專利名稱：時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收裝置及其校正方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)接收裝置及使用該裝置的糾錯(cuò)方法。具體地講，本發(fā)明涉及一種在TDS-OFDM系統(tǒng)中高可靠性地提取信道狀態(tài)信息用于糾錯(cuò)而不管數(shù)據(jù)傳輸模式如何的TDS-OFDM接收裝置，以及使用該裝置的糾錯(cuò)方法。
背景技術(shù)：
OFDM方案把以串行形式輸入的碼元列轉(zhuǎn)換為預(yù)定的基于塊的并行數(shù)據(jù)，并把這些并行的碼元多路復(fù)用到不同的副載頻。與使用單載波的常規(guī)方法不同，OFDM方案使用多載波。在多載波中，每個(gè)載波彼此正交。正交性是指兩個(gè)載波相乘的結(jié)果為零的特征，這是應(yīng)用多載波的必要條件。OFDM方案主要使用快速傅立葉變換(FFT)和快速傅立葉逆變換(IFFT)，這可以根據(jù)載波間正交性的定義和FFT很容易地實(shí)現(xiàn)。
OFDM由多載波組成，每個(gè)多載波都有一個(gè)很小的帶寬。因此，整個(gè)頻譜基本上變成一個(gè)正方形，相應(yīng)地，與使用單載波的情形相比，頻率效率得到提高。另外，由于OFDM信號(hào)的波形與高斯型白噪聲的波形相同，所以與其他的廣播業(yè)務(wù)，比如逐行倒相(PAL)和順序傳送色彩與記憶制(SECAM)相比，OFDM信號(hào)具有更少的干擾。
近來(lái)，為了提高陸地?cái)?shù)字電視(DTV)傳輸系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的速度，提出了數(shù)字多媒體陸地廣播(DMB-T)，這是關(guān)于陸地DTV的新傳輸標(biāo)準(zhǔn)。采用DMB-T的傳輸系統(tǒng)還使用TDS-OFDM方案。OFDM調(diào)制單元使用3780-點(diǎn)的離散傅立葉逆變換/離散傅立葉變換(IDFT/DFT)處理器。
圖1是常規(guī)TDS-OFDM接收裝置的方框圖，該裝置包括射頻接收單元(RF RX)10、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)12、同步單元14、多路分解器16、偽噪聲(PN)相關(guān)單元20、第一FFT單元30、第二FFT單元40、頻域均衡單元50、前向糾錯(cuò)器(FEC)單元60。
FR RX 10把通過天線接收到的OFDM廣播信號(hào)下變換到基帶，ADC 12把來(lái)自RF RX 12的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。
同步單元14使用作為同步信息傳輸?shù)腜N序列，執(zhí)行碼元定時(shí)和頻率同步。PN序列信息是同步信息，用于從TDS-OFDM接收器接收到的OFDM信號(hào)的同步和信道預(yù)測(cè)。PN序列在保護(hù)間隔(GI)之前插入，這將在下文中敘述。
多路分解器16把從同步單元14接收到的OFDM廣播信號(hào)分割為PN序列、GI、以及OFDM碼元，并輸出。GI被插入PN序列與OFDM碼元之間，用來(lái)抑制多徑環(huán)境中的碼元間干擾(ISI)。
PN相關(guān)單元20把參考信號(hào)行和PN序列之間的PN相關(guān)性輸出到第一FFT單元30，以提供信道狀態(tài)的信息。第一FFT單元30轉(zhuǎn)換PN相關(guān)性，并將其輸出至頻域均衡單元50。
從多路分解器16輸出的OFDM碼元被輸出到第二FFT單元40，第二FFTT單元通過FFT轉(zhuǎn)換OFDM并輸出到頻域均衡單元50。
頻域均衡單元50根據(jù)從第一FFT單元30接收到的PN相關(guān)性，均衡從第二FFT單元40接收到的轉(zhuǎn)換的OFDM碼元。
FEC單元60采用適合于被均衡的OFDM碼元的檢錯(cuò)方法檢錯(cuò)并糾正檢測(cè)到的錯(cuò)誤。
如上所述，常規(guī)的TDS-OFDM接收裝置在沒有信道狀態(tài)信息的情況下，檢測(cè)并糾正錯(cuò)誤，因此，有可能導(dǎo)致TDS-OFDM系統(tǒng)接收性能的惡化。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是至少解決上述問題和/或缺點(diǎn)，至少提供下面所述的優(yōu)點(diǎn)。因此，本發(fā)明的目的是提供一種在TDS-OFDM系統(tǒng)中高可靠性地提取信道狀態(tài)信息用于糾錯(cuò)而不管數(shù)據(jù)傳輸模式如何的TDS-OFDM接收裝置，以及使用該裝置的糾錯(cuò)方法。
為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述方面，提供了一種TDS-OFDM接收裝置，包括同步單元，用于使正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)同步，該OFDM信號(hào)經(jīng)天線接收，被下變換到基帶，并進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；多路分解器，用于把從同步單元接收到的OFDM信號(hào)分解成包括同步信號(hào)和OFDM碼元的多個(gè)信號(hào)；頻域均衡單元，用于根據(jù)以FFT變換的同步信息的相關(guān)性，在頻域中均衡通過FFT變換的OFDM碼元；信道狀態(tài)信息(CSI)提取單元，用于根據(jù)包含在從頻域均衡單元接收到的均衡OFDM碼元中的副載波的功率，提取信道狀態(tài)信息；前向糾錯(cuò)(FEC)單元，用于根據(jù)從CSI提取單元接收到的CSI，檢測(cè)并糾正從頻域均衡單元接收的均衡OFDM碼元的錯(cuò)誤。
同步單元使用同步信息。同步信息是PN序列。
CSI提取單元包括功率估計(jì)單元，用于估計(jì)各個(gè)副載波的功率；α乘法單元，用于把功率估計(jì)單元的各個(gè)輸出結(jié)果乘上一個(gè)預(yù)定的加權(quán)因子α；緩沖器，用于把從CSI提取單元輸出的各個(gè)CSI延遲副載波個(gè)數(shù)那么長(zhǎng)，并把延遲的CSI儲(chǔ)存在相應(yīng)的儲(chǔ)存地址上；β乘法單元，用于把從緩沖器輸出的各個(gè)CSI乘上一個(gè)預(yù)定的加權(quán)因子β；相加單元，用于通過將α乘法單元和β乘法單元的輸出結(jié)果相加來(lái)更新CSI，并把更新的CSI輸出到緩沖器。
用下面的公式計(jì)算CSIC(t,i)=αP(t,i)+βΣk=0t-1C(k,i),]]>其中，C(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的CSI，P(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的功率，其中α+β＝1。
FEC單元包括內(nèi)解碼器，該解碼器從CSI提取單元接收CSI并解碼進(jìn)行糾錯(cuò)。內(nèi)解碼器是卷積解碼器和快速(turbo)解碼器的其中一種。
TDS-OFDM接收裝置還可以包括時(shí)域均衡單元，用于根據(jù)同步信息在時(shí)域中均衡OFDM信號(hào)。時(shí)域均衡單元是判決反饋均衡器、卡爾曼均衡器和數(shù)據(jù)再循環(huán)(recycling)均衡器中的一種。
在正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)接收裝置的糾錯(cuò)方法中，改進(jìn)部分包括如下步驟(a)使正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)信號(hào)同步，該OFDM信號(hào)經(jīng)天線接收的，被下變換到基帶，進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；(b)把被同步的OFDM信號(hào)分割成多個(gè)包括同步信息和OFDM碼元的信號(hào)；(c)在頻域中，根據(jù)以FFT變換的同步信息的相關(guān)性，均衡通過FFT變換的OFDM碼元；(d)根據(jù)包含于均衡的OFDM碼元中的副載波的功率，提取CSI；(e)根據(jù)提取的CSI，檢測(cè)并糾正均衡OFDM碼元中的錯(cuò)誤。
步驟(a)使用同步信息，該同步信息是PN序列。
用下述公式計(jì)算CSIC(t,i)=αP(t,i)+βΣk=0t-1C(k,i),]]>其中，C(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的CSI，P(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的功率，α和β指的是預(yù)定的加權(quán)因子，α+β＝1。
步驟(e)包括基于CSI解碼進(jìn)行糾錯(cuò)的步驟。解碼步驟是卷積解碼和turbo解碼中的一種。
本方法還包括時(shí)域中用同步信息均衡OFDM信號(hào)的步驟。時(shí)域均衡是判決反饋均衡器、卡爾曼均衡器、數(shù)據(jù)再循環(huán)均衡器中的一種。


通過下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明示例性的實(shí)施例的詳細(xì)描述，本發(fā)明的上述和其他目的和特點(diǎn)將會(huì)變得更加清楚，其中圖1是常規(guī)的TDS-OFDM接收裝置方框圖；圖2是本發(fā)明實(shí)施例的TDS-OFDM接收裝置方框圖；圖3是圖2中的信道狀態(tài)信息(CSI)提取單元的方框圖；圖4A和圖4B表示采用計(jì)算機(jī)模擬的CSI提取單元的操作結(jié)果；和圖5是表示提取CSI以用于糾錯(cuò)的方法流程圖。
應(yīng)理解的是，在這些附圖中，相同標(biāo)號(hào)表示相同的圖形和結(jié)構(gòu)。
具體實(shí)施例方式
以下，參照附圖來(lái)詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施例。
圖2是本發(fā)明實(shí)施例的TDS-OFDM接收裝置的方框圖。參考圖2可知，TDS-OFDM接收裝置包括RF RX 100、ADC 120、同步單元140、時(shí)域均衡單元150、多路分解器160、PN相關(guān)單元200、第一FFT單元300、第二FFT單元400、頻域均衡單元500、FEC單元600、和CSI提取單元700。
RF RX 100把經(jīng)天線接收到的OFDM廣播信號(hào)下變換到基帶，ADC 120把來(lái)自RF RX 100的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。
同步單元140，通過使用作為同步信息傳輸?shù)腜N序列，執(zhí)行碼元定時(shí)和頻率同步。
時(shí)域均衡單元150根據(jù)PN序列信息在時(shí)域中均衡OFDM廣播信號(hào)，并且尤其可以使用判決反饋均衡器、或卡爾曼均衡器、或數(shù)據(jù)再循環(huán)均衡器。
多路分解器160把從時(shí)域均衡單元150接收到的OFDM廣播信號(hào)分離成PN序列、GI和OFDM碼元，并輸出。
PN相關(guān)單元200把參考信號(hào)行和PN序列間的PN相關(guān)性輸出到第一FFT單元300，以提供有關(guān)信道狀態(tài)的信息。第一FFT單元300把PN相關(guān)性進(jìn)行FFT變換，并將其輸出到頻域均衡單元500。
從多路分解器160輸出的OFDM碼元被輸出到第二FFT單元400，第二FFT單元400把OFDM碼元進(jìn)行FFT變換，并輸出到頻域均衡單元500。
頻域均衡單元500基于從第一FFT單元300接收到的PN相關(guān)性，均衡從第二FFT單元400接收到的經(jīng)變換的OFDM碼元。
從在頻域均衡單元500中均衡的OFDM碼元中，CSI提取單元700提取CSI信息，并把CSI輸出到內(nèi)解碼器620。
圖3是圖2中CSI提取單元700的方框圖，為方便起見，并附帶顯示了頻域均衡單元500和內(nèi)解碼器620。CSI提取單元700包括功率估計(jì)單元710、α乘法單元720、相加單元730、緩沖單元740、β乘法單元750。使用如下公式1計(jì)算CSI公式1C(t,i)=αP(t,i)+βΣk=0t-1C(k,i),]]>其中，C(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的CSI，P(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的功率，α和β分別代表確定CSI提取裝置的收斂速度和特性的加權(quán)因子，并滿足α+β＝1。α和β的值可以由用戶選取，并且根據(jù)選取的α和β的值，可以控制CSI的可變性。因此，通過適當(dāng)?shù)卦O(shè)定α和β的值，用戶可以根據(jù)諸如固定模式、移動(dòng)模式、數(shù)據(jù)接收模式的模式來(lái)獲得所需的CSI特性。
當(dāng)在t＝1時(shí)均衡的N個(gè)OFDM碼元副載波被連續(xù)地輸入功率估計(jì)單元710時(shí)，功率估計(jì)單元710估計(jì)t＝1時(shí)作為各個(gè)副載波功率的P(1，1)、P(1，2)、...、P(1，N)，并把估計(jì)值輸出到α乘法單元720。α乘法單元720把各估計(jì)值乘上α，并順序輸出αP(1，1)、αP(1，2)、...、αP(1，N)。輸出值αP(1，1)、αP(1，2)、...、αP(1，N)分別被延遲副載波數(shù)目那么長(zhǎng)，并被順序地輸出到緩沖器740中相應(yīng)的儲(chǔ)存地址上。然后，當(dāng)在t＝2時(shí)均衡的N個(gè)OFDM碼元副載波被連續(xù)地輸入功率估計(jì)單元710時(shí)，功率估計(jì)單元710估計(jì)t＝2時(shí)作為各個(gè)副載波功率的P(2，1)、P(2，2)、...、P(2，N)，并把估計(jì)值輸出到α乘法單元720。α乘法單元720把輸出值乘上α，并順序輸出αP(2，1)、αP(2，2)、...、αP(2，N)到相加單元730。存儲(chǔ)在緩沖器740的αP(1，1)、αP(1，2)、...、αP(1，N)被順序輸出到β乘法單元750。β乘法單元750把各值乘上β，并順序輸出βαP(1，1)、βαP(1，2)、...、βαP(1，N)到相加單元730。相加單元730把α乘法單元720的輸出結(jié)果加上β乘法單元750的輸出結(jié)果，αP(2，1)+βαP(1，1)、αP(2，2)+βαP(1，2)、...、αP(1，N)+βαP(1，N)，并順序輸出相加值，這些相加值將按被延遲N那么長(zhǎng)并且被順序存儲(chǔ)到緩沖器740中相應(yīng)的存儲(chǔ)地址上。從而，更新了CSI。采用上述同樣的方法，當(dāng)t＝T時(shí)，αP(T,1)+βΣk=0T-1C(k,1),]]>αP(T,2)+βΣk=0T-1C(k,2),...,αP(T,N)+βΣk=0T-1C(k,N)]]>被順序延遲N那么長(zhǎng)，并被存儲(chǔ)到緩沖器740中相應(yīng)的存儲(chǔ)地址上，從而更新了CSI。當(dāng)采用陸地?cái)?shù)字多媒體廣播(DMB-T)作為傳輸標(biāo)準(zhǔn)時(shí)，OFDM碼元的副載波數(shù)N成為3780。圖4B表示的是當(dāng)瑞利信道中的CSI頻譜是如圖4A所示的時(shí)，通過計(jì)算機(jī)模擬得出的CSI提取單元700的CSI提取結(jié)果。通過比較圖4A和圖4B，CSI提取單元700估計(jì)出相似的CSI圖形。
參考圖2，F(xiàn)EC單元600使用適當(dāng)?shù)募m錯(cuò)方法，檢測(cè)并糾正從頻域均衡單元500接收到的OFDM碼元的錯(cuò)誤。
FEC單元600包括內(nèi)去交織器610、內(nèi)解碼器620、外去交織器630、外解碼器640和解擾碼器650。
當(dāng)發(fā)送端的交織器交織編碼數(shù)據(jù)來(lái)擴(kuò)散數(shù)據(jù)中可能的級(jí)聯(lián)錯(cuò)誤時(shí)，接收端的內(nèi)去交織器610對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行去交織，以把數(shù)據(jù)恢復(fù)為輸入至發(fā)送端的內(nèi)交織器之前狀態(tài)的數(shù)據(jù)流。從而，內(nèi)去交織器610擴(kuò)散了接收信號(hào)的級(jí)聯(lián)錯(cuò)誤。對(duì)于內(nèi)去交織器610，通常用到位去交織器(bit deinterleaver)和碼元去交織器(symbol deinterleaver)。
內(nèi)解碼器620使用從CSI提取單元700接收的CSI進(jìn)行解碼，以校正被內(nèi)去交織器610去交織的數(shù)據(jù)中的錯(cuò)誤。換句話說，把CSI提取單元700輸出的CSI應(yīng)用于分支量度(branch metric)的計(jì)算中。在TDS-OFDM接收裝置中，失真信號(hào)在時(shí)域均衡單元150和頻域均衡單元500被均衡。然而，盡管信號(hào)在此處理過程中沒有被完全均衡，仍然可以使用CSI校正錯(cuò)誤。因此，改善了接收性能。對(duì)于內(nèi)解碼器620，通常使用卷積解碼器和turbo解碼器。
發(fā)送端的外交織器根據(jù)一定的模式交織編碼數(shù)據(jù)，接收端的外去交織器630把在內(nèi)解碼器620中解碼的數(shù)據(jù)去交織。因此，擴(kuò)散了在內(nèi)解碼器620中沒有被校正的錯(cuò)誤，結(jié)果，數(shù)據(jù)被恢復(fù)為輸入到發(fā)送端外交織器之前的狀態(tài)信號(hào)流。對(duì)于外去交織器630，通常使用卷積去交織器。
外解碼器640進(jìn)行解碼，以校正被外去交織器630去交織的數(shù)據(jù)中的錯(cuò)誤。對(duì)于外解碼器640，通常使用里德-索羅門(Reed-Solomon)解碼器。
發(fā)送端的擾碼器用運(yùn)動(dòng)圖像專家組(MPEG)格式的輸入傳輸流(TS)，對(duì)偽隨機(jī)二進(jìn)制序列進(jìn)行擾碼，并去除輸入信號(hào)的相關(guān)性。相反，接收端的解擾碼器650去除包含在TS中的偽隨機(jī)二進(jìn)制序列，以恢復(fù)MPEG格式的原始TS。
圖5是提取CSI校正錯(cuò)誤的方法的流程圖。參考圖5，經(jīng)天線接收的OFDM廣播信號(hào)在RF RX 100中被下變換到基帶，在ADC 120中被轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，在同步單元140中被同步(S810)。時(shí)域均衡單元150通過PN序列信息在時(shí)域中均衡OFDM廣播信號(hào)(S820)。
多路分解器160把從時(shí)域均衡單元150接收到的OFDM廣播信號(hào)分割為PN序列、GI、和OFDM碼元，并輸出PN序列至PN相關(guān)單元200，輸出OFDM碼元至第二FFT單元400(S830)。
PN相關(guān)單元200把參考信號(hào)列和PN序列的PN相關(guān)性輸出到第一FFT單元300(S840)。第一FFT單元300把PN相關(guān)性進(jìn)行FFT變換，并將其輸出到頻域均衡單元500。第二FFT單元400把OFDM碼元進(jìn)行FFT變換，并將其輸出到頻域均衡單元500(S850)。
頻域均衡單元500基于從第一FFT單元300接收到的PN相關(guān)性，均衡從第二FFT單元400接收到的OFDM碼元(S860)。
CSI提取單元700在從頻域均衡單元500接收到的均衡的OFDM碼元中提取CSI，并把CSI輸出到內(nèi)解碼器620(S870)。CSI提取單元700使用公式1來(lái)提取CSI。
FEC單元600采用適用于均衡的OFDM碼元的檢錯(cuò)方法檢錯(cuò)并糾正檢測(cè)到錯(cuò)誤。這里，內(nèi)解碼器620使用CSI(S880)。
通過上述描述可知，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，由于TDS-OFDM接收裝置在糾錯(cuò)中提取并使用具有高可靠性的CSI，而不管是數(shù)據(jù)傳輸模式如何，從而提高了TDS-OFDM接收裝置的接收能力。此外，CSI提取單元只是用一個(gè)具有N個(gè)存儲(chǔ)地址的緩沖器。因此，CSI提取單元700可以在結(jié)構(gòu)上比較緊湊，并且，不管是哪種傳輸模式，都能保持滿意的性能。此外，由于用戶可以調(diào)整加權(quán)因子來(lái)控制CSI的可變性，可以根據(jù)傳輸模式獲得不同特征的CSI。
盡管本發(fā)明是參照其特定實(shí)施例來(lái)描述的，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解，在不脫離由所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以對(duì)其進(jìn)行形式和細(xì)節(jié)的各種修改。
權(quán)利要求
1.一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)接收裝置，包括同步單元，用于使正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)同步，該OFDM信號(hào)經(jīng)天線接收，被下變換到基帶，并被模數(shù)轉(zhuǎn)換；多路分解器，用于把從同步單元接收到的OFDM信號(hào)分成包括同步信息和OFDM碼元的多個(gè)信號(hào)；頻域均衡單元，用于在頻域中，根據(jù)通過FFT變換的同步信息的相關(guān)性，均衡通過FFT變換的OFDM碼元；信道狀態(tài)信息(CSI)提取單元，用于根據(jù)包含在從頻域均衡單元接收到的均衡OFDM碼元中的副載波功率，提取信道狀態(tài)信息；和前向糾錯(cuò)(FEC)單元，用于根據(jù)從CSI提取單元接收到的CSI，檢測(cè)并糾正從頻域均衡單元接收的均衡OFDM碼元的錯(cuò)誤。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收裝置，其中，同步單元使用包含于OFDM信號(hào)中的同步信息同步OFDM信號(hào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收裝置，其中，同步信息是PN序列。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收裝置，其中，CSI提取單元包括功率估計(jì)單元，用于估計(jì)各個(gè)副載波的功率；α乘法單元，用于把功率估計(jì)單元的各個(gè)輸出結(jié)果乘上預(yù)定的加權(quán)因子α；緩沖器，用于把從CSI提取單元輸出的各個(gè)CSI延遲與副載波數(shù)目那么長(zhǎng)，并把延遲的CSI儲(chǔ)存在相應(yīng)的儲(chǔ)存地址上；β乘法單元，用于把從緩沖器輸出的各個(gè)CSI乘上預(yù)定的加權(quán)因子β；和相加單元，用于通過將α乘法單元和β乘法單元的輸出結(jié)果相加來(lái)更新CSI，并把更新的CSI輸出到緩沖器。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的TDS-OFDM接收裝置，其中，用如下公式計(jì)算CSIC(t,i)=αP(t,i)+βΣk=0t-1C(k,i),]]>其中，C(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的CSI，P(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的功率，其中α+β＝1。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收裝置，其中，F(xiàn)EC單元包括內(nèi)解碼器，用于接收來(lái)自CSI提取單元的CSI，并進(jìn)行解碼以糾錯(cuò)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的TDS-OFDM接收裝置，其中內(nèi)解碼器是卷積解碼器和快速解碼器之一。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM接收裝置，還包括時(shí)域均衡單元，用來(lái)通過同步信息在時(shí)域中均衡OFDM碼元。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的TDS-OFDM接收裝置，其中時(shí)域均衡單元是判決反饋均衡器(DFE)、卡爾曼均衡器、數(shù)據(jù)再循環(huán)均衡器中的一種。
10.一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收裝置的糾錯(cuò)方法，包括下述步驟(a)使正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)同步，該OFDM信號(hào)經(jīng)天線接收，被下變換到基帶，并進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換；(b)把被同步的OFDM信號(hào)分割成包括同步信息和OFDM碼元的多個(gè)信號(hào)；(c)在頻域中，根據(jù)FFT變換的同步信息的相關(guān)性，均衡通過FFT變換的OFDM碼元；(d)根據(jù)包含在均衡碼元中的副載波的功率，提取CSI；和(e)根據(jù)提取的CSI，檢測(cè)并糾正均衡OFDM碼元的錯(cuò)誤。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，步驟(a)使用包含于OFDM信號(hào)中的同步信息同步OFDM信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，同步信息是PN序列。
13.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，用如下公式計(jì)算CSIC(t,i)=αP(t,i)+βΣk=0t-1C(k,i),]]>其中，C(t，i)是指‘t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的CSI，P(t，i)是指’t’時(shí)間OFDM碼元的第i副載波的功率，α和β指的是預(yù)定的加權(quán)因子，α+β＝1。
14.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，步驟(e)包括根據(jù)CIS進(jìn)行解碼以糾錯(cuò)的步驟。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中，解碼步驟是卷積解碼和快速解碼之一。
16.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，還包括根據(jù)同步信息在時(shí)域中均衡OFDM信號(hào)的步驟。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的方法，其中，時(shí)域均衡是判決反饋均衡(DFE)、卡爾曼均衡、數(shù)據(jù)再循環(huán)均衡中的一種。
全文摘要
一種提取和使用信道狀態(tài)信息用于糾錯(cuò)的TDS－OFDM的接收裝置及使用該裝置的糾錯(cuò)方法。OFDM接收裝置包括同步單元，使OFDM信號(hào)同步；多路分解器，把從同步單元接收到的OFDM信號(hào)分成包括同步信息和OFDM碼元的多個(gè)信號(hào)；頻域均衡單元，在頻域中根據(jù)FFT變換的同步信息的相關(guān)性均衡FFT變換的OFDM碼元；CSI提取單元，根據(jù)均衡OFDM碼元的副載波的功率提取CSI；FEC單元，根據(jù)從CSI提取單元接收到的CSI，檢測(cè)并糾正從頻域均衡單元接收的均衡OFDM碼元的錯(cuò)誤。因此，TDS－OFDM接收裝置提取和使用高可靠性的CSI，而不管數(shù)據(jù)傳輸模式如何，從而提高了TDS－OFDM系統(tǒng)的接收性能。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1574818SQ20041004754
公開日2005年2月2日 申請(qǐng)日期2004年5月21日 優(yōu)先權(quán)日2003年6月18日
發(fā)明者鄭晉熙 申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社