專利名稱：均衡裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及均衡。本發(fā)明尤其涉及可用于處理經(jīng)由通信信道發(fā)送的信號的均衡裝置和方法。
背景技術(shù)：
在網(wǎng)絡(luò)通信領(lǐng)域，對于提供網(wǎng)絡(luò)或因特網(wǎng)連接，不對稱數(shù)字用戶線(“ADSL”)已經(jīng)成為十分有利的選擇。ADSL為DSL(數(shù)字用戶線)技術(shù)的一種類型，它已經(jīng)被開發(fā)出來以增加傳統(tǒng)電話線的數(shù)字-數(shù)據(jù)承載容量。通過使用比話音頻帶高的頻率，ADSL可以共享和電話線一樣的同一條線。為了在電話線上提供高速數(shù)據(jù)傳輸，可使用離散多音(“DMT”)調(diào)制。
作為例子，DMT可以通過將數(shù)據(jù)分段成為塊來實現(xiàn)，在發(fā)射機上使用反向快速傅立葉變換(IFFT)運算，并在接收機上使用快速傅立葉變換(FFT)運算。然而，在提供高速率傳輸?shù)耐ㄐ判诺乐校栭g干擾(“ISI”)，它是在依序發(fā)射的分離的符號之間的干擾，可能由于信道響應(yīng)而產(chǎn)生。ISI，由于它在信號質(zhì)量上的影響，可能影響信號傳輸?shù)臏蚀_性和速率。一種減少ISI的方法是在接收機端利用均衡裝置或均衡器來糾正或補償由通信信道帶來的ISI。
然而，傳統(tǒng)的均衡裝置可能要求大量的計算以有效地糾正或補償ISI。結(jié)果，它們非常消耗資源，這阻止了它們在有限的處理資源下提供快速響應(yīng)或快速的收斂速率。從而，存在對于能夠提供改進的特征、減少資源消耗、或兩者皆備的均衡裝置和方法的需要。

發(fā)明內(nèi)容
與本發(fā)明一致的均衡裝置包括第一濾波器，目標濾波器，和第一濾波器和目標濾波器連接的誤差判定裝置，以及和誤差判定裝置連接的系數(shù)處理器。第一濾波器具有第一組系數(shù)并處理經(jīng)由通信信道發(fā)射的輸入信號以減少信道響應(yīng)。目標濾波器具有第二組的系數(shù)并產(chǎn)生目標信道輸出。誤差判定裝置隨后處理第一濾波器的輸出信號以及目標信道的輸出以產(chǎn)生誤差信號。系數(shù)處理器將第一或第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于誤差信號更新第一或第二組系數(shù)的剩余系數(shù)。
與本發(fā)明一致的系數(shù)更新裝置包括誤差判定裝置和系數(shù)處理器。系數(shù)更新裝置可以用于均衡裝置，它具有第一濾波器和第二濾波器，第一濾波器具有用于處理輸入信號的第一組系數(shù)，并且第二濾波器具有用于產(chǎn)生目標信道輸出的第二組系數(shù)。誤差判定裝置隨后處理第一濾波器的輸出信號以及目標信道的輸出以產(chǎn)生誤差信號。系數(shù)處理器將第一或第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于誤差信號更新第一或第二組系數(shù)的剩余系數(shù)。
與本發(fā)明一致的均衡方法包括接收經(jīng)由通信信道發(fā)射的輸入信號；通過使用第一組濾波器系數(shù)處理輸入信號以減少信道響應(yīng)，并產(chǎn)生均衡信號；通過使用第二組濾波器系數(shù)產(chǎn)生目標信道輸出；從處理均衡信號和目標信道輸出而產(chǎn)生誤差信號；將第一或第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于誤差信號更新第一或第二組濾波器系數(shù)的剩余系數(shù)。
與本發(fā)明一致的系數(shù)更新方法可以用于均衡處理。均衡處理包括使用第一組濾波器系數(shù)來處理輸入信號以產(chǎn)生均衡的信號，并使用第二組濾波器系數(shù)來產(chǎn)生目標信道輸出。系數(shù)更新方法包括從處理均衡信號和目標信道輸出產(chǎn)生誤差信號；將第一或第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于誤差信號更新第一或第二組過濾系數(shù)的剩余系數(shù)。
通過結(jié)合附圖閱讀下列詳細描述將更全面地理解本發(fā)明的這些以及其它要素。


圖1示出了通信信道和均衡器之間的示范性的關(guān)系；圖2舉例說明了使用最小二乘算法的示范性的均衡器的結(jié)構(gòu)；圖3示出了基于最小均方誤差標準的均衡器結(jié)構(gòu)的實施例；圖4示出了在頻域更新均衡器系數(shù)的系統(tǒng)；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的均衡裝置的示范性方框圖；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的均衡方法的示意流程圖；圖7示出了來自與本發(fā)明一致的實施例的仿真結(jié)果沖擊響應(yīng)；圖8示出了來自與本發(fā)明一致的實施例的仿真結(jié)果的頻率響應(yīng)；圖9示出了來自與本發(fā)明一致的實施例的仿真結(jié)果的信道信噪比的收斂；圖10為本發(fā)明的一個實施例的仿真結(jié)果，它說明了數(shù)字自動增益控制的信號功率調(diào)節(jié)功能；圖11示出了來自與本發(fā)明一致的實施例仿真結(jié)果的在初始化期間在REVERB和MEDLEY狀態(tài)的信噪比；圖12示出了來自與本發(fā)明一致的實施例仿真結(jié)果REVERB和MEDLEY狀態(tài)的比特負荷。
發(fā)明詳述將詳細參考本發(fā)明的實施例，實施例的例子在附圖中舉例說明。
與本發(fā)明一致的實施例可以包括使用并更新兩組濾波器系數(shù)以減小與均衡輸出相關(guān)的誤差均衡裝置或均衡方法。在一個實施例中，當剩余的系數(shù)被更新時，一個或多個濾波器系數(shù)可以保持恒定。在一個實施例中，實現(xiàn)本發(fā)明的裝置成本有效地確定均衡裝置的系數(shù)。另外，與本發(fā)明一致的實施例可以用于離散多音(“DMT”)收發(fā)機，例如在ADSL系統(tǒng)中的DMT收發(fā)機，以減小或消除信道對在其上傳輸?shù)男盘柕挠绊?，所述的通信信道例如為電話線。不限制本發(fā)明的范圍，下列段落將舉例說明使用典型的適用于ADSL系統(tǒng)的DMT收發(fā)機應(yīng)用的均衡裝置和均衡方法。
在ADSL系統(tǒng)中，DMT方法可以用來將數(shù)據(jù)分段成塊或流，并使用這些數(shù)據(jù)流來調(diào)制一個或多個通信信道，例如一對導線，扭絞銅線或電話線。然而，當分開的DMT符號經(jīng)由通信信道傳輸時，信道影響可能導致或引起ISI(符號間干擾)，這導致了相鄰符號間的干擾。為了減小或消除ISI，某個長度的循環(huán)前綴(“CP”)可以加到DMT符號的前面作為DMT符號之間的“保護時間”。添加的CP分開了DMT符號而且在時間上分開，從而消除了來自ISI的影響。
例如，在DMT收發(fā)機中，每個將要發(fā)射的具有N個采樣的DMT符號在其前面都帶有具有v個采樣的CP以在接收端減小ISI影響。在一個實施例中，如果信道具有等于或小于v+1個采樣的長度，由信道漂移(dispersion)引入的ISI可以從接收信號中完全消除。然而，添加CP到現(xiàn)存的DMT符號增加了被發(fā)射的樣本數(shù)目，從而增加了轉(zhuǎn)換相同數(shù)目的DMT符號的時間。例如，CP的插入會將傳輸效率從1減小到N/(N+v)。因此，期望減小CP的長度以使對傳輸效率的影響最小化。例如，在ADSL的Gdmt標準中，吞吐量效率被定義為N/(N+v)＝512/(512+32)。在該標準下，具有等于32(采樣)的長度的信道響應(yīng)在發(fā)射的DMT符號上沒有ISI影響。
遺憾地，大多數(shù)通信信道的信道響應(yīng)長度，比如電話線或扭絞銅環(huán)，會比32長或者比32長很多，且它的長度隨著信道的不同而不同。為了克服信道響應(yīng)彌散，可能需要均衡裝置，例如自適應(yīng)數(shù)字有限沖激響應(yīng)(“FIR”)濾波器或時域均衡器(“TEQ”)，來縮短信道響應(yīng)。為了估計信道響應(yīng)，在ADSL系統(tǒng)中的“有效”的通信信道可在發(fā)送端包括發(fā)射濾波器和混合電路，扭絞銅線信道，在接收端包括、混合電路和接收濾波器，以及包括一個自適應(yīng)數(shù)字FIR濾波器。
最佳的縮短在一個實施例中，均衡適于糾正或補償由通信信道帶來的ISI，通信信道的響應(yīng)為未知的。為了適應(yīng)未知的響應(yīng)，均衡器可以用大量的可以調(diào)整到提高均衡處理的效果的系數(shù)來設(shè)計。該系數(shù)可以被計算或更新多次以獲得更好地限制了ISI影響的收斂的結(jié)果。例如，可以使用自適應(yīng)均衡，它基于發(fā)送數(shù)據(jù)或均衡數(shù)據(jù)對系數(shù)進行連續(xù)的調(diào)整?？梢允褂米赃m應(yīng)算法，例如最小均方(“LMS”)或遞歸最小二乘(RLS)算法。
圖1示出了在通信信道和時域均衡器TEQ之間的典型的關(guān)系，均衡器TEQ可以為自適應(yīng)的數(shù)字FIR。在一個實施例中，H表示傳輸信道，它可以包括發(fā)射濾波器、扭絞銅環(huán)、接收濾波器和混合電路。W表示自適應(yīng)數(shù)字FIR濾波器，有一種算法可以利用特征值和特征向量來生成TEQ系數(shù)，從而縮短反映在信號y(k)上的信道響應(yīng)長度，給定的原始信道響應(yīng)、CP長度和TEQ響應(yīng)的長度。作為例子，有效信道響應(yīng)heff，其特征在于具有兩部分，在v+1個連續(xù)樣本窗口中的hwin和剩余部分hwall。一種期望的縮短算法可產(chǎn)生W的系數(shù)以最小化能量hTwallhwall，同時滿足約束hTwinhwin＝A，以避免平凡解w＝
T?？s短信噪比(“SSNR”)可以如下定義SSNR=10log(hwinThwinhwallThwall)=10log(Aλmin)]]>最小二乘(square)縮短在另一個實施例中，最小二乘(“LS”)縮短方法可以用于縮短有效信道響應(yīng)?？s短算法、由pole-zero模型模擬信道沖激響應(yīng)，它需要計算本征值和本征向量。在一些實施例中，在硬件或?qū)崟rDSP(數(shù)字信號處理)芯片中實現(xiàn)該算法變得困難或者復(fù)雜。另外，原始信道響應(yīng)在某些場合不能利用。圖2舉例說明了典型的使用最小二乘(“LS”)算法的TEQ結(jié)構(gòu)。信道響應(yīng)可以用傳遞函數(shù)表示為pole-zero模型，傳遞函數(shù)為
(z-1)=a(z-1)1+b(z-1)]]>LS算法可以找到pole-zero模型，它帶有傳遞函數(shù)h^(z-1)=a^(z-1)1+b^(z-1)]]>它最好地匹配原始信道響應(yīng)。換言之，它能最小化下面誤差的平方e(n)=y(n)-y^(n)]]>在一個實施例中，y(n)和 分別表示原始信道的輸出和最好pole-zero模型的輸出。縮短的有效信道響應(yīng)可以近似為下面的傳遞函數(shù)hshort=(z-1)=a(z-1)1+b(z-1)·(1+b^(z-1))≈a(z-1)≈a^(z-1)]]>如果選定的pole-zero模型的零少于v+1，有效信道響應(yīng)被縮短的長度能小于CP的長度以消除由通信信道帶來的ISI。
兩信道自動回歸模擬在另一個實施例中，可以使用兩信道自動回歸(“AR”)建模。上述的LS方法要求計算由原始信道輸入和輸出所構(gòu)成的自相關(guān)矩陣及其逆矩陣。另外，該矩陣為non-Toepliz。因此，在某些場合下，它難以通過硬件或?qū)崟rDSP芯片實現(xiàn)。AR建模方法利用了Levison算法的優(yōu)點，并且數(shù)字FIR濾波器的系數(shù)可以數(shù)字地解決。在一個實施例中，AR建模方法會將最好的pole-zero模型簡化到all-pole模型以近似地消除原始信道的pole，因為原始信道的pole-zero模型通常具有個數(shù)少于v的零。因此，縮短的有效信道響應(yīng)可以近似地少于v+1以減少ISI。
時域的最小均方誤差圖3示出了基于最小均方誤差(“MMSE”)標準以縮短有效信道響應(yīng)的TEQ結(jié)構(gòu)的實施例。在一個實施例中，H表示通信信道的信道響應(yīng)，通信信道比如為扭絞銅線或電話線；W表示自適應(yīng)數(shù)字FIR濾波器以縮短有效信道的響應(yīng)；B表示有效信道的目標沖激響應(yīng)。W和B系數(shù)可由算法確定以最小化W和B的輸出之間的均方誤差。根據(jù)MMSE標準，建立誤差的代價函數(shù)為E{e2(k)}＝E{(WTY-BTXΔ)2}＝WTRyyW+BTRxx，ΔB-2WTRyx，ΔB其中W＝[w0w1…wm-1]TB＝[b0b1…bv]TXΔ＝[x(k+Δ) x(k-1+Δ)… x(k-v+Δ)]TY＝[y(k) y(k-1)… y(k-m+1)]TRyy和Rxx，Δ分別表示W(wǎng)和B的輸入信號的自相關(guān)矩陣。Ryx，Δ為x(k)和y(k)之間的互相關(guān)矩陣。注意Rxx，Δ和Ryx，Δ都依延遲Δ而定。
對于給定的延遲Δ，針對W系數(shù)，通過將MMSE的代價函數(shù)的偏微分等于0，就可以找到W的最優(yōu)解。即∂(E{e2})∂W=0⇒wopt=Ryy-1Ryx,ΔB]]>接著將最優(yōu)解wopt代入到MMSE代價函數(shù)，將它改寫為E{e2(k)}=BT·(Rxx,Δ-Ryx,ΔT(Ryy-1)TRyx,Δ)·B=BTRB]]>最小化上面的代價函數(shù)，可以找到最優(yōu)解Bopt，它是矩陣R中最小特征值所對應(yīng)的特征向量。另外，unit-norm(單位范數(shù))約束BoptTBopt=C]]>或WoptTWopt=C]]>(C通常為1，被叫作單位能量約束)應(yīng)用以避免平凡解W＝B＝0。在實踐中，可以使用迭代的解決方案以找到期望的在硬件或?qū)崟rDSP芯片上的解決方案。在一個實施例中，LMS(最小均方)算法能應(yīng)用到迭代更新W和B系數(shù)。如果更新的步長被合適地選擇，LMS算法可以在合理的時間內(nèi)收斂到最佳解決方案。使用單位能量約束(“UEC”)，下列等式提供所要求的運算和過程以在時域?qū)崿F(xiàn)LMS算法的例子的一個實施例。
Z(k)=WTY=Σi=0m-1wi(k)·y(k-i)]]>
d(k)=BTXΔ=Σi=0v-1bi(k)·x(k-i+Δ)]]>e(k)＝d(k)-z(k)wi(k+1)＝wi(k)+μwe(k)y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1wi(k+1)=wi(k+1)wnorm(k),]]>i＝0，1，2，...，m-1(如果單位規(guī)范約束應(yīng)用到W)bi(k+1)＝bi(k)+μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，vbi(k+1)=bi(k+1)bnorm(k),i=0,1,2,...,v]]>(如果單位規(guī)范約束應(yīng)用到B)wnorm(k)定義為wnorm(k)≡Σi=0m-1wi2(k)]]>在一個實施例中，歸一化wwi(k+1)=wi(k+1)wnorm(k)]]>是可選的。當單位規(guī)范(即，單位能量)約束應(yīng)用時可應(yīng)用該歸一化。另外，w(k)和b(k)的適應(yīng)可由以下替換wi(k+1)＝wi(k)+μw·sgnQ(e(k))·y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1bi(k+1)＝bi(k)+μb·sgnQ(e(k))x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v其中sgnQ(x)將x量化為它的最近的預(yù)定值，例如2n，并且n可以為正整數(shù)或負整數(shù)。另外，如果步長μw和μb被適當?shù)剡x擇(即，分別地為2到整數(shù)值的冪)，wi(k)和bi(k)的適應(yīng)能被簡化為只“移位和加”，結(jié)果，不需要乘法和乘法器，并且因此時域均衡器調(diào)整的硬件復(fù)雜性被大大地降低。此外，代替運用誤差信號e(k)，為了相似的硬件復(fù)雜性降低，量化函數(shù)sgnQ(x)也可以運用于信號y(k)或x(k)。
在頻域中的最小均方差上面提及的實施例使用LMS更新算法以在時域中更新W和B系數(shù)。W和B系數(shù)也可以在頻域中被更新。時域和頻域更新算法可基于相同的MMSE標準以縮短有效信道響應(yīng)，雖然它們的系數(shù)在不同的域被更新。圖4示出了在頻域更新TEQ的W和B系數(shù)的系統(tǒng)。作為例子，W和B的輸入信號首先被FFT(快速傅立葉變換)模塊轉(zhuǎn)換到頻域。均衡器W的系數(shù)和目標響應(yīng)B的系數(shù)接著在頻域中被更新。為了確定縮短的信道響應(yīng)的長度小于CP的長度，W和B的頻率響應(yīng)重新被IFFT(反FFT)模塊轉(zhuǎn)換到時域。另外，某個窗口運算將被運用以將它們相關(guān)的能量會聚在預(yù)定長度之內(nèi)。該過程被重復(fù)直到達到期望的性能指標。
均衡裝置在與本發(fā)明一致的實施例中，LMS算法可用于最小化均衡裝置的MMSE代價函數(shù)。在一個實施例中，為了避免平凡解W＝B＝0，兩個約束會被使用單位能量約束(UEC)和單位抽頭約束(UTC)。
下面將描述均衡裝置，比如TEQ，它的算法和一個或者多個約束可以消除平凡解。
圖5示出了在與本發(fā)明一致的實施例的均衡裝置的典型的方框圖，例如TEQ。參見圖5，均衡裝置100包括第一濾波器102，目標濾波器104，誤差判定裝置106，系數(shù)處理器108，以及增益控制裝置110的備選裝置。在一個實施例中，均衡裝置100可以處理通過信道傳輸后所接收到的信號y(k)且可以減小信道響應(yīng)。均衡裝置100可用于ADSL通信信道。例如，通信信道112可以為ADSL通信信道，它在發(fā)射端包括發(fā)射濾波器和混合電路，在接收端包括扭絞銅通道，混合電路和接收濾波器。x(n)表示在ADSL通信信道的發(fā)射端產(chǎn)生的信號。
還參見圖5，在一個實施例中，第一濾波器102可以為自適應(yīng)FIR(有限沖激響應(yīng))濾波器并且可以處理已經(jīng)經(jīng)由通信信道112傳輸?shù)妮斎胄盘杫(k)以減小信道響應(yīng)。通過減小相鄰符號之間的干擾減小信道響應(yīng)會減小ISI的負面影響。第一濾波器102具有第一組系數(shù)，比如時域均衡器濾波系數(shù)，這些系數(shù)用來減小由第一濾波器102產(chǎn)生的輸出z(n)的信道響應(yīng)。例如，輸出z(n)可使用下列公式計算
z(k)=WTY=Σi=0m-1wi(k)·y(k-i)]]>其中wi(k)為第一組系數(shù)，它可由一個向量來表示，并且“·”表示相乘。系數(shù)wi(k)可以被調(diào)整或更新直到達到收斂結(jié)果以提高減小信道響應(yīng)的效果。
目標濾波器104可產(chǎn)生目標信道輸出d(n)，該輸出可用作估計第一濾波器102的輸出的基。在一個實施例中，目標信道輸出可以從自適應(yīng)線性濾波器處理本地生成的訓練序列的樣本中獲得。目標濾波器104具有第二組系數(shù)，比如時域均衡器濾波系數(shù)，用于產(chǎn)生目標信道輸出d(n)。作為例子，輸出d(n)可使用下列公式計算d(k)=BTXΔ=Σi=0v-1bi(k)·x(k-i+Δ)]]>其中bi(k)為第二組系數(shù)，它可由一個向量來表示，并且“·”表示相乘。系數(shù)bi(k)可以如下所述的被調(diào)整或更新以更好地減小信道響應(yīng)。
除了在圖5中示出的時間移位Δ之外，在一個實施例中在均衡器訓練狀態(tài)期間本地生成的訓練信號應(yīng)當與在信道H的輸入相同。在ADSL標準中，存在幾種狀態(tài)專用于均衡器訓練，在這些狀態(tài)期間，接收機站點除了信道延遲和在信道輸入的發(fā)射信號的開始定時之外完全知道發(fā)射信號的信息。發(fā)射信號的這些信道延遲和開始定時被表示為定時移位Δ。不失一般性，在信道輸入處的發(fā)射信號和本地生成的訓練信號都由x(n)表示，并由虛線連接以表示它們的相似性。為了對適當?shù)木馄饔柧毝谛盘杦i(k)和bi(k)同步，定時移位Δ需要被估計，因此在TEQ系數(shù)的訓練被激活之前，本地生成的訓練信號x(n)的注入定時進入目標信道系數(shù)bi(k)需要被調(diào)整。在一個實施例中，為了避免ISI，目標信道的系數(shù)bi(k)長度v等于或小于CP長度。系數(shù)bi(k)可以如上所舉例說明地更新或調(diào)整。
參見圖5，誤差確定裝置106可以與第一濾波器102和目標濾波器104連接，以處理第一濾波器102的均衡輸出z(n)和來自目標濾波器104的目標信道輸出d(n)以產(chǎn)生誤差信號e(n)。在一個實施例中，誤差確定裝置106可以為減法裝置，它從d(n)中減去z(n)，即，e(k)＝d(k)-z(k)。在一個實施例中，誤差信號e(n)可使用MMSE(最小均方誤差)代價函數(shù)計算。
系數(shù)處理器108用于更新第一濾波器102的第一組系數(shù)和/或目標濾波器104的第二組系數(shù)。參見圖5，系數(shù)處理器108包括分開的系數(shù)處理器，一個用于第一濾波器102，另一個用于目標濾波器104，或使用一個單個的處理器以更新這些系數(shù)中的一個或多個。在一個實施例中，系數(shù)處理器108，在更新處理期間，將第一或第二組系數(shù)的一個或多個系數(shù)保持恒定并且只更新剩余的系數(shù)。在更新處理期間，系數(shù)處理器可使用例如在時域中的LMS算法，基于由誤差確定裝置106產(chǎn)生的誤差信號e(n)更新剩余的系數(shù)。
在一個實施例中，系數(shù)處理器108更新剩余的系數(shù)以減少在均衡的輸出z(n)和目標信道輸出d(n)之間的差，以便于最小化來自MMSE代價函數(shù)的結(jié)果。在一個實施例中，當系數(shù)處理器108更新剩余的系數(shù)時，可保持第一組系數(shù)的一個或多個系數(shù)在它們的初始值。在另一個實施例中，當系數(shù)處理器108更新第一和第二組系數(shù)的剩余系數(shù)時，可將第二組系數(shù)的一個或多個系數(shù)保持在它們的初始值。例如，系數(shù)處理器108將第二組系數(shù)的中央抽頭保持在固定值。下列舉例說明的典型公式用于在一個實施例中更新第一和第二組系數(shù)。
wi(k+1)＝wi(k)+μwe(k)y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1bi(k+1)＝bi(k)-μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，并且i≠v/2其中wi(k+1)為更新的第一組系數(shù)，bi(k+1)為更新的第二組系數(shù)。
如公式所示的，帶有固定值的抽頭為B的中央抽頭。在一些實施例中，和本發(fā)明一致的均衡裝置和方法可保持從第一組和第二組選擇的一個或者多個系數(shù)不變。在一個實施例中，均衡裝置依靠固件來識別將被保持恒定一個或多個系數(shù)和所選擇的系數(shù)將被保持在的一個或多個值。
參見圖5，增益控制裝置110可和第一濾波器102連接以處理均衡的輸出z(n)并保持均衡裝置輸出的信號功率。在一個實施例中，增益控制裝置110會等待直到z(n)的收斂結(jié)果被計算，這會在第一和第二組系數(shù)的部分的多次的更新之后發(fā)生。在一個實施例中，增益控制裝置110可為數(shù)字自增益裝置(“DAGC”)，它包括或使用一階反饋控制系統(tǒng)來調(diào)整輸出z′(k)的電平。作為例子，輸出z′(k)可使用下列公式計算z′(k)＝gDAGC(k)·z(k)其中，gDAGC(k)表示DAGC 110的增益，“·”表示相乘。在一個實施例基準值Vref被提供，如圖5中所示，并且輸出z(n)和基準值Vref之間的信號功率差可反饋以調(diào)整增益gDAGC。例如，增益gDAGC可自適應(yīng)地調(diào)整以在均衡裝置100的輸出調(diào)節(jié)信號功率。因此，通過設(shè)置適當?shù)幕鶞蔞ref，DAGC可為下列部件提供控制信號電平的機制，所述的部件比如為FFT模塊114。
參見圖5，除了上面例舉的部件之外，F(xiàn)FT(快速傅立葉轉(zhuǎn)換)模塊114可與增益控制裝置110連接以為ADSL通信信道的接收端執(zhí)行FFT運算。
因此，均衡裝置運用MMSE成本函數(shù)，和LMS更新算法以在時域中更新第一和第二組系數(shù)中的一些系數(shù)。換言之，系數(shù)的更新避免使用FFT模塊或IFFT模塊來將系數(shù)轉(zhuǎn)換到頻域。另外，一個或多個固定系數(shù)在系數(shù)更新期間會消除全為零的解。例如，目標濾波器104的函數(shù)B將不會收斂到全為零的解。在一些實施例中，均衡裝置100比傳統(tǒng)的均衡器需要更少計算功率。例如，上面提及的DAGC對每個DMT符號只需要一個乘法加兩個加法，以及每個樣本一個加法。相反，常規(guī)的帶有UEC的LMS算法必需計算一組系數(shù)的norm并規(guī)一化所有的系數(shù)。
均衡方法圖6為在與本發(fā)明一致的實施例中的均衡方法的示意性的流程圖。在一個實施例中，均衡方法140包括下列的一個或多個在步驟150接收輸入信號；在步驟152處理輸入信號；在步驟154產(chǎn)生目標信道輸出；在步驟156產(chǎn)生誤差信號；在步驟158保持一個或多個系數(shù)恒定并更新剩余的系數(shù)。另外，該均衡方法也包括在步驟160控制輸出增益的可選步驟。在一些實施例中，在圖6中敘述的幾個步驟以及下列描述的可以任選。
在步驟150，經(jīng)由通信信道發(fā)射的輸入信號被接收到。在一個實施例中，輸入信號包括ADSL傳輸信號。輸入信號接著在步驟152被處理，以通過使用第一組過濾系數(shù)以減小信道響應(yīng)并產(chǎn)生均衡的信號。在一個實施例中，上面提及的自適應(yīng)數(shù)字FIR基于第一組過濾系數(shù)處理輸入信號以產(chǎn)生均衡的信號。
在步驟154，通過使用第二組濾波系數(shù)產(chǎn)生目標信道輸出。目標信道輸出通過執(zhí)行信道延遲估計并調(diào)整本地生成的訓練信號的注入定時來產(chǎn)生。例如，目標信道輸出或通過上述的目標濾波器并通過處理從本地訓練信號產(chǎn)生器接收的信號樣本序列而產(chǎn)生，所述的處理使用估計的定時移位Δ(信道輸入信號和訓練信號)來調(diào)整訓練信號的注入定時。另外，第一和第二組濾波系數(shù)都可以為時域均衡器濾波系數(shù)。在步驟156，誤差信號可從處理在步驟152中生成的均衡的信號和在步驟154生成的目標信道輸出而生成。如上所述的，誤差信號可以從減法運算生成并且以均方誤差的形式計算，比如通過使用MMSE代價函數(shù)。
在步驟158，第一或第二組系數(shù)中的一個或多個系數(shù)可保持恒定，第一和第二組濾波系數(shù)中剩余的系數(shù)可基于誤差信號更新。如上所述的，剩余的系數(shù)可更新以減小均衡的信號和目標信道輸出之間的差，以便于最小化MMSE代價函數(shù)的結(jié)果。在一個實施例中，剩余的系數(shù)可被LMS算法在時域中更新。
在步驟158，被保持的一個或多個系數(shù)可從第一組濾波系數(shù)中、第二組濾波系數(shù)中或者兩組之中選出。作為例子，系數(shù)可以保持在它的或它們的初始值。在一個實施例中，系數(shù)處理器108使用如上所述的更新公式，會將第二組系數(shù)的中央抽頭保持在固定的值。在一個實施例中，均衡固件可用于識別一個或多個將被保持恒定的系數(shù)或用于識別系數(shù)將被保持在一個或多個值。
在一個實施例中，均衡方法也包括在步驟160控制輸出增益的任選步驟。該輸出增益控制可包括使用一階負反饋控制系統(tǒng)以處理均衡的信號并控制輸出增益。在一個實施例中，控制輸出增益包括使用公式z′(k)＝gDAGC(k)·z(k)其中z′(k)為增益控制裝置的輸出，gDAGC(k)為增益因子，z(k)為均衡信號。增益控制和確定gDAGC(k)的例子已在上面提及。
仿真結(jié)果不限制本發(fā)明的范圍，下列段落將舉例說明執(zhí)行的實驗以鑒別均衡裝置或均衡方法在ADSL系統(tǒng)中的效果。在一個實驗中，將對測試回路執(zhí)行在ADSL標準T1.413，第2期下的數(shù)字上的仿真。一個典型的測試回路ANSI(美國國家標準委員會)T1.601Loop#3可用于仿真。該環(huán)路可以表示出接收機下行鏈路的典型問題，因為它使用了不同規(guī)格的電線并且在ATU(ADSL收發(fā)信機單元)的遠端側(cè)(ATU-R)具有兩個橋接抽頭。
圖7和圖8分別示出了B和W函數(shù)的沖激響應(yīng)和頻率響應(yīng)。圖9示出了當附加的背景噪聲為-140dBm時信道SNR的收斂。在一個實施例中，為了加速收斂，可以運用多步長的策略。圖10說明了數(shù)字AGC增益的信號功率調(diào)節(jié)功能。另外，數(shù)字仿真在一些實驗中實施。圖11和12分別示出了在初始化期間(T1，413第2期)在REVERB和MEDLEY狀態(tài)達到的SNR以及相關(guān)的比特負荷。在這些仿真中，是假設(shè)前向糾錯(FEC)的編碼增益為4.5dB。達到的數(shù)據(jù)約為3.9Mbps，均超過了TR-048(令牌環(huán)048)的要求。
前面對本發(fā)明實施例的揭示是為了說明和描述，并不意味著本發(fā)明要完全限制在上面的實施例中。在此描述的實施例的許多的變型和修改在上述公開的情況下對本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說是顯而易見的。本發(fā)明的范圍將由后附的權(quán)利要求及其等同物限定。
另外，為了描述本發(fā)明的代表性的實施例，說明書將與本發(fā)明一致的方法和處理過程作為特定順序的步驟提出。然而，對于這樣的范圍，即不依賴于在此闡明的特定次序步驟的方法和過理過程的范圍，該方法和處理過程將不限于所描述的特定序列的步驟。正如本領(lǐng)域普通技術(shù)人員會意識到，其它序列的步驟也是可能的。因此，在說明書中闡明的特定序列的步驟不能解釋為對權(quán)利要求的限制。另外，針對與本發(fā)明一致的方法的權(quán)利要求不局限于按所寫的次序的步驟的性能，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員容易意識到順序可以改變，但是改變?nèi)匀槐Ａ粼诒景l(fā)明的精神和范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種均衡裝置包括第一濾波器，該第一濾波器具有第一組系數(shù)，用于處理經(jīng)由通信信道傳輸?shù)妮斎胄盘栆詼p小信道響應(yīng)；一個目標濾波器，該目標濾波器具有第二組系數(shù)，用于產(chǎn)生目標信道輸出；一個誤差判定裝置，該誤差判定裝置與第一濾波器和目標濾波器連接，用于處理該第一濾波器的輸出和該目標信道的輸出以產(chǎn)生誤差信號；和一個系數(shù)處理器，該系數(shù)處理器與該誤差判定裝置連接，用于將該第一或第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于該誤差信號更新該第一或第二組系數(shù)的剩余系數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用公式更新所述第一組系數(shù)的所述剩余系數(shù)，該公式為wi(k+1)＝wi(k)+μwe(k)y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1其中，wi(k)為所述第一組系數(shù)，wi(k+1)為更新的第一組系數(shù)，e(k)為所述誤差信號，以及y(k-i)為所述輸入信號。
3.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用公式更新所述第二組系數(shù)的所述剩余系數(shù)，該公式為bi(k+1)-bi(k)-μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，并且i≠v/2其中bi(k)為所述第二組系數(shù)，bi(k+1)為更新的第二組系數(shù)，以及e(k)為所述誤差信號。
4.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用公式更新所述第一和所述第二組系數(shù)的所述剩余系數(shù)，該公式為wi(k+1)＝wi(k)+μw·sgnQ(e(k))·y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1bi(k+1)＝bi(k)+μb·sgnQ(e(k))·x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，其中，sgnQ(x)將x量化為最接近的預(yù)定值2n，并且n為正或負整數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用最小均方(LMS)算法在時域中更新所述剩余系數(shù)。
6.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述誤差判定裝置根據(jù)最小均方誤差(MMSE)代價函數(shù)產(chǎn)生所述誤差信號。
7.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述第一和所述第二組系數(shù)為時域均衡器過濾系數(shù)。
8.如權(quán)利要求1所述的裝置，還包括均衡固件，該均衡固件用于識別將保持恒定的所述至少一個系數(shù)，并且識別所述至少一個系數(shù)的至少一個初始值。
9.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述第一濾波器包括自適應(yīng)有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器。
10.如權(quán)利要求1所述的裝置，還包括用于處理所述第一濾波器輸出的增益控制裝置。
11.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述輸入信號包括一個不對稱數(shù)字用戶線(ADSL)傳輸信號。
12.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述目標濾波器處理在所述通信信道的接收端產(chǎn)生的訓練信號的采樣以生成所述目標信道輸出。
13.一種用于均衡裝置的系數(shù)更新裝置，該均衡裝置具有第一濾波器，該第一濾波器具有用于處理輸入信號的第一組系數(shù)，該均衡裝置還具有目標濾波器，該目標濾波器具有用于產(chǎn)生目標信道輸出的第二組系數(shù)，該系數(shù)更新裝置包括一個誤差判定裝置，用于處理該第一濾波器的輸出和該目標信道的輸出以產(chǎn)生誤差信號；和一個系數(shù)處理器，該系數(shù)處理器和該誤差判定裝置連接，用于將該第一或該第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于該誤差信號更新該第一或該第二組系數(shù)的剩余系數(shù)。
14.如權(quán)利要求13所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用公式更新所述第二組系數(shù)的剩余系數(shù)，該公式為bi(k+1)＝bi(k)-μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，并且i≠v/2其中bi(k)為所述第二組系數(shù)，bi(k+1)為更新的第二組系數(shù)，以及e(k)為所述誤差信號。
15.如權(quán)利要求13所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用公式更新所述第一組系數(shù)和所述第二組系數(shù)的剩余系數(shù)，該公式為wi(k+1)＝wi(k)+μw·sgnQ(e(k))·y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1，bi(k+1)＝bi(k)+μb·sgnQ(e(k))·x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，其中，sgnQ(x)將x量化為最接近的預(yù)定值2n，并且n為正或負整數(shù)。
16.如權(quán)利要求13所述的裝置，其中所述系數(shù)處理器利用最小均方(LMS)算法在時域中更新所述剩余系數(shù)。
17.一種均衡方法，包括接收經(jīng)由通信信道傳輸?shù)妮斎胄盘枺煌ㄟ^使用第一組過濾系數(shù)處理輸入信號以減少信道響應(yīng)，并產(chǎn)生均衡信號；通過使用第二組過濾系數(shù)產(chǎn)生目標信道輸出；通過處理該均衡信號和該目標信道輸出來產(chǎn)生誤差信號；和將該第一或該第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于該誤差信號更新該第一或該第二組過濾系數(shù)的剩余系數(shù)。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其中更新所述第一組過濾系數(shù)的所述剩余系數(shù)包括使用公式wi(k+1)＝wi(k)+μwe(k)y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1，其中，wi(k)為所述第一組過濾系數(shù)，wi(k+1)為更新的第一組過濾系數(shù)，e(k)為所述誤差信號，以及y(k-i)為所述輸入信號。
19.如權(quán)利要求17所述的方法，其中更新所述第二組過濾系數(shù)的所述剩余系數(shù)包括使用公式bi(k+1)＝bi(k)-μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，并且i≠v/2，其中bi(k)為所述第二組過濾系數(shù)，bi(k+1)為更新的第二組過濾系數(shù)，以及e(k)為所述誤差信號。
20.如權(quán)利要求17所述的方法，其中更新所述第一組系數(shù)和第二組系數(shù)的所述剩余系數(shù)包括使用公式wi(k+1)＝wi(k)+μw·sgnQ(e(k))·y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1，bi(k+1)＝bi(k)+μb·sgnQ(e(k))·x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，其中，sgnQ(x)將x量化為最接近的預(yù)定值2n，并且n為正或負整數(shù)。
21.如權(quán)利要求17所述的方法，其中更新所述剩余系數(shù)包括利用最小均方(LMS)算法在時域中更新所述剩余系數(shù)。
22.如權(quán)利要求17所述的方法，其中產(chǎn)生所述誤差信號包括根據(jù)最小均方誤差(MMSE)代價函數(shù)產(chǎn)生所述誤差信號。
23.如權(quán)利要求17所述的方法，其中所述第一和第二組過濾系數(shù)為時域均衡器過濾系數(shù)。
24.如權(quán)利要求17所述的方法，還包括使用均衡固件，該均衡固件用于識別將保持恒定的所述至少一個系數(shù)，和識別所述至少一個系數(shù)的至少一個初始值。
25.如權(quán)利要求17所述的方法，還包括控制所述均衡信號的輸出增益。
26.如權(quán)利要求17所述的方法，其中所述輸入信號包括一個不對稱數(shù)字用戶線(ADSL)傳輸信號。
27.如權(quán)利要求17所述的裝置，其中產(chǎn)生所述目標信道輸出包括處理在所述通信信道的接收端產(chǎn)生的訓練信號的采樣。
28.一種用于均衡處理的系數(shù)更新方法，該均衡處理包括使用第一組過濾系數(shù)來處理輸入信號以產(chǎn)生均衡信號，并使用第二組過濾系數(shù)來產(chǎn)生目標信道輸出，該系數(shù)更新方法包括通過處理該均衡信號和該目標信道輸出來產(chǎn)生誤差信號；和將該第一或該第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于該誤差信號更新該第一或該第二組過濾系數(shù)的剩余系數(shù)。
29.如權(quán)利要求28所述的方法，其中更新所述第二組過濾系數(shù)的所述剩余系數(shù)包括使用公式bi(k+1)＝bi(k)-μbe(k)x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，并且i≠v/2，其中bi(k)為所述第二組過濾系數(shù)，bi(k+1)為更新的第二組過濾系數(shù)，和e(k)為所述誤差信號。
30.如權(quán)利要求28所述的方法，其中更新所述第一和第二組系數(shù)的所述剩余系數(shù)包括使用公式wi(k+1)＝wi(k)+μw·sgnQ(e(k))·y(k-i)，i＝0，1，2，...，m-1，bi(k+1)＝bi(k)+μb·sgnQ(e(k))·x(k-i+Δ)，i＝0，1，2，...，v，其中，sgnQ(x)將x量化為最接近的預(yù)定值2n，并且n為正或負整數(shù)。
31.如權(quán)利要求28所述的方法，其中更新所述剩余系數(shù)包括利用最小均方(LMS)算法在時域中更新所述剩余系數(shù)。
全文摘要
一種均衡裝置，包括第一濾波器，目標濾波器，與該第一濾波器和該目標濾波器連接的誤差判定裝置，以及與該誤差判定裝置連接的系數(shù)處理器。該第一濾波器具有第一組系數(shù)并處理經(jīng)由通信信道傳輸?shù)妮斎胄盘栆詼p小信道響應(yīng)；該目標濾波器具有第二組系數(shù)產(chǎn)生目標信道輸出；該誤差判定裝置隨后處理該第一濾波器的輸出信號以及該目標信道的輸出以產(chǎn)生誤差信號。該系數(shù)處理器將該第一或該第二組系數(shù)中的至少一個系數(shù)保持恒定，并基于該誤差信號更新該第一或該第二組系數(shù)的剩余系數(shù)。
文檔編號H04L25/03GK1722714SQ20041006401
公開日2006年1月18日 申請日期2004年7月5日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月9日
發(fā)明者薛木添, 吳志峰, 莊棟明, 鄒慶鍇 申請人:誠致科技股份有限公司