專利名稱：一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法
技術領域：
本發(fā)明屬于無線通信技術領域，特別涉及優(yōu)化OFDM導引符號功率技術。
背景技術：
正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一種無線環(huán)境下的高速傳輸技術。OFDM技術的主要思想就是在頻域內將所給信道分成許多正交子信道，在每個子信道上使用一個子載波進行調制，并且各子載波并行傳輸，如果保護間隔選取合適，則每個子信道上衰落表現(xiàn)為平坦特性，并且可以大大減少符號間干擾(Inter-SymbolInterference，ISI)。
與單載波系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)應用多個子載波傳送一個并行的數(shù)據(jù)流，經(jīng)過編碼和交織的數(shù)據(jù)流被調制于多個子載波上，在具有頻率選擇性的多徑衰落信道中，OFDM系統(tǒng)具有比單載波系統(tǒng)更好的抗衰落性能，所以OFDM技術在寬帶移動通信系統(tǒng)中得到了日益廣泛的應用。
寬帶移動通信系統(tǒng)的無線信道通常具有頻率選擇性而且是時變的，其信道轉移函數(shù)無論在時域還是頻域上都呈現(xiàn)出非均勻性。在實際的無線信道中有各種因素影響接收信號的可靠性，OFDM系統(tǒng)在解調時必須予以考慮。在瑞利信道等典型的頻率選擇性衰落信道中，若OFDM發(fā)端信號以相同的功率被調制于多個載波上，但由于非均勻的信道特性，在解調端不同的載波上將具有不同的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)。因此在進行信號判決時，被調制到高信噪比載波上的數(shù)據(jù)相對于低信噪比載波上傳送的數(shù)據(jù)具有更高的判決可靠性。
這種在判決之前時變的先驗可靠性信息稱為信道狀態(tài)信息，它動態(tài)地反映了信道的變化情況。由信道變化所帶來的這種非均勻的可信度，在軟判決譯碼時必須予以考慮。因此，在OFDM解調端對信道狀態(tài)信息進行提取是非常必要的，這也是多載波系統(tǒng)有別于單載波系統(tǒng)的一種非常重要而且獨特的結構。
并且，如果發(fā)射機采用非差分調制方案，則接收機就必須采用相干解調。在OFDM系統(tǒng)中，“相干”意味著每個子載波必須是同步或者相位偏移是已知的。因此在OFDM系統(tǒng)中，如果要進行相關檢測，在其解調端必須對其信道的變化進行動態(tài)的估計。
信道估計可以根據(jù)那些已知的導引符號來進行，這些符號包含在傳輸前的OFDM信號中。首先，接收機提取出導引符號所在的那些時刻和頻率上的傳輸系數(shù)，然后，再通過濾波的方法內插介于導引符號之間位置上的傳輸系數(shù)。帶有信道估計的導引符號輔助相干解調(Pilot Symbol Assisted Modulation，PSAM)根據(jù)數(shù)據(jù)序列中插入的導引符號進行信道估計，同差分解調相比，可以有2.5～3dB的信噪比增益。
OFDM系統(tǒng)的各個載波可以根據(jù)信道的條件來使用不同的調制，比如BPSK、QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等等，以頻譜利用率和誤碼率之間的最佳平衡為原則。選擇滿足一定誤碼率的最佳調制方式可以獲得最大頻譜效率，這就是自適應調制的基本原理。多徑信道的頻率選擇性衰落會導致接收信號功率大幅下降，達到30dB之多，信噪比也大幅下降。使用與信噪比相匹配的調制方式可以提高頻譜利用率。眾所周知，可靠性是通信系統(tǒng)運行是否良好的重要考核指標，因此系統(tǒng)通常選擇BPSK或QPSK調制，這樣可以確保在信道最壞條件下的信噪比要求，但是這兩種調制的頻譜效率太低。如果使用自適應調制，那么在信道好的時候終端就可以使用較高的調制，同樣在終端靠近基站時，調制可以由BPSK(1bit/s/Hz)轉化成16QAM～64QAM(4～6bit/s/Hz)，整個系統(tǒng)的頻譜利用率得到大幅度的改善，在這種情況下自適應調制能夠使系統(tǒng)容量翻番。但任何事物都有其兩面性，自適應調制也不例外。它要求信號必需包含一定的開銷比特，以告知接收端發(fā)射信號所采用的調制方式，并且，終端需要定期更新調制信息，這又勢必會增加更多的開銷比特。為解決這個矛盾，OFDM采用功率控制和自適應調制協(xié)調工作的技術。信道好的時候，發(fā)射功率不變，可以增強調制方式(如64QAM)，或者在低調制(如QPSK)時降低發(fā)射功率。功率控制與自適應調制要取得平衡，也就是說對于一個遠端發(fā)射臺，它有良好的信道，若發(fā)送功率保持不變，可使用較高的調制方案如64QAM；若功率可以減小，調制方案也相應降低，可使用QPSK。
失真、頻偏也是在選擇調制時必須考慮的因素。傳輸?shù)姆蔷€性會造成互調失真，此時信號具有較高的噪聲電平，信噪比一般不會太高；失步和多普勒頻移所造成的頻率偏移使信道間失去正交特性，僅僅1％的頻偏就會造成信噪比下降30dB。信噪比限制了最大頻譜利用率只能接近5～7bit/s/Hz。自適應調制要求對信道的性能有充分的了解，如果在差的信道上使用較強的調制方式，那么就會產(chǎn)生很高的誤碼率，影響系統(tǒng)的可靠性。多用戶OFDM系統(tǒng)的導引符號或參考碼字可以用來測試信道的好壞。發(fā)送一個已知數(shù)據(jù)的碼字，在滿足通信極限的情況下測量出每條信道的信噪比，根據(jù)這個信噪比來確定最適合的調制方式。所以，在接收端采用自適應調制方式的同時進行信道估計是十分有必要的。
在系統(tǒng)總發(fā)射功率受限的情況下，對于導引符號輔助的信道估計，一方面，增加導引符號的功率可以提高信道估計的精確度，但對數(shù)據(jù)符號的干擾也會增加，同時隨著導引符號功率的增加，分給數(shù)據(jù)符號的功率必然減少，造成解調時信噪比下降；另一方面，降低導引符號的功率則會降低信道估計的精度，特別是在移動臺高速移動時。由此可知，導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率之比(pilot-to-data power ratioPDR)對系統(tǒng)的性能有重要的影響，是一個急待優(yōu)化的重要參數(shù)。

發(fā)明內容
本發(fā)明的任務是提供一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，采用本發(fā)明的方法，對于自適應OFDM系統(tǒng)，在給定總發(fā)射功率的情況下，可以得到最佳的誤碼率性能。
本發(fā)明的一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，其特征是采用下面的步驟第一步，求出信噪比γbγb＝Ebσ2/N0，其中，Eb表示發(fā)射信號每比特的能量，N0表示信道的高斯白噪聲的單邊功率譜密度，它們都是由系統(tǒng)以及信道決定的，σ2=E[σi2]]]>表示可分離的多徑信號平均功率，其中σi2表示可分離多徑信號中第i徑的能量；第二步，求出導引信號通過衰落信道的衰落因子ν 其中，fpl和gqk表示內插器的內插系數(shù)，P，Q表示內插濾波器深度。確定內插濾波器系數(shù)，可以采用最優(yōu)維納內插方法，也可以采用sinc內插法，第三步，求出子信道上數(shù)據(jù)符號的衰落估計的相關函數(shù)Πi0=Πi/σi2]]>是歸一化的相關值，Πi=ΣqΣq′ΣpΣp′gqkgq′kfplfp′lRi(τp,νq)]]>是第i條子信道上的數(shù)據(jù)符號的衰落估計的相關函數(shù)，Ri(τp,νq)=σi2J0(2πfdTτp)e-j2πνqi/N]]>是第i條移動無線子信道衰落的相關函數(shù)，τp＝(pDt-l)Nt，νq＝(qDf-k)，用向量表示為
其中，時頻域上濾波器系數(shù)組成行向量 和 表示向量轉置，RΦ＝Dfi是第i條子信道在頻域上Φ＝Df時R′(Δ，Φ＝Df)在時域上的相關矩陣。另外，fd是最大多普勒頻移，由基站和移動臺相對移動速度V決定，J0(·)表示第零階貝塞爾函數(shù)。
第四步、利用上面的結果和公式(2)、(3)，就可以得到最優(yōu)的導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率比值ρ1.采用M-PSK調制的最優(yōu)PDR為ρ=(γblog2MK+(fdTs)2γblog2MK+KL)(v(fdTs)2γblog2MK+vLK)Lγblog2MKΣi=0L-1Πi0+L2v---(2)]]>2.采用M-QAM調制的最優(yōu)PDR為ρ=vLK2+(v((fdTs)2+v)γblog2MK)v+γblog2MKΣi=0L-1Πi0---(3)]]>其中，L表示瑞利衰落可分辨的多經(jīng)數(shù)，由信道情況決定；K＝Dt×Df-1，Ts是一個OFDM符號的周期，M表示調制階數(shù)，M-PSK表示M階相移健控，M-QAM表示M階正交幅度調制。
第五步，利用第四步得到的導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率比值ρ和自適應OFDM系統(tǒng)已給出的數(shù)據(jù)符號功率值，就可以得到最優(yōu)的導引符號功率值。
利用本發(fā)明得到的最優(yōu)的導引符號功率值，設計出最優(yōu)的導引符號，使自適應OFDM系統(tǒng)的信噪比損失最小，接收性能最優(yōu)。
需要說明的是，本發(fā)明中考慮的信道為廣義靜態(tài)非相關散射(WSSUS)瑞利衰落信道，系統(tǒng)的時間和頻率同步完全準確。
本發(fā)明的工作原理基于導引符號輔助相干調制的OFDM基帶系統(tǒng)模型(如圖1所示)，一個二進制序列映射為M進制符號，在導引符號插入1之后，經(jīng)過反相快速傅立葉變換2(IFFT)復用為{Xl，n}，保護間隔(循環(huán)前綴)的插入3是為了抵消OFDM系統(tǒng)中符號間的干擾(ISI)，然后傳輸信號經(jīng)過時變多徑瑞利衰落信道6{hl，n}，移去保護間隔9后接收信號為{rl，n}，相對應的快速傅立葉變換10(FFT)后的解復用多載波信號為{Rl，k}，通過信道估計11補償信道衰落12得到解調數(shù)據(jù)符號。
由上面所述可知，對于OFDM導引符號輔助相干解調系統(tǒng)，在給定總發(fā)射功率的情況下，為了得到最佳的誤碼率性能，得出的最優(yōu)導引符號功率與數(shù)據(jù)符號的功率之比(PDR)受到了系統(tǒng)信噪比、基站和移動臺相對移動速度、相干檢測信道估計內插濾波器系數(shù)和內插濾波器深度以及信號調制階數(shù)等因素的影響。因此可以定義最優(yōu)的ρρ=f(γb,V,fpl,gqk,M,Q,P)---(4)]]>其中，ρ表示最優(yōu)的導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率比值，它是γb、V、fpl、gqk、M、Q和P中任一變量的函數(shù)，γb表示信噪比，V表示基站和移動臺相對移動速度，fpl和gqk表示相干檢測信道估計內插濾波器系數(shù)，M表示信號調制階數(shù)，Q和P表示相干檢測信道估計內插濾波器深度，f(·)表示為一種函數(shù)關系，其函數(shù)特性如下1.信號的發(fā)射功率增大，對應信噪比γb的增大，映射為最優(yōu)導引符號功率與數(shù)據(jù)符號的功率之比值減小；信號的發(fā)射功率減小，對應信噪比γb的減小，映射為最優(yōu)導引符號功率與數(shù)據(jù)符號的功率之比值減小。
2.基站和移動臺相對移動速度的變化，最大多普勒頻率fd也相應發(fā)生變化，則最優(yōu)PDR值也變化。即，相對移動速度增加，對應的最優(yōu)PDR增大；相對移動速度減小，對應的最優(yōu)PDR減小。
3.相干檢測中信道估計的時域內插濾波器系數(shù)fpl的變化影響最優(yōu)PDR值。
4.相干檢測中信道估計的頻域內插濾波器系數(shù)gqk的變化影響最優(yōu)PDR值。
5.內插濾波器深度Q和P也影響最優(yōu)PDR值，如果內插深度不超過信道的相干帶寬，則隨著Q和P的增加，最優(yōu)PDR相應減小；內插濾波器深度Q和P的減小，最優(yōu)PDR值增加；但內插深度超過信道相干帶寬，隨著Q和P的增加，最優(yōu)PDR相應增加；內插濾波器深度Q和P的減小，最優(yōu)PDR值減小。
6.系統(tǒng)調制的階數(shù)M決定PDR的大小，高階調制的PDR大于低階調制的PDR。但采用最優(yōu)的PDR時，信道估計準確的增加，故發(fā)射功率不變，可以增強調制方式(如64QAM，M較大)，或者在低調制(如QPSK，M較小)時降低發(fā)射功率。
根據(jù)上面函數(shù)特性，本發(fā)明給出了具體的函數(shù)f(·)表達式，當然f(·)還可以有其它表達方法。本發(fā)明給出了采用M-QAM調制和M-PSK調制的OFDM系統(tǒng)中最優(yōu)導引符號功率值的方法。
對于自適應OFDM系統(tǒng)，采用本發(fā)明給出了一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，在給定總發(fā)射功率的情況下，可以得到最佳的誤碼率性能；該方法可以用來確定瑞利衰落環(huán)境中最優(yōu)的PDR分配以補償不完美信道估計引起的信噪比降級；而最優(yōu)選取PDR能夠有效地改善整個系統(tǒng)性能而不增加系統(tǒng)的發(fā)射功率。


圖1自適應OFDM基帶系統(tǒng)模型其中，1是導引符號插入，2是快速傅立葉反變換，3是加循環(huán)前綴，4是脈沖成形濾波器，5是乘法器，6是瑞利衰落，7是加法器，8是噪聲，9是去循環(huán)前綴，10是快速傅立葉變換，11是信道估計，12是信號補償，13是去導引符號。
圖2是本發(fā)明的一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法流程示意3是本發(fā)明用COSSAP仿真得出的性能比較圖。
具體實施例方式
第一步，在采用16QAM調制的OFDM系統(tǒng)中(即M＝16)，選取信道為M.1225Vehicular ChannelA，每一徑的幅度是瑞利分布的，選用三徑信道(即L＝3)，每一徑的功率譜為Classic譜。設定載波頻率為2GHz，信號帶寬為20MHz，子載波數(shù)N＝4096，則符號周期為200μs，保護間隔取50μs，導引符號在頻域和時域上的間隔都為4(即Dt＝Df＝4)。另外，設定信道的信噪比為Eb/N0＝12dB。
第二步，設定內插濾波器深度為3(即，Q＝P＝3)，由上一步前面給出系統(tǒng)參數(shù)和下面所示sinc函數(shù)fpl=sinc(lDt-p)---(3)]]>gqk=sinc(kDf-q)]]>可以確定出采用sinc內插法的內插系數(shù)fpl和gqk。其中，l表示時間指標，k表示頻率指標。
第三步，根據(jù)前面得出的結果以及給定的信道特性，就可以求出在本系統(tǒng)中的最優(yōu)功率比ρ＝1.5。
第四步，將ρ＝1.5以及ρ≠1.5的其它情況進行仿真，得出了不同ρ條件下的性能比較圖(如圖3所示)。從圖中可以看出，在發(fā)射總功率一定的條件下，只有當ρ＝1.5時，系統(tǒng)的誤比特率(BER)最小，即系統(tǒng)的性能最優(yōu)。
可見，使用本發(fā)明給出的最優(yōu)導引符號與數(shù)據(jù)符號的功率比值來設計導引符號，可以優(yōu)化自適應OFDM系統(tǒng)的性能。
權利要求
1.一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，其特征是采用下面的步驟第一步，求出信噪比γb∶γb＝Ebσ2/N0，其中，Eb表示發(fā)射信號每比特的能量，N0表示信道的高斯自噪聲的單邊功率譜密度，σ2=E[σi2]]]>表示可分離的多徑信號平均功率，其中σi2表示可分離多徑信號中第i徑的能量；第二步，求出導引信號通過衰落信道的衰落因子 其中，fpl和gqk表示內插器的內插系數(shù)，P，Q表示內插濾波器深度；確定內插濾波器系數(shù)，可以采用最優(yōu)維納內插方法，也可以采用sinc內插法，第三步，求出子信道上數(shù)據(jù)符號的衰落估計的相關函數(shù)Πi0=Πi/σi2]]>是歸一化的相關值，Πi=ΣqΣq′ΣpΣp′gqkgq′kfplfp′lRi(τp,vq)]]>是第i條子信道上的數(shù)據(jù)符號的衰落估計的相關函數(shù)，Ri(τp,vq)=σi2Jo(2πfdTτp)e-j2πvqi/N]]>是第i條移動無線子信道衰落的相關函數(shù)，τp＝(pDt-l)Nt，νq＝(qDf-k)，用向量表示為 其中，時頻域上濾波器系數(shù)組成行向量 和 表示向量轉置，RΦ=Dfi]]>是第i條子信道在頻域上Ф＝Df時Ri(Δ，Ф＝Df)在時域上的相關矩陣；另外，fd是最大多普勒頻移，由基站和移動臺相對移動速度V決定，J0(·)表示第零階貝塞爾函數(shù)；第四步、利用上面的結果和公式(2)、(3)，就可以得到最優(yōu)的導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率比值ρ首先，采用M-PSK調制的最優(yōu)PDR為ρ=(γblog2MK+(fdTs)2γblog2MK+KL)(v(fdTs)2γblog2MK+vLK)Lγblog2MKΣi=0L-1Πi0+L2v---(2)]]>然后，采用M-QAM調制的最優(yōu)PDR為ρ=vLK2+(v(fdTs)2+v)γblog2MKv+γblog2MKΣi=0L-1Πi0---(3)]]>其中，L表示瑞利衰落可分辨的多經(jīng)數(shù)，由信道情況決定；K＝Dt×Df-1，Ts是一個OFDM符號的周期，M表示調制階數(shù)，M-PSK表示M階相移健控，M-QAM表示M階正交幅度調制；第五步，利用第四步得到的導引符號功率與數(shù)據(jù)符號功率比值ρ和自適應OFDM系統(tǒng)已給出的數(shù)據(jù)符號功率值，就可以得到最優(yōu)的導引符號功率值。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，其特征是所述的信道為廣義靜態(tài)非相關散射(WSSUS)瑞利衰落信道，系統(tǒng)的時間和頻率同步完全準確。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種獲取最優(yōu)導引符號功率的方法，它是通過利用信道估計中系統(tǒng)信噪比、基站和移動臺相對移動速度、相干檢測信道估計內插濾波器系數(shù)和內插濾波器深度以及信號調制階數(shù)等因素與最優(yōu)導引符號功率和數(shù)據(jù)符號功率比值之間的函數(shù)關系，得到獲得最優(yōu)功率比值的方法，采用本發(fā)明的方法，對于自適應OFDM系統(tǒng)，在給定總發(fā)射功率的情況下，可以得到最佳的誤碼率性能。
文檔編號H04L1/00GK1642051SQ20041002162
公開日2005年7月20日 申請日期2004年1月8日 優(yōu)先權日2004年1月8日
發(fā)明者陳繼明, 張涵, 鄒波, 唐友喜, 李少謙 申請人:電子科技大學