專利名稱：用于基于濾波器組的信號處理的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)的方法。本發(fā)明同樣涉及一種在基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)中執(zhí)行信號處理的單元，且涉及一種包括這種單元的基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)。
背景技術：
在各種系統(tǒng)中，信號處理都包括信道均衡。采用信道均衡來補償多徑衰落信道效應，而多徑衰落信道效應是通信系統(tǒng)中的一個基本問題。
對于傳統(tǒng)的單載波傳輸系統(tǒng)以及更近的CDMA系統(tǒng)，已提出了多種信道均衡技術。在新的以及未來的系統(tǒng)中，隨著數(shù)據(jù)速率和信號帶寬的不斷提高，必須采用專用的信道均衡技術的多載波傳輸技術也越來越受到關注。在多載波傳輸系統(tǒng)中，將所傳輸?shù)母咚俾蕯?shù)據(jù)流劃分成在頻域中部分重疊的多個低速率子信道。為了對這些子信道進行復用和解復用，已知有多種技術，例如正交頻分復用(OFDM)技術和基于濾波器組的多載波(FBMC)技術。FBMC技術有時也稱為離散小波多音(DWMT)技術。
例如，R.van Nee和R.Prasad在文獻“OFDM WirelessMultimedia Communications”(Artech House，London，2000)的第2章“OFDM basics”中已經描述了OFDM。在OFDM系統(tǒng)及其基帶型離散多音(DMT)中，為降低由多徑延遲擴展引起的時間上的相對色散量，將高速率數(shù)據(jù)流分為在多個子載波上同時傳輸?shù)亩鄠€低速流。通過IFFT-FFT(快速傅里葉逆變換/快速傅里葉變換)對，對子信道進行復用與解復用。在OFDM和DMT系統(tǒng)中，通常將對每個OFDM符號引入的時域保護間隔以及簡單的1-抽頭頻域均衡(simple 1-tap frequency domain equalization)用于信道均衡。在保護時間內，循環(huán)地擴展OFDM符號，以避免載波間干擾。
從信道均衡的觀點來看，OFDM和DMT系統(tǒng)非常健壯。另一方面，通過用FBMC系統(tǒng)來代替IFFT-FFT對，可以獲得某些優(yōu)點，下面將對此進行描述。
例如，T.Ihalainen、Tobias Hidalgo-Stitz和Markku Renfors在“On the performance of low-complexity ASCET-equalizer for acomplex transmultiplexer in wireless mobile channel”(Proc.7th Int.OFDM-Workshop 2002，Harburg，Germany，pp.122-126，Sep.2002)中已經提出了FBMC系統(tǒng)，在此引用該文獻以供參考。
圖1是用于復系統(tǒng)的零階ASCET(用于復用轉換器的自適應正弦調制/余弦調制濾波器組均衡器)均衡器結構的框圖，該復系統(tǒng)取自上述文獻“On the performance of low-complexity ASCET-equalizer for a complex transmultiplexer in wireless mobile channel”。該系統(tǒng)包括發(fā)送端和接收端，在它們之間能夠進行多載波無線通信。
為在無線通信中獲得較好的頻譜效率，對于FBMC系統(tǒng)而言，必須具有復數(shù)I/Q基帶模型。因此，圖1的均衡器結構在發(fā)送端包括合成組，用于將所要發(fā)送的2M實數(shù)低速率子信道信號轉換成高速率信道信號的復數(shù)I/Q(同相/正交)表示。采樣速率轉換因子為M。合成濾波器組包括余弦調制濾波器組(CMFB)10，在CMFB10中，通過利用余弦序列對實數(shù)低通原型濾波器進行調制來形成子濾波器。在新的中心頻率附近，余弦調制對原型濾波器的頻率響應進行轉換。合成濾波器組還包括正弦調制濾波器組(SMFB)11，在SMFB 11中，通過利用正弦序列對實數(shù)低通原型濾波器進行調制來形成相應的子濾波器。
均衡器結構在接收端還包括分析組，用于將接收到的高速率信道信號再次轉換成低速率子信道信號。復數(shù)臨界采樣的完全重構(PR)分析組同樣包括相應的CMFB和相應的SMFB，其在復數(shù)子信道濾波之后獲取信號的實部。通過使濾波器組滿足PR條件的方式，即通過合成變換使分析變換可逆，可以優(yōu)化原型濾波器。然而，在圖1的結構中，分析組利用復數(shù)輸出信號而非實數(shù)輸出信號，通過采用兩個CMFB 12、14和兩個SMFB 13、15來實現(xiàn)濾波器組。這樣，可獲得過采樣子信道信號，用于實現(xiàn)信道均衡。
可從上面所引用的文獻“On the performance of low-complexityASCET-equalizer for a complex transmultiplexer in wireless mobilechannel”中獲得由CMFB 10、12、14和SMFB 11、13、15所實現(xiàn)的精確公式。
對于發(fā)送而言，將各子信道上所要發(fā)送的2M低速率符號序列輸入發(fā)送端的合成濾波器組，這些低速率符號序列中的一半對應于0和fs/2之間的子信道，并且另一半對應于0和-fs/2之間的子信道，其中fs為高采樣速率。更具體地說，將每對符號Ik(m)與I2M-1-k(m)之差除以2，并輸入CMFB 10，而將每對符號Ik(m)與I2M-1-k(m)之和除以2，并輸入SMFB 11。在符號Ik(m)與I2M-1-k(m)中，下標表示各子信道，而參數(shù)m為時間指數(shù)。將SMFB 11的輸出乘以j，然后與CMFB 10的輸出組合，以形成用于發(fā)送的復數(shù)I/Q信道信號。乘以j意味著在隨后的處理中將SMFB 11的輸出用作正交分量。在發(fā)送端用于所述處理的所需單元包括加法裝置、乘法裝置、CMBF10和SMBF 11，該單元也稱作合成部分20，其在圖1中用第一個虛線矩形來表示。
用于發(fā)送的無線信道相當于低通信道H1p(z)。
在接收端，將高速率信道信號再次分離為實部Re{.}和虛部Im{.}，將實部Re{.}輸入分析組的第一CMFB 12和第一SMFB 13，并將虛部Im{.}輸入分析組的第二CMFB 14和第二SMFB 15。CMFB 12、14和SMFB 13、15中的每一個濾波器組均通過M個子濾波器輸出M個信號。
從第一CMFB 12的相應輸出信號中減去第二SMFB 15的每個輸出信號，產生構成第一M個子信道信號的同相分量的第一組信號。將第二CMFB 14的每個輸出與第一SMFB 13的相應輸出相加，產生構成第一M個子信道信號的正交分量的第二組信號。從第一SMFB 13的相應輸出中減去第二CMFB 14的每個輸出，產生構成第二M個子信道信號的正交分量的第三組信號。從第二SMFB 15的反轉后的相應輸出中減去第一CMFB 12的每個輸出，產生構成第二M個子信道信號的同相分量的第四組信號。至此所述在接收端用于處理所需的單元包括分離裝置，CMBF 12、14，SMBF 13、15以及加法裝置，該單元也稱作分析部分21，其在圖1中用第二個虛線矩形來表示。
對于信道均衡，則將一個專用的單獨的實系數(shù)ck、sk、c2M-1-k、s2M-1-k用于對每個子信道信號的同相分量和正交分量進行加權，以便通過簡單的乘法來調節(jié)每個子信道的幅度和相位。下標k、2M-1-k表示與各系數(shù)相關聯(lián)的子信道。用于子信道的系數(shù)ck、sk、c2M-1-k、s2M-1-k優(yōu)選地與相應子信道帶寬內的信道響應相關聯(lián)。
在上面引用的文獻“On the performance of low-complexityASCET-equalizer for a complex transmultiplexer in wireless mobilechannel”中提到，僅當在每個子信道帶寬內頻率響應相當平坦時，這樣的恒定系數(shù)才能很好地起作用，這可能需要相對大量的子信道。該文獻還指出，通過包括用于每個子信道的低階有限脈沖響應(FIR)濾波器級，可得到更高階ASCET。這種方法將FIR濾波器用作均衡器，利用如同均方誤差準則那樣的通用的自適應算法和準則來調節(jié)該均衡器，該方法已經由例如B.Hirosaki在“An analysisof automatic equalizers for orthogonally multiplexed QAM systems”(IEEE Trans.Commun.vol.28，pp.73-83，Jan.1980)中進行了描述。
然后，在為此設置的相應單元16處獲取第一組和第二組子信道信號的相應加權信號的實部，并經過相應判定裝置18(所謂的限幅器)的處理，以便獲得第一M個實數(shù)子信道符號序列k(m)。在為此設置的相應單元17處同樣獲得第三組和第四組子信道信號的相應加權信號的實部，并經過相應限幅器19的處理，以便獲得第二M個實數(shù)子信道符號序列2M-1-k(m)。
FBMC系統(tǒng)的主要特征在于，可以在頻域中最優(yōu)地設計子信道，例如設計成具有良好的頻譜容積。通過在復用轉換器結構中采用具有頻率選擇性較高的子信道的濾波器組，而非在OFDM和DMT系統(tǒng)情況下的IFFT-FFT對，可獲得某些優(yōu)點。
首先，組選擇性是用于精確頻譜控制的一個設計參數(shù)。組選擇性提供了抗窄帶干擾性，并且可以使用多載波信號附近的非常窄的保護頻帶。其次，不再需要在OFDM系統(tǒng)中所采用的用于抵抗符號間干擾(ISI)的保護周期。減小頻域保護頻帶并避免時域保護間隔為數(shù)據(jù)發(fā)送節(jié)省了大量的帶寬，從而提高了頻譜效率。此外，具有適當?shù)男诺谰獾腇BMC系統(tǒng)可以使用比OFDM技術所使用的子載波數(shù)量少得多的子載波數(shù)量。這有助于減輕OFDM中由于較高的峰-均功率比而產生的問題?？梢杂酶俚淖有诺纴砀采w用戶信號頻帶有助于減小傳輸鏈路的延遲，由于減小了符號長度而改善時間選擇性信道情況下的性能，減小對多普勒效應、頻率誤差和相位噪聲的敏感性，并且在選擇基本系統(tǒng)參數(shù)時提供更大的自由度。
然而，這種用于FBMC系統(tǒng)的不能采用保護間隔方法的已知信道均衡解決方案具有如同所給出的零階ASCET情況下的性能不足的缺點，和/或具有如同基于FIR的方法的情況下的具有相對較高的實現(xiàn)復雜度的缺點。
采用依賴于有效的子頻帶處理的濾波器組系統(tǒng)的另一種結構是分析-合成(AS)濾波器組結構。在可用于多種編碼和自適應信號處理應用的AS結構中，在分析組中將信號頻帶分成大量重疊的子頻帶進行處理，并在處理之后在合成組中通過將子頻帶信號再次組合而恢復信號。在完全重構系統(tǒng)中，如果在其間不進行處理，則濾波器組的設計使得能完全恢復原始信號。在大多數(shù)應用中，通過增加子頻帶數(shù)量，可改善系統(tǒng)性能。然而，增加子頻帶數(shù)量會提高實現(xiàn)的復雜度，并且會增大由于濾波器組而引起的處理延遲。例如D.Falconer等人在“Frequency domain equalization for single-carrierbroadband wireless systems”(IEEE Communications Magazine，vol.40，no.4，April 2002，pp.58-66)中已經述及AS結構在單載波系統(tǒng)的信道均衡中的使用。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一個目的在于能夠在要求較低的復雜度并同時提供良好性能的基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)中進行信號處理。本發(fā)明的一個特別的目的在于能夠進行補償系統(tǒng)中不期望的信號失真的信號處理。
本發(fā)明提出了一種用于基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)的方法，其包括在第一步中執(zhí)行基于濾波器組的分析，用于將復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍。所提出方法包括在第二步中利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型，對過采樣低速率子信道信號進行處理。
另外，本發(fā)明提出了一種用于在基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)中執(zhí)行信號處理的單元。該單元包括具有多個子信道濾波器的分析濾波器組，用于將輸入到該單元的復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍。此外，所提出的單元還包括利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型，對過采樣低速率子信道信號進行處理的濾波器結構。
最后，本發(fā)明提出了一種包括所提出單元的基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)。
本發(fā)明源于以下思想，即一方面，用于每個子信道帶寬內的系統(tǒng)頻率響應的簡化模型比分段恒頻響應模型更接近于真實的系統(tǒng)頻率響應，并且另一方面，該簡化模型不如用于系統(tǒng)頻率響應的精確模型復雜。因此，提出采用過采樣分析組，并采用每個子頻帶的頻率范圍內的多項式模型來模擬有關的頻譜或頻率響應，作為子信道處理的基礎。
本發(fā)明的優(yōu)點在于，其提供了一種低復雜度的解決方案，對于子信道處理，例如信道均衡，該方案具有良好的性能，同時，利用近似或完全重構濾波器組保持基于子信道的信號處理技術的優(yōu)點。
例如，對于信道均衡這種特殊情形而言，本發(fā)明可以使用比零階均衡器數(shù)量少得多的子頻帶來逼近具有良好性能的理想頻率響應模型，其中假設在每個子頻帶內幅度和相位都是恒定的。與使用高階均衡器的其他FBMC方法相比，所采用的多項式頻率響應模型降低了復雜度，并且/或者通過減少所要估計的參數(shù)數(shù)量改善了信道估計模塊的性能。在直接自適應均衡的情形中，本發(fā)明還提高了收斂速度。因此，一般而言，與用于FBMC系統(tǒng)的已知的信道均衡方法相比，本發(fā)明在性能與復雜度之間提供了更好的折衷。
為了實現(xiàn)過采樣濾波器組分析，濾波器組優(yōu)選地包括正弦調制濾波器組部分和余弦調制濾波器組部分。上述分析還優(yōu)選地為兩倍過采樣，并提供復數(shù)I/Q格式的輸出信號。然而，應當注意，本發(fā)明也可以采用更高的采樣因子。
有利的是，子信道處理所采用的多項式模型是一種低階多項式模型，其包括各子頻帶的幅度和相位響應模型。
在每個子信道頻帶內，多項式模型可以特別地包括用于幅度響應的線性頻率依賴模型和用于相位響應的線性頻率依賴模型。作為選擇，，可采用用于幅度和相位響應的其他低階多項式模型，例如二階或三階多項式模型。這些模型也可以是用于系統(tǒng)頻率響應的實部和虛部的分段線性模型或低階多項式模型。
例如，對于每個子頻帶，可采用幅度均衡器和全通濾波器作為相位均衡器來實現(xiàn)子信道處理。
如同在對于復用轉換器(TMUX)的合成-分析濾波器組結構中一樣，本發(fā)明也可以用于分析-合成(AS)濾波器組結構中。
在將本發(fā)明用于TMUX結構例如上面參照圖1所述的TMUX結構的情形中，如果根據(jù)本發(fā)明的子信道處理構成信道均衡的一部分，則在FBMC系統(tǒng)中可提供一種用于信道均衡的低復雜度的解決方案。
將AS結構用于例如變換域自適應信號處理技術，如自適應均衡器，用于干擾消除器或用于系統(tǒng)識別任務。單載波傳輸系統(tǒng)中的頻域均衡是一個受到關注的特例。一般而言，由于該系統(tǒng)能夠更好地模擬理想頻率響應，因此與現(xiàn)有方法相比，本發(fā)明用給定數(shù)量的子信道提供了更好的質量。作為選擇，對于給定的性能要求，可減小子頻帶的數(shù)量，這有助于減小實現(xiàn)復雜度以及處理延遲，這在許多應用中都有可能很關鍵。特別是在單載波傳輸系統(tǒng)的信道均衡中，可采用AS結構，其中根據(jù)本發(fā)明的子信道處理構成信道均衡的一部分。然而，在許多其他信號處理應用中，也可以采用根據(jù)本發(fā)明的AS結構。
可利用例如信號處理算法，如信道均衡算法來實現(xiàn)本發(fā)明的方法?？梢詫⑦@種算法實現(xiàn)為例如數(shù)字VLSI(超大規(guī)模集成)電路或者通過采用DSP(數(shù)字信號處理)處理器來實現(xiàn)。
通過以下結合附圖的詳細說明，本發(fā)明的其他目的和特征將變得明顯。然而，應當理解，附圖僅設計用于說明的目的，并非作為對本發(fā)明的限制的定義，對本發(fā)明的限制可參照所附權利要求。還應當理解，附圖并未依照比例繪出，并且僅意在從概念上說明此處所述的結構和過程。


圖1是已知的零階ASCET均衡器結構的框圖；以及圖2是根據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)的實施例的示意框圖。
具體實施例方式
上面已經描述了圖1所示的系統(tǒng)?，F(xiàn)在將參照圖2描述根據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)的實施例，其是圖1的系統(tǒng)的一種改進。
圖2的系統(tǒng)包括發(fā)射機和接收機，多載波信號將通過無線接口在發(fā)射機和接收機之間發(fā)送。圖2的系統(tǒng)為此利用了一種濾波器組結構，其以復用轉換器結構中的正弦調制和余弦調制濾波器組部分為基礎。本實施例中所實現(xiàn)的均衡機制稱作AP-ASCET(用于復用轉換器的幅度-相位自適應正弦調制/余弦調制濾波器組均衡器)。
圖2的系統(tǒng)的發(fā)射機包括具有合成組的合成部分20。對于2M輸入低速率子信道信號，合成組包括具有轉換因子M和處理函數(shù)fk(m)的專用上變換部分，其構成特定子信道的子信道濾波的脈沖響應。函數(shù)f的下標k表示提供該函數(shù)的各子信道，而參數(shù)m是時間指數(shù)。可以嚴格地如同圖1的合成組10、11那樣對合成組進行構造和操作，但并非必須如此。
圖2的系統(tǒng)的接收機包括具有分析組的分析部分21。對于每個2M子信道，分析組包括基于余弦的處理函數(shù)gck(m)，緊接著是具有轉換因子M并輸出相應的同相信號的下轉換部分。對于每個2M子信道，該分析組還包括基于正弦的處理函數(shù)gsk(m)，緊接著是具有轉換因子M并輸出相應的正交信號的下轉換部分。下標k也表示各子信道，而參數(shù)m為時間指數(shù)。通過獲取復數(shù)I/Q格式的輸出信號，以兩倍過采樣的形式實現(xiàn)分析部分21中的分析組。由于過采樣能夠進行單載波均衡(per-carrier equalization)，因此過采樣使得可以在每個子信道內獨立于其他子信道進行信道均衡。在濾波器組設計中，假設轉降(roll-off)為100％或更低的典型情形，因此子頻帶的頻率范圍為子頻帶間隔的兩倍，并且兩倍過采樣足以保持所有不希望的假信號分量低于由阻帶衰減決定的級別?？梢試栏竦厝缤瑘D1的分析組12-15那樣對分析組進行構造和操作，但并非必須如此。
與圖1的系統(tǒng)不同的是，對于每個子信道，圖2的分析部分21的I和Q輸出端與專用濾波器結構相連。每個濾波器結構包括與用于特定子信道的分析部分21的I輸出端相連的幅度均衡器22、26，以及與用于特定子信道的分析部分21的Q輸出端相連的幅度均衡器24、28。每個幅度均衡器22、24、26、28構成一個三抽頭實不對稱FIR濾波器，作為線性相位幅度校正級。每個濾波器結構還包括全通濾波器23、27，起到用于每個子信道的相位均衡器的作用。將與各子信道相關聯(lián)的兩個幅度均衡器22/24、26/28的輸出端連接到與該子信道相關聯(lián)的全通濾波器23、27的兩個輸入端。全通濾波器23、27可以特別地包括兩個復數(shù)全通相位校正級和一個相位旋轉部分的級聯(lián)。對于每個全通濾波器23、27，不管是使用一個單獨的全通相位校正級還是使用兩個全通相位校正級，都采用一階復數(shù)全通相位校正級，以便獲得良好的性能。該濾波器結構可由硬件或軟件實現(xiàn)。將各全通濾波器23、27的兩個輸出端連接到獲取所提供信號實部的單元30、31。
該濾波器結構包括幅度均衡器和相位均衡器的組合，以便能補償載波間干擾以及符號間干擾。非理想信道會引起相位失真，在實部(real branch)與虛部(imaginary branch)之間產生旋轉，從而引起載波間干擾，而符號間干擾主要由幅度失真引起。
對于傳輸而言，將要在子信道k、2M-1-k上發(fā)送的2M低速率符號序列Ik(m)、I2M-1-k(m)輸入發(fā)送端的合成濾波器組，這些低速率符號序列中的一半對應于0和fs/2之間的子信道，并且另一半對應于1和-fs/2之間的子信道，其中fs為高采樣速率。在符號Ik(m)、I2M-1-k(m)中，下標k、2M-1-k也表示各子信道，而參數(shù)m是時間指數(shù)。例如，如上面參照圖1所述，在合成部分20中對2M子信道符號序列Ik(m)、I2M-1-k(m)進行處理，通過無線接口發(fā)送，在無線接口處該符號序列發(fā)生信道失真h(m)，其中參數(shù)m也是時間指數(shù)，該符號序列由接收機接收，并由分析部分21處理。關于基帶模型中的零頻率對稱分布的子信道k與2M-1-k關于調制信號中的射頻載波頻率同樣是對稱分布的。
例如，如同圖1的系統(tǒng)中第一組、第二組、第三組和第四組低速率子信道信號的信號那樣，對于每一個2M子信道，分析部分輸出同相分量和正交分量。然而，隨后的信道均衡并不象在圖1的系統(tǒng)中那樣實現(xiàn)，而是簡單地通過用固定的復系數(shù)ck、sk乘以每個子信道濾波器的輸出來實現(xiàn)。
對于圖2的系統(tǒng)中的信道均衡，為每個幅度均衡器22、24、26、28提供線性頻率依賴幅度模型Ak、A2M-1-k，并為每個全通濾波器23，27、提供線性頻率依賴相位模型Pk、P2M-1-k。模型的各下標k、2M-1-k表示與濾波器結構相關聯(lián)且設置了相應模型的子信道。注意，雖然對于各子信道的I分支和Q分支，通過在I分支和Q分支中包括相同的實濾波器，可實現(xiàn)分離的幅度均衡器，但通過全通濾波器進行的相位均衡同時涉及I信號和Q信號，從而為各子信道的I分支和Q分支提供了共享的全通濾波器。由全通濾波器實現(xiàn)的相位均衡器部分還包括復系數(shù)。每個幅度模型包括各子信道的中心頻率處的信道響應的幅度值和該幅度的斜率。每個相位模型包括各子信道的中心頻率處的信道響應的相位值和相位的斜率。因此，為各濾波器結構提供四個參數(shù)，其定義了每個子信道內的頻率特征。
通過接收機的信道估計模塊(未示出)將四個參數(shù)提供給每個濾波器結構?；谠趶陌l(fā)射機到接收機的全部或某些子信道中發(fā)送的已知導頻信號，信道估計模塊確定參數(shù)。作為選擇，可采用所謂的盲方法來確定參數(shù)，其不需要導頻信號。
注意，雖然此處提供了線性頻率依賴模型，但也可以采用例如a0+a1*x+a2*x2形式的二階模型，或者例如a0+a1*x+a2*x2+a3*x3形式的三階模型，其中a0、a1、a2和a3是為各信道的頻率范圍設置的參數(shù)，并且其中x構成例如該頻率范圍內相對于該子信道中心頻率的頻偏(deviation of the frequency)。
基于接收到的參數(shù)，該濾波器結構在由分析部分21輸出的每個信號中補償無線接口上各子信道中的衰落效應和頻率選擇性。
在這種信道均衡之后，在單元30、31處獲取各信號的同相分量和正交分量，并經過各限幅器(未示出)的處理，以便獲得恢復的2M子信道符號序列k(m)、2M-1-k(m)。在符號k(m)、2M-1-k(m)中，下標k、2M-1-k也表示各子信道，而參數(shù)m也是時間指數(shù)。
仿真結果表明，與基本的OFDM系統(tǒng)相比，在信道均衡中采用這種用于信道頻率響應的分段線性頻率依賴模型以及所提出的均衡器結構，最大程度上可以大約以10為因子大幅地減少子信道的數(shù)量。
與圖1的零階ASCET相比，由于未假設子信道的信道響應為恒定值，因此對于給定數(shù)量的子信道，所提出的系統(tǒng)具有更好的性能，或者對于給定的性能，所提出的系統(tǒng)能減少子信道數(shù)。由于對于信道響應采用了一種簡化模型，因此與已知的高階ASCET相比，所提出的系統(tǒng)復雜度更小。
應當注意，對濾波器結構的組件以及獲取實部的單元的排列存在多種可能性?？梢栽诓挥绊懻w響應的條件下進行排列。再者，從實現(xiàn)的觀點看，最佳的排列可能是將復數(shù)全通相位校正級配置成最靠近分析部分，緊接著將復數(shù)乘法器進行的相位旋轉與獲取實部相結合，即僅計算輸出的實部，最后是用于實信號的幅度均衡器。
雖然已經示出、說明和指出了用于此處的優(yōu)選實施例的本發(fā)明的基本新穎特征，應該理解，本領域的普通技術人員可對所述裝置和方法的形式和細節(jié)進行多種省略、替代和改變，而不偏離本發(fā)明的精神。例如，已經清楚地指出，按照以基本相同的方式實現(xiàn)基本相同的功能以獲得相同結果的那些元件和/或方法步驟的所有組合，均處于本發(fā)明的范圍之內。此外，應當認識到，可以將結合任何所公開的方式或本發(fā)明實施例而示出和/或描述的結構和/或元件和/或方法步驟結合到任何其他所公開或說明或建議的方式或實施例中，作為設計選擇的一般素材。因此，本發(fā)明意在僅受到在此所附的權利要求的范圍所示的限制。
權利要求
1.一種用于基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)的方法，所述方法包括執(zhí)行基于濾波器組的分析，用于將復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍；以及利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型來處理過采樣低速率子信道信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中采用正弦調制和余弦調制濾波器組部分，用于實現(xiàn)所述過采樣的基于濾波器組的分析。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的方法，其中所述分析是兩倍過采樣，并提供同相和正交(I/Q)格式的輸出信號。
4.根據(jù)前面任一權利要求所述的方法，其中各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個所述多項式模型是線性頻率依賴模型。
5.根據(jù)權利要求1到3之一所述的方法，其中每個所述多項式模型都具有1與3之間的階次。
6.根據(jù)前面任一權利要求所述的方法，其中各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個所述多項式模型由用于不同子頻率范圍的系統(tǒng)頻率響應的不同多項式模型組成。
7.根據(jù)前面任一權利要求所述的方法，其中各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個所述多項式模型包括用于所述子信道的幅度響應模型和相位響應模型。
8.根據(jù)權利要求7所述的方法，其中利用一種濾波器結構來實現(xiàn)所述子信道處理，對于每個子信道，所述濾波器結構包括采用用于各子信道的所述幅度響應模型的至少一個幅度均衡器以及采用用于各子信道的所述相位響應模型的全通濾波器。
9.根據(jù)權利要求7或8所述的方法，對于每個子信道，所述方法依次包括基于用于各子信道的所述相位響應模型，執(zhí)行復數(shù)全通相位校正和相位旋轉，其中相位旋轉僅計算輸出信號的實部，并基于用于各子信道的所述幅度模型，在所述輸出實信號上應用幅度均衡。
10.根據(jù)前面任一權利要求所述的方法，用于復用轉換器結構中，其中采用基于濾波器組的合成，將低速率子信道信號轉換成所述復數(shù)高速率信道信號。
11.根據(jù)權利要求10所述的方法，其中將所述復用轉換器結構用于基于濾波器組的多載波系統(tǒng)中的在信道均衡中，其中所述子信道處理形成所述信道均衡的一部分。
12.根據(jù)權利要求1到9之一所述的方法，用于分析-合成結構中，其中采用基于濾波器組的合成，用于將所述子信道處理所處理的所述低速率子信道信號轉換成復數(shù)高速率信道信號。
13.根據(jù)權利要求12所述的方法，其中將所述分析-合成結構用于單載波傳輸系統(tǒng)的信道均衡中，其中所述子信道處理構成所述信道均衡的一部分。
14.一種在基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)中執(zhí)行信號處理的裝置，所述裝置包括分析濾波器組，具有多個子信道濾波器，用于將輸入到所述裝置的復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍；以及濾波器結構，用于利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型，對過采樣低速率子信道信號進行處理。
15.根據(jù)權利要求14所述的裝置，其中所述分析濾波器組包括用于實現(xiàn)所述過采樣的正弦調制和余弦調制濾波器組部分。
16.根據(jù)權利要求14或15所述的裝置，其中所述分析濾波器組實現(xiàn)雙倍過采樣，并以同相和正交(I/Q)格式提供輸出信號。
17.根據(jù)權利要求14至16之一所述的裝置，其中所述濾波器結構采用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個多項式模型，且所述多項式模型是線性頻率依賴模型。
18.根據(jù)權利要求14至16之一所述的裝置，其中所述濾波器結構所采用的各多項式模型具有1到3之間的階次。
19.根據(jù)權利要求14至18之一所述的裝置，其中所述濾波器結構采用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個多項式模型，所述多項式模型由對于不同的子頻率范圍的系統(tǒng)頻率響應的不同多項式模型組成。
20.根據(jù)權利要求14至19之一所述的裝置，其中所述濾波器結構采用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的至少一個多項式模型，所述多項式模型包括用于所述子信道的幅度響應模型和相位響應模型。
21.根據(jù)權利要求20所述的裝置，其中對于每個子信道，所述濾波器結構包括采用用于各子信道的所述幅度響應模型的至少一個幅度均衡器以及采用用于各子信道的所述相位響應模型的全通濾波器。
22.根據(jù)權利要求20或21所述的裝置，其中對于每個子信道，所述濾波器結構依次包括全通部分，基于用于各子信道的所述相位響應模型，對所接收信號進行濾波；相位旋轉部分，基于用于各子信道的所述相位響應模型，對由所述全通相位均衡器輸出的信號的相位進行旋轉，所述相位旋轉部分僅計算所述相位旋轉信號的實部；以及幅度均衡器，基于用于各子信道的所述幅度響應模型，對由所述相位旋轉部分提供的實信號進行幅度均衡。
23.根據(jù)權利要求14至22之一所述的裝置，其中所述裝置是用于復用轉換器系統(tǒng)的接收機。
24.根據(jù)權利要求23所述的裝置，其在基于濾波器組的多載波系統(tǒng)中用于信道均衡，其中所述濾波器結構執(zhí)行所述子信道處理作為所述信道均衡的一部分。
25.根據(jù)權利要求14至22之一所述的裝置，其中所述裝置是用于分析-合成濾波器組系統(tǒng)的轉換裝置。
26.根據(jù)權利要求25所述的裝置，其在單載波傳輸系統(tǒng)中用于信道均衡，其中所述濾波器結構執(zhí)行所述子信道處理作為所述信道均衡的一部分。
27.一種基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)，包括用于與以下裝置一起執(zhí)行信號處理的裝置分析濾波器組，具有多個子信道濾波器，用于將輸入到所述裝置的復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣的低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍；以及濾波器結構，用于利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型，對過采樣低速率子信道信號進行處理。
28.根據(jù)權利要求27所述的基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)，其中所述裝置是接收機，且其中所述基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)是復用轉換器系統(tǒng)，所述復用轉換器系統(tǒng)還包括合成濾波器組，用于將低速率子信道信號轉換成復數(shù)高速率信道信號，用于傳輸?shù)剿鼋邮諜C。
29.根據(jù)權利要求27所述的基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)，其中所述系統(tǒng)是基于分析-合成濾波器組的信號處理系統(tǒng)，所述信號處理系統(tǒng)還包括合成濾波器組，用于將由所述裝置執(zhí)行的所述子信道處理所處理的低速率子信道信號轉換成復數(shù)高速率信道信號。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種基于濾波器組的信號處理系統(tǒng)的方法。為了使信號處理能夠具有較低的復雜度并同時具有良好的性能，提出一種方法，包括在第一步中執(zhí)行基于濾波器組的分析，用于將復數(shù)高速率信道信號轉換成過采樣低速率子信道信號，每個子信道對應于不同的頻率范圍。在第二步中，所提出的方法包括利用各子信道的頻率范圍內的系統(tǒng)頻率響應的多項式模型，對過采樣低速率子信道信號進行處理。本發(fā)明同樣涉及包括用于實現(xiàn)所提出方法的單元和系統(tǒng)。
文檔編號H04L27/28GK1732659SQ200380107891
公開日2006年2月8日 申請日期2003年12月19日 優(yōu)先權日2002年12月31日
發(fā)明者馬克屈·朗福爾斯, 塔羅·伊阿萊南, 托比斯·伊達爾戈·斯蒂茨 申請人:諾基亞公司