可以看出，第一項(xiàng)具有不確定性；由于有一個(gè)因子(1-η)的作用，第二項(xiàng)的補(bǔ)償量不夠。因此，采用這種方法的補(bǔ)償效果不是很理想。
2、很難平衡電路的濾波、去耦、穩(wěn)壓與饋電電壓的時(shí)間延遲之間的關(guān)系。
從圖1可知，為了濾掉偏置電壓上的一些低頻成分，同時(shí)穩(wěn)定電壓，需要在電壓的輸入端并聯(lián)一些容值大的電容(uF級(jí))；另外，為了使電位器的可調(diào)節(jié)范圍滿足要求，電位器的取值一般在幾百ohm到幾千ohm之間。但是，在TDD模式條件下，饋電電壓是脈沖形式工作的，電壓有一個(gè)時(shí)間常數(shù)τ，這取決于RC的乘積。如果在濾波中有uF量級(jí)的電容的話，時(shí)間常數(shù)就很大，達(dá)到幾十us，這在TDD的系統(tǒng)中是不能承受的。如果減少電容的值，或者減少電位器的值的話，則電壓的可調(diào)范圍很可能不夠，另外，濾波、穩(wěn)壓效果不是很好。
因此，在這樣的電路中，很難同時(shí)滿足電路的濾波、去耦、穩(wěn)壓與減少饋電電壓的時(shí)間延遲之間的關(guān)系。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于提供一種用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路，以提高電路的濾波、去耦能力以及電壓的穩(wěn)定性，并減小時(shí)間延遲，使電源電壓關(guān)閉比較徹底，對(duì)接收信號(hào)不會(huì)造成干擾。
本發(fā)明提供一種用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路，包括開關(guān)管，用于根據(jù)輸入電壓與控制信號(hào)產(chǎn)生隨時(shí)間變化的脈沖電壓；電位器，用于調(diào)節(jié)所述脈沖電壓，其一端與所述開關(guān)管的輸出端相連，分壓輸出端經(jīng)過串接的電阻器與濾波去耦電路后，作為輸出偏置電壓，另一端經(jīng)過溫度補(bǔ)償二極管后接地，其中所述溫度補(bǔ)償二極管包括串聯(lián)連接的第一二極管與第二二極管；所述輸入電壓輸入一穩(wěn)壓管后再輸出至所述開關(guān)管，所述穩(wěn)壓管的接地端連接于所述第一二極管與第二二極管之間；所述串接的電阻器與濾波去耦電路之間，還串接一負(fù)反饋放大器。
所述的濾波去耦電路包括并聯(lián)連接的第一電容器、第二電容器，與第三電容器。電容器容值選取為uF量級(jí)的。
所述的負(fù)反饋放大器為具有深負(fù)反饋的運(yùn)算放大器，其同相輸入端經(jīng)所述電阻器與所述電位器的分壓輸出端相連，其反相輸入端與其輸出端短接，其輸出端為輸出偏置電壓。
所述的輸出偏置電壓輸入至射頻功率放大器，作為該射頻功率放大器的偏置電壓。
所述的二極管的溫度系數(shù)與所述射頻放大器的溫度系數(shù)大致相同。
本發(fā)明很好的解決了常規(guī)電路所不能解決的問題，對(duì)放大器的偏置電壓起到了穩(wěn)定的作用，當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，電路提供與放大器溫度特性相同的偏置電壓變化，抵消由于溫度變化導(dǎo)致的放大器的靜態(tài)點(diǎn)的改變，進(jìn)而使放大器的靜態(tài)電流保持恒定，電性能不受影響。同時(shí)，解決了TDD模式工作下，偏置電壓的濾波，去耦、穩(wěn)壓與時(shí)延的矛盾關(guān)系，使二者達(dá)到最佳。


圖1是現(xiàn)有的TDD系統(tǒng)中射頻功率放大器的偏置電路的示意圖；圖2是本發(fā)明的用于TDD模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路的示意圖。
具體實(shí)施例方式
圖2示出了本發(fā)明的用于TDD模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路的示意圖。
如圖2所示，本發(fā)明的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路主要由穩(wěn)壓管、開關(guān)管、電位器、運(yùn)算放大器以及二極管組成。
該電路由兩部分構(gòu)成，由V3前面的閉環(huán)電路構(gòu)成的溫度補(bǔ)償部分，和V3與Vg之間的低時(shí)延處理部分。
從圖2可知，輸入電壓Vsupply經(jīng)過穩(wěn)壓管201，產(chǎn)生一個(gè)穩(wěn)定的電壓V1，當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，該電壓基本保持不變，減少了后續(xù)電路電壓的不穩(wěn)定性。電壓V1輸入開關(guān)管202，在控制信號(hào)(TTL信號(hào))的作用下，產(chǎn)生一個(gè)隨時(shí)間變化的脈沖電壓V2，根據(jù)電路的特性，電壓V2的高電平與V1的幅度基本一致。接著，電壓V2與經(jīng)過二極管205和206的電壓2Vd共同作用于電位器203，調(diào)節(jié)電位器，產(chǎn)生后續(xù)功率放大器電路所需要的偏置電壓Vg。
根據(jù)戴維南定理可知V3＝V2η+2Vd(1-η) 式(3)
其中，η為電位器的分壓比。
當(dāng)環(huán)境溫度發(fā)生變化時(shí)，電壓V3的變化為dV3＝dV2·η+2(1-η)dVd式(4)由于在開關(guān)管前面加了一個(gè)穩(wěn)壓管，因此，溫度變化時(shí)，dV2很小，基本可以忽略不計(jì)。另外，電壓變化量dVd前的系數(shù)為2(1-η)，這就彌補(bǔ)了分壓比帶來的補(bǔ)償不夠的問題。這樣，只要選擇同射頻功率放大器207的溫度特性相同的二極管，就可以消除由于溫度變化對(duì)放大器帶來的影響。
輸入電壓經(jīng)過穩(wěn)壓管201，開關(guān)管202，，二極管205、206，電位器203之后，變成一個(gè)隨時(shí)間變化的電壓V3。電壓V3經(jīng)過一個(gè)電阻進(jìn)入運(yùn)放204，輸出電壓V4。根據(jù)運(yùn)放的特性和電路的連接方法，運(yùn)放相當(dāng)于一個(gè)射隨器，因此，輸出電壓V4＝V3。在電位器與運(yùn)放之間連接一個(gè)電阻，主要是增加兩者之間的隔離度，同時(shí)保護(hù)運(yùn)算放大器，避免輸入電壓大于運(yùn)放的電源電壓時(shí)，運(yùn)放損傷。
對(duì)具有深負(fù)反饋的運(yùn)放來說，運(yùn)放的輸出電阻很小，基本趨進(jìn)于零。這樣，電容C1，C2，C3就可以選取稍微大一些的(uF量級(jí)的)，電路的濾波、去耦能力以及電壓的穩(wěn)定性都會(huì)好很多。而電壓V4的時(shí)間常數(shù)τ(RC)很小，可以做到幾個(gè)us量級(jí)，這樣，電壓V4的時(shí)間延遲很小，對(duì)TDD模式工作的功放的性能基本不會(huì)造成影響，而且，電源電壓關(guān)閉比較徹底，對(duì)接收信號(hào)不會(huì)造成干擾。
權(quán)利要求
1.一種用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路，包括開關(guān)管，用于根據(jù)輸入電壓與控制信號(hào)產(chǎn)生隨時(shí)間變化的脈沖電壓；電位器，用于調(diào)節(jié)所述脈沖電壓，其一端與所述開關(guān)管的輸出端相連，分壓輸出端經(jīng)過串接的電阻器與濾波去耦電路后，作為輸出偏置電壓，另一端經(jīng)過溫度補(bǔ)償二極管后接地，其特征在于所述溫度補(bǔ)償二極管包括串聯(lián)連接的第一二極管與第二二極管；所述輸入電壓輸入一穩(wěn)壓管后再輸出至所述開關(guān)管，所述穩(wěn)壓管的接地端連接于所述第一二極管與第二二極管之間；所述串接的電阻器與濾波去耦電路之間，還串接一負(fù)反饋放大器。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述的輸入控制信號(hào)為TTL信號(hào)。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述的濾波去耦電路包括并聯(lián)連接的第一電容器、第二電容器，與第三電容器。
4.如權(quán)利要求3所述的電路，其特征在于，所述的電容器容值為uF量級(jí)。
5.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述的負(fù)反饋放大器為具有深負(fù)反饋的運(yùn)算放大器。
6.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述的負(fù)反饋放大器的同相輸入端經(jīng)所述電阻器與所述電位器的分壓輸出端相連，其反相輸入端與其輸出端短接，其輸出端為輸出偏置電壓。
7.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述的輸出偏置電壓輸入至射頻功率放大器，作為該射頻功率放大器的偏置電壓。
8.如權(quán)利要求7所述的電路，其特征在于，所述的二極管的溫度系數(shù)與所述射頻放大器的溫度系數(shù)大致相同。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于時(shí)分雙工模式的低時(shí)延溫度補(bǔ)償偏置電路，包括開關(guān)管；電位器，其一端與所述開關(guān)管的輸出端相連，分壓輸出端經(jīng)過串接的電阻器與濾波去耦電路后，作為輸出偏置電壓，另一端經(jīng)過溫度補(bǔ)償二極管后接地；所述溫度補(bǔ)償二極管包括串聯(lián)連接的第一二極管與第二二極管；所述輸入電壓輸入一穩(wěn)壓管后再輸出至所述開關(guān)管，所述穩(wěn)壓管的接地端連接于所述第一二極管與第二二極管之間；所述串接的電阻器與濾波去耦電路之間，還串接一負(fù)反饋放大器。本發(fā)明對(duì)放大器的偏置電壓起到了補(bǔ)償作用，使放大器的靜態(tài)電流保持恒定，電性能不受影響。同時(shí)，解決了時(shí)分雙工模式工作下，偏置電壓的濾波，去耦、穩(wěn)壓與時(shí)延的矛盾關(guān)系，使二者達(dá)到最佳。
文檔編號(hào)H04B1/40GK1905356SQ20051008724
公開日2007年1月31日 申請(qǐng)日期2005年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月28日
發(fā)明者鄢良才, 田其 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司