專利名稱：：用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)的多普勒頻移估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于移動通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及一種移動通信系統(tǒng)中的多普勒頻移估計方法。
背景技術(shù)：
：隨著新的通信業(yè)務(wù)和寬帶業(yè)務(wù)不斷發(fā)展，用戶對帶寬的需求不斷增加，各種高速率的寬帶接入技術(shù)也是迅速發(fā)展。由于各種業(yè)務(wù)有大量的數(shù)據(jù)需要傳輸，故通信系統(tǒng)要求使用更高的比特傳輸速率，在常規(guī)的單載波系統(tǒng)中使用更高的比特速率，會因為符號間干擾(ISI)和無線信道的深度頻率選擇性衰落而給信號的有效接收帶來困難。解決這一問題的方法之一是使用正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，它實際上是多載波調(diào)制(MCM)技術(shù)的一種。其主要思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個子信道上進(jìn)行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾(ICI)。每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間干擾(ISI)。而且由于每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對容易。正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)具有抗頻率選擇性衰落或窄帶干擾能力較強(qiáng)、頻譜利用率較高等眾多優(yōu)點，是實現(xiàn)后三代移動通信系統(tǒng)的可能的技術(shù)之一。然而在移動通信領(lǐng)域應(yīng)用OFDM技術(shù)的一個難點是存在多普勒效應(yīng)的干擾。接收機(jī)或者發(fā)送機(jī)的運動會引起多普勒頻移，其中一個重要參數(shù)是多普勒頻移的最大值。在衰落信道下，OFDM系統(tǒng)的很多環(huán)節(jié)如編碼、調(diào)制、信道估計等等都需要多普勒頻移的信息，多普勒頻移的估計將影響整個OFDM系統(tǒng)的性能。目前已知的多普勒頻移估計方法，主要是針對傳統(tǒng)的單載波移動通信(例如碼分復(fù)用CDMA)系統(tǒng)的。在理論上，主要包括自相關(guān)法(例如專利“利用信道自相關(guān)函數(shù)假設(shè)的多普勒擴(kuò)展估算”，申請專利號00813799.4，國際申請PCT/US00/210812000.8.2，國際公布WO01/13537英2001.2.22)、電平交叉率法(例如專利“移動通信系統(tǒng)中多普勒頻移補(bǔ)償?shù)墓烙嫛?，申請專利?9816553.0，其國際申請為PCT/EP99/01618，國際公布為WO00/54431英2000.9.14)、分集交換率法等。自相關(guān)法需要首先獲得正確的信道時域沖激響應(yīng)信息，所以對信道估計的性能要求比較高，其估計精度受信道估計結(jié)果影響較大，如果直接利用頻域接收信號進(jìn)行自相關(guān)，則必須利用插值法來獲得多普勒頻移信息，精度不能保證，而且當(dāng)多普勒頻移較小時，貝塞爾函數(shù)的過零點較大的時候，該算法所需的間隔時間就會很長，有時在一定時間尺度內(nèi)還可能無法達(dá)到過零點。而利用電平交叉率法估計最大多普勒頻移較為簡便，但是由于平均功率的測量受到距離引起的路徑損失、茂密的林木或大樓背面等物體引起的陰影衰落以及噪聲等各種因素的影響，所以這種方法在低信噪比的實際應(yīng)用中并不會太理想。對于分集交換率法，算法的復(fù)雜度和精度亦均不理想。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是針對上述多普勒頻移估計方法存在的問題，提供一種用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)中的多普勒頻移估計方法，該方法的估計精度不受信道估計結(jié)果的影響，并能獲得較高的估計精度。本發(fā)明提供的一種用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)的多普勒頻移估計方法，包括如下步驟(1)、對接收信號按照正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的子載波數(shù)尺度進(jìn)行第一次快速傅立葉變換，獲得頻域接收信號；(2)、根據(jù)系統(tǒng)導(dǎo)頻插入方式，提取頻域接收信號子載波上的導(dǎo)頻信號；(3)、對頻域?qū)ьl信號作第二次快速傅立葉變換，得到變換域信號；(4)、采用下式求變換域頻譜的突變點nfmY~′(a)=1a+1Σb=0j|Y^(b)|,(a=0,···,LFFT2-1)]]>nfm=minarg{a0|(Y~′(a+1)-Y~′(a)<0a=a0,···,a0+γ),(a0=0,···,LFFT2-γ-1)},]]>其中，LFFT是第二次傅立葉變換的變換長度，(等式9)中的符號是步驟3)中得到的第b個變換域信號的模值，符號是b從0到a共a+1個模值的算術(shù)平均，γ定義為判決門限；(5)、根據(jù)頻譜突變點nfm，依據(jù)下式計算最大多普勒頻移fmaxfmax=nfmNsLFFTfS]]>其中，LFFT是第二次傅立葉變換的變換長度，Ns為OFDM系統(tǒng)的采樣點數(shù)，fs為OFDM系統(tǒng)的采樣率。本發(fā)明直接利用接收到的頻域(Frequency-Domain)的導(dǎo)頻(pilot)信號，經(jīng)過兩次快速傅立葉變換，通過對其變換域(Transform-Drmain)信號的頻譜分析，以尋找頻譜突變點的技術(shù)手段獲得多普勒信息，這種方法不需要先行進(jìn)行信道估計，因此多普勒估計精度不受信道估計結(jié)果的影響，可以在實時估測環(huán)境中獲得較高的估計精度；同時，數(shù)字信號處理中的快速傅立葉變換(FFT)或反快速傅立葉變換(IFFT)容易實現(xiàn)，成本低廉，因此這種方法估計多普勒頻移也較為簡便易行；而且，變換域處理的等價濾波作用能夠克服路徑損失、物體陰影衰落以及噪聲等各種因素的影響從而保證較高的估計精度。此種多普勒估計方法適合于多載波的正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)。圖1表示了射頻信號受多普勒衰落影響的理論信號頻譜；圖2給出的是一個多普勒功率譜及頻譜的理論計算值的示例；圖3是本發(fā)明方法的實現(xiàn)流程圖；圖4是一種導(dǎo)頻插入方式的示例，其導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)載波為1∶3；圖5表示了實際的物理環(huán)境下，當(dāng)信道條件惡劣時，信號的多普勒頻譜發(fā)生畸變的情形；圖6是一個實例測試結(jié)果圖線。具體實施例方式下面結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步說明。本發(fā)明方法的原理如下所述。圖1表示的是基于Rayleigh衰落模型的，無線射頻信號受多普勒衰落影響的信號頻譜的理論曲線。在無線通信系統(tǒng)中，基站與移動臺間的相對運動會引起隨機(jī)頻率調(diào)制，這是由于多徑分量存在的多普勒頻移現(xiàn)象。在無線移動信道中，Rayleigh分布是常見的用于描述平坦衰落信號或獨立多徑分量接收包絡(luò)統(tǒng)計時變特性的一種分布類型。對于一個最大多普勒頻移為fmax的Rayleigh衰落信道，在時刻n的時域沖激響應(yīng)h(n)的自相關(guān)函數(shù)(記做Rhh(m))是滿足零階貝塞爾(Bessel)特性的，即Rhh(m)＝E[h(n)h*(n+m)]＝2σ2J0(2πfmaxm)(等式1)其中，π是圓周率常數(shù)，m是最大多普勒頻移對應(yīng)的時刻，符號σ2表示h(n)的方差，h*(n+m)是h(n+m)的共扼，J0(*)表示零階第一類貝塞爾函數(shù)。設(shè)X(f)表示h(n)的功率譜密度，則X(f)應(yīng)滿足X(f)=1.5πfmax1-(f-fcfmax)]]>(等式2)其中，f表示信號頻率，fc特指載波頻率。從圖1可以很明顯地看出，該頻譜具有英文字母U一樣的形象特性，即頻譜集中在載波fc附近，超出fc±fmax范圍的頻譜均為0；也就是說在±fmax的最大多普勒頻移點處，頻譜存在突變點。在數(shù)字信號處理理論中，對于有限長度為P的時域信號序列，符號表示yP(n)＝{y(0)，y(1)，…，y(n)，…，y(P-1)}，其自相關(guān)函數(shù)可以表示為R^yy(m)=1PΣn=0P-1-|m|y(n+m)y(n)=1P(yP(n)*yP(-n)),|m|<P-1]]>(等式3)(等式3)中符號*表示卷積，m、n的定義同(等式1)。功率有限的平穩(wěn)隨機(jī)信號y(n)的功率譜Syy(f)定義為y(n)的自相關(guān)函數(shù)的傅立葉變換，根據(jù)傅立葉變換的性質(zhì)有Syy(f)=1P|Y(f)|2]]>(等式4)其中Y(f)為y(n)的傅立葉變換。故有|Y(f)|=PSyy(f)]]>(等式5)由于功率譜密度符號Syy(f)和X(f)物理意義等價，因此可將(等式2)式帶入(等式5)中，得到|Y(f)|=1.5Pπfmax1-(f-fcfmax)2]]>(等式6)顯然|Y(f)|也應(yīng)該具有類似U型的頻譜特性。圖2顯示了P＝1，fc＝0Hz，fmax＝40Hz時，根據(jù)等式2和等式6計算出的功率譜Sw(f)和頻譜|Y(f)|結(jié)果。正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)中接收頻域信號一般可以表示為Y(i，k)＝X(i，k)H(i，k)+W(i，k)(等式7)其中Y(i，k)代表第i個OFDM符號中的第k個子載波上的接收信號；X(i，k)、H(i，k)和W(i，k)分別代表相應(yīng)位置上的發(fā)送信號，信道頻響和噪聲。理論上，經(jīng)過Rayleigh信道以后，在頻域中，相同子載波位置上的導(dǎo)頻信號的相關(guān)性滿足(等式8)其中，Θ表示導(dǎo)頻所在子載波的位置集合，l表示時域方向上的導(dǎo)頻點間隔，δl(k)表示沖激函數(shù)，C表示常數(shù)，其值與導(dǎo)頻子載波上分配的發(fā)射功率成正比，N0是高斯白噪聲的方差，Ts是一個OFDM符號持續(xù)周期。(等式8)說明了頻域?qū)ьl信號也滿足零階貝塞爾相關(guān)性。由以上的基于數(shù)字通信理論的分析，可以得出如下的結(jié)論對于Rayleigh衰落信號，其時間自相關(guān)函數(shù)滿足零階貝塞爾(Bessel)特性，其功率譜滿足(等式2)，則其相應(yīng)的信號頻譜也應(yīng)該體現(xiàn)U型譜特性，即頻譜集中在載波附近，超出fc±fmax范圍的頻譜均為0，而在最大多普勒頻移點處，頻譜會有突變點。求出這個突變點，也就不難獲得多普勒頻移的估計值。對于OFDM通信系統(tǒng)，如果將經(jīng)過空間信道后的頻域?qū)ьl信號再對其進(jìn)行快速傅立葉變換，此時的信號不再是實際意義上的頻域信號，而稱其為變換域信號，且該變換域信號的頻譜也具有U型特性，故通過確定變換域中信號突變點的位置，就可以獲得最大多普勒頻移信息。結(jié)合圖3，說明本發(fā)明的具體實施方式的步驟1).按照正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的子載波數(shù)尺度對時域(Time-Domain)的接收信號進(jìn)行第一次快速傅立葉(FFT)變換，獲得頻域接收信號；接收信號是指去除OFDM幀結(jié)構(gòu)和符號結(jié)構(gòu)中的零邊帶、循環(huán)前綴等附加信息后的信號，這些附加信息在OFDM系統(tǒng)的信號結(jié)構(gòu)設(shè)計中是必須的，例如循環(huán)前綴就是OFDM數(shù)字通信中克服符號間干擾的手段。作為一種多載波的信號結(jié)構(gòu)，OFDM的發(fā)射機(jī)端調(diào)制和接收機(jī)端解調(diào)是分別通過發(fā)射機(jī)端的反傅立葉變換(IFFT)和接收機(jī)端的傅立葉變換(FFT)來實現(xiàn)的，其子載波數(shù)通常就是IFFT或FFT變換的長度，一般有128，256，512，1024，2048等。去除附加信息后的接收信號才可以進(jìn)行FFT變換。2).根據(jù)已知的系統(tǒng)導(dǎo)頻插入方式，提取頻域接收信號的子載波上的導(dǎo)頻信號；在OFDM通信系統(tǒng)中，導(dǎo)頻信號是一種用于接收機(jī)端的同步和信道估計的輔助信號，對于發(fā)射機(jī)端和接收機(jī)端都是已知的。導(dǎo)頻信號依據(jù)具體的導(dǎo)頻插入方式映射到相應(yīng)的子載波中。本發(fā)明采用圖4中給出的一種較為典型的梳狀導(dǎo)頻插入方式，也就是指導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)信號的比例是1比Num的密集導(dǎo)頻插入，Num＝3，4，5……，這種導(dǎo)頻插入方法的優(yōu)點是簡單易行，不會占用太多的系統(tǒng)資源。另外，其他形式的導(dǎo)頻插入方式也可以在本發(fā)明中使用。圖4顯示的是OFDM載波的時域和頻域方向上的梳狀導(dǎo)頻插入的結(jié)構(gòu)示意，其導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)子載波之比是13。由于接收機(jī)端已知導(dǎo)頻插入方式，因此通過數(shù)字信號處理的方法，從頻域的接收信號中提取導(dǎo)頻信號是很容易實現(xiàn)的，而同步和信道估計也是需要執(zhí)行導(dǎo)頻信號提取這一處理過程的。3).對提取得到的頻域的導(dǎo)頻信號，作第二次快速傅立葉變換，之后得到的將是變換域的信號；需要注意，第二次FFT變換的變換長度LFFT，對多普勒頻移估計的精度有較大影響，而不同的OFDM系統(tǒng)，LFFT的取值也是不一樣的。一般LFFT取值越大，估計精度越高，但是LFFT值的增大也會增加系統(tǒng)實現(xiàn)的計算復(fù)雜度。本發(fā)明中，LFFT通常取128、256或512中的任一個值。本發(fā)明根據(jù)一些常見的OFDM系統(tǒng)子載波的數(shù)目，即步驟1)中第一次FFT變換長度，推薦LFFT的最優(yōu)取值如表1所示。表1第二次快速傅立葉變換長度M的取值<tablesid="table1"num="001"><tablewidth="621">系統(tǒng)子載波數(shù)目12825651210242048LFFT值128256256512512</table></tables>4).求變換域信號的頻譜突變點nfm；其基本原理是，前述步驟3)之后得到的變換域信號頻譜，存在突變點，而突變點附近，信號的幅值會發(fā)生較大變化，可稱為跳變，例如圖1和圖2所示，因此，找到這一較大變化發(fā)生的位置，即意味著找到了突變點。注意到，當(dāng)信道環(huán)境比較惡劣時，例如多徑衰落的徑數(shù)較多或噪聲較大時，圖1和圖2中的那種U型譜線將發(fā)生畸變，圖5顯示了這種畸變的U型譜線狀態(tài)，這種畸變曲線中的跳變可能會干擾突變點的尋找。但是，注意到圖5中，在多普勒頻譜突變點以外的信號相對變化比較小。為了克服這種畸變帶來的頻移估計錯誤，本發(fā)明以搜索頻譜變化最小的若干點的起始位置，作為尋找突變點的關(guān)鍵。用數(shù)學(xué)式子表示這一信號處理過程就是Y~′(a)=1a+1Σb=0j|Y^(b)|,(a=0,···,LFFT2-1)]]>(等式9)nfm=minarg{a0|(Y~′(a+1)-Y~′(a)<0a=a0,···,a0+γ),(a0=0,···,LFFT2-γ-1)}]]>(等式10)其中，(等式9)中的符號是步驟3)中得到的第b個變換域信號(記做的模值，符號是b從0到a共a+1個模值的算術(shù)平均。(等式10)中，γ被定義為判決門限，取值為正整數(shù)，其值的選取受第二次傅立葉變換長度LFFT和信道特性的影響，本發(fā)明在實現(xiàn)中推薦γ采用大于10小于的任意正整數(shù)值。minarg{}是“取最小值”算符，也就是取括號{}中的最小數(shù)作為輸出的計算結(jié)果。算式Y(jié)~′(a+1)-Y~′(a)<0a=a0,···,a0+γ]]>表示對所有從a0到a0+γ的a值進(jìn)行遍歷，以計算滿足相鄰模值變化Y~′(a+1)-Y~′(a)<0]]>的那些a0值，a0本身的取值范圍是a0=0,···,LFFT2-γ-1.]]>突變點位置nfm就是滿足Y~′(a+1)-Y~′(a)<0]]>的最小的那個a0值。(等式10)在數(shù)學(xué)上本質(zhì)是一種差分搜索判決法。5).根據(jù)頻譜突變點nfm，計算最大多普勒頻移fmax。在上一步驟得到頻譜突變點nfm之后，即可以計算最大多普勒頻移fmax，其方法是fmax=nfmNsLFFTfS]]>(等式12)其中，Ns為OFDM的采樣點(sample)數(shù)，fs為系統(tǒng)采樣率，Ns和fs是只與OFDM通信系統(tǒng)本身相關(guān)的常數(shù)。(等式12)計算的結(jié)果就是最大多普勒頻移的數(shù)值，單位是Hz(赫茲)。下面，以實例對本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。一個OFDM的基帶通信系統(tǒng)，每個頻域中的OFDM符號由1024個子載波構(gòu)成，時域中的一個OFDM符號包括1240個采樣點(sample)，中心子載波fc＝3.2GHz，系統(tǒng)的采樣率fs為20MHz。導(dǎo)頻插入方式如圖4，由前面所描述，第二次FFT變換長度LFFT取值512，判決門限γ這里取值作20。假定信道是單徑瑞利衰落信道。接收機(jī)的多普勒頻移估計方法和實現(xiàn)如圖3所示。得到的結(jié)果如圖6所示，SNR＝6dB時，多普勒頻移從50Hz到300Hz變化，圖中實線表示實際的多普勒頻移改變，虛線是本發(fā)明方法估計出的多普勒頻移值，可以看出，本發(fā)明方法已經(jīng)可以對真實環(huán)境中不斷變化的多普勒頻移進(jìn)行比較準(zhǔn)確的跟蹤估計。權(quán)利要求1.一種用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)的多普勒頻移估計方法，包括如下步驟(1)、對接收信號按照正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的子載波數(shù)尺度進(jìn)行第一次快速傅立葉變換，獲得頻域接收信號；(2)、根據(jù)系統(tǒng)導(dǎo)頻插入方式，提取頻域接收信號子載波上的導(dǎo)頻信號；(3)、對頻域?qū)ьl信號作第二次快速傅立葉變換，得到變換域信號；(4)、采用下式求變換域頻譜的突變點nfmY~′(a)=1a+1Σb=0j|Y^(b)|(a=0,···,LFFT2-1)]]>nfm=minarg{a0|(Y~′(a+1)-Y~′(a)<0a=a0,···,a0+γ),(a0=0,···,LFFT2-γ-1)},]]>其中，LFFT是第二次傅立葉變換的變換長度，(等式9)中的符號是步驟3)中得到的第b個變換域信號的模值，符號是b從0到a共a+1個模值的算術(shù)平均，γ定義為判決門限；(5)、根據(jù)頻譜突變點nfm，依據(jù)下式計算最大多普勒頻移fmaxfmax=nfmNsLFFTfs]]>其中，LFFT是第二次傅立葉變換的變換長度，NS為OFDM系統(tǒng)的采樣點數(shù)，fS為OFDM系統(tǒng)的采樣率。2.按照權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于步驟2)中所述導(dǎo)頻插入方式為“導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)信號的比例是1比Num的密集導(dǎo)頻插入方式，Num＝3，4，5……。全文摘要本發(fā)明提供的一種用于正交頻分復(fù)用移動通信系統(tǒng)的多普勒頻移估計方法，首先對接收信號按照子載波數(shù)尺度進(jìn)行第一次快速傅立葉變換，獲得頻域接收信號；再提取頻域接收信號子載波上的導(dǎo)頻信號；對頻域?qū)ьl信號作第二次快速傅立葉變換，得到變換域信號；求變換域頻譜的突變點n文檔編號H04L25/02GK1750429SQ20051001964公開日2006年3月22日申請日期2005年10月20日優(yōu)先權(quán)日2005年10月20日發(fā)明者朱光喜,李黎,劉建,王玲申請人:華中科技大學(xué)