專利名稱：夏富拉型音響信號(hào)處理電路、濾波器以及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種夏富拉(Shafra)型音響信號(hào)處理電路、濾波器以及方法。特別涉及結(jié)構(gòu)簡化、高精度化和聲像定位的音響信號(hào)處理電路。
背景技術(shù)：
近年來，作為家庭用設(shè)備，不僅出現(xiàn)了在收聽者的前方具有左右2聲道(或者前方左右中3聲道的音響重放裝置)，而且也出現(xiàn)了在收聽者的左右具有2個(gè)環(huán)繞聲道的音響重放裝置。在用這種設(shè)備進(jìn)行環(huán)繞聲道重放時(shí)，一般是將2個(gè)環(huán)繞揚(yáng)聲器放置在收聽者的兩個(gè)橫側(cè)面。這時(shí)，在左右的環(huán)繞信號(hào)的相關(guān)度小的場合(即立體聲環(huán)繞的場合)不會(huì)產(chǎn)生不自然感。但是，在左右的環(huán)繞信號(hào)的相關(guān)度極大的場合(即單聲道環(huán)繞的場合)，根據(jù)收聽者的位置不同會(huì)產(chǎn)生后述的問題。當(dāng)收聽者的位置在左右環(huán)繞揚(yáng)聲器的中央的場合，聲像則定位在收聽者的頭部的中間，會(huì)產(chǎn)生不自然的感覺。
為了解決這種問題，建議用梳齒濾波器每隔一定的頻帶交替分割成2個(gè)聲道、將單聲道信號(hào)進(jìn)行模擬立體聲化的方法，或者采用如THX系統(tǒng)那樣利用音調(diào)移位使相關(guān)度降低的方法，和采用在2個(gè)聲道的信號(hào)中使其具有90度的相位差使相關(guān)度為0的方法等。
但是，在前述的以往技術(shù)中有以下的問題。在用梳齒濾波器進(jìn)行模擬立體聲化的方法中，在樂器那樣的音源中常常出現(xiàn)不自然的大的聲音。此外，在環(huán)繞信號(hào)是立體聲的場合，因進(jìn)行這種模擬立體聲化反而有害，所以在立體聲信號(hào)的場合，必須不進(jìn)行模擬立體聲化。因此，必須根據(jù)環(huán)繞信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)進(jìn)行處理切換，處理很麻煩。
另外，如THX系統(tǒng)那樣施行音調(diào)移位的方法中的問題是，如果不增大音調(diào)移位量，則相關(guān)度就不會(huì)小，而若增大音調(diào)移位量，則音質(zhì)降低，即所謂要采用折衷的辦法。此外，與前述相同，環(huán)繞信號(hào)必須根據(jù)環(huán)繞信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)進(jìn)行處理切換，處理很麻煩。
90度相位差法的優(yōu)點(diǎn)是，即使對(duì)于立體聲信號(hào)，聽覺上沒有什么太壞的影響，不必根據(jù)環(huán)繞信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)進(jìn)行處理切換。但是，聲像容易定位在相位相對(duì)超前的聲道方向上，產(chǎn)生所謂的有不自然感的問題。這種傾向在左右環(huán)繞音源是假想音源的場合特別顯著。
因此，期望這樣一種裝置和方法，能夠不管輸入信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)而進(jìn)行相同的處理，防止單聲道信號(hào)定位在頭部中間并構(gòu)成在收聽者周圍有包圍感的音場，此外，即使對(duì)立體聲信號(hào)的處理也能使音質(zhì)下降較少。
圖29示出了日本特開平8-265899號(hào)公報(bào)所公開的音響信號(hào)處理電路。這種電路是利用配置在收聽者102的前方的左右揚(yáng)聲器104L、104R，用于從假想的揚(yáng)聲器XL、XR發(fā)出聲音。若采用這種電路，則即使只有2個(gè)揚(yáng)聲器104L、104R，收聽者102的聽覺上能感到宛如在后面有揚(yáng)聲器XL、XR那樣。
在圖29的裝置中，用4個(gè)濾波器106a、106b、106c、106d來實(shí)現(xiàn)。4個(gè)濾波器的傳輸函數(shù)H11、H12、H21、H22分別用下式表示。
H11＝(hRRhL’L-hRLhL’R)/(hLLhRR-hLRhRL)H12＝(hLLhL’R-hLRhL’L)/(hLLhRR-hLRhRL)H21＝(hRRhR’L-hRLhR’R)/(hLLhRR-hLRhRL)H22＝(hLLhR’R-hLRhR’L)/(hLLhRR-hLRhRL)其中，hRR是從揚(yáng)聲器104R到收聽者102的右耳102R的傳輸函數(shù)，hRL是從揚(yáng)聲器104R到收聽者102的左耳102L的傳輸函數(shù)，hLL是從揚(yáng)聲器104L到收聽者102的左耳102L的傳輸函數(shù)，hLR是從揚(yáng)聲器104L到收聽者102的右耳102R的傳輸函數(shù)。
但是，如果揚(yáng)聲器104L、104R和假想的揚(yáng)聲器XL、XR的雙方對(duì)于收聽者102的正面軸108都是左右對(duì)稱的，則在上式中，hLL＝hRR，hLR＝hRL，hL’L＝hR’R，hL’R＝hR’L成立。因此，H11＝H22，H12＝H21。如圖30所示，能由2個(gè)濾波器構(gòu)成電路(稱為夏富拉(Shafra)型濾波器)。這里，用下式表示濾波器110a、110b的傳輸函數(shù)HSUM、HDIF。
HSUM＝(ha’+hb’)/2(ha+hb)HDIF＝(ha’-hb’)/2(ha-hb)其中，ha＝hLL＝hRR，hb＝hLR＝hRL，ha’＝hL’L＝hR’R，hb’＝hL’R＝hR’L。
這樣，在左右對(duì)稱配置的場合，由于結(jié)構(gòu)簡單，能使聲像定位在假想的揚(yáng)聲器的位置上。
此外，如圖31所示，也有的情況用交叉饋送濾波器112和串音消除濾波器114進(jìn)行聲像定位處理。串音消除濾波器114用于去除從右揚(yáng)聲器104R發(fā)出到達(dá)左耳102L的串音，以及左揚(yáng)聲器104L發(fā)出到達(dá)右耳102R的串音。由此，右聲道信號(hào)R僅能在右耳102R聽到，左聲道信號(hào)L僅能在左耳102L聽到。因此，借助于利用交叉饋送濾波器112調(diào)整串音的量，能使音源定位在所要的位置上。
利用圖30所示的夏富拉型濾波器也能實(shí)現(xiàn)前述那樣的串音消除濾波器114。這種場合，濾波器110a、濾波器110b的傳輸函數(shù)HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))HDIF＝ha/(2(ha-hb))在前述的夏富拉型濾波器中，如果濾波器110a、110b是高精度的，則能實(shí)現(xiàn)聲像定位能力高或者串音消除能力高的電路。但是，如果要高精度地做成濾波器110a、110b，則問題在于，其結(jié)構(gòu)復(fù)雜，在由DSP實(shí)現(xiàn)的場合需要很長的處理時(shí)間。此外，如果用簡單的結(jié)構(gòu)，則出現(xiàn)所謂夏富拉型濾波器的能力降低的問題。
因此，在環(huán)繞系統(tǒng)中，期望結(jié)構(gòu)簡單并且精度高的夏富拉型濾波器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為解決前述的問題，其目的在于，不管輸入信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)而進(jìn)行相同的處理，防止單聲道信號(hào)定位在頭部中間并構(gòu)成收聽者周圍的有包圍感的音場，此外，即使對(duì)立體聲信號(hào)的處理也能使音質(zhì)下降較少。
此外，本發(fā)明為解決前述那樣的問題，其目的在于得到結(jié)構(gòu)簡單并且精度高的夏富拉型濾波器。
本發(fā)明的音響信號(hào)處理電路和音響重放方法，接受左音源用的左聲道信號(hào)和右音源用的右聲道信號(hào)，進(jìn)行移相處理，使左聲道信號(hào)和右聲道信號(hào)的相對(duì)的相位差為140度到160度，并作為左右音源用的信號(hào)進(jìn)行輸出。
與90度的相位差的情況相同，60度的相位差會(huì)產(chǎn)生定位在相位超前側(cè)的問題。180度的相位差(即反相)盡管不會(huì)感到有對(duì)特定方向的定位感，但有反相特有的壓迫耳朵的不適應(yīng)感。而在從140度到160度的相位差的場合，沒有反相的不舒適感，也不會(huì)感到有對(duì)特定方向的定位。因此，能防止單聲道信號(hào)定位在頭部中間并構(gòu)成在收聽者周圍的的包圍感的音場。
因?yàn)閮H進(jìn)行移相處理，所以即使在立體聲信號(hào)中也能減少音質(zhì)下降。因此，能不管輸入信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)而進(jìn)行相同的處理。
基于本發(fā)明的音響信號(hào)處理電路，移相處理單元至少在從200Hz到1kHz的頻率區(qū)域中，達(dá)到140度到160度的相對(duì)的相位差。
因此，能簡化移相處理單元的結(jié)構(gòu)，同時(shí)能得到實(shí)質(zhì)性的移相效果。
本發(fā)明的環(huán)繞音響重放裝置，包括移相處理單元，該移相處理單元接受環(huán)繞左聲道信號(hào)和環(huán)繞右聲道信號(hào)，進(jìn)行移相處理，使環(huán)繞左聲道信號(hào)和環(huán)繞右聲道信號(hào)的相對(duì)的相位差為140度到160度，并作為左右環(huán)繞音源用的信號(hào)進(jìn)行輸出。
因此，能夠提供一種重放裝置，能不管輸入信號(hào)是單聲道信號(hào)還是立體聲信號(hào)而進(jìn)行相同的處理，防止單聲道信號(hào)定位在頭部中間并構(gòu)成在收聽者周圍的有包圍感的音場，此外，即使在環(huán)繞立體聲信號(hào)中音質(zhì)下降較較少。
基于本發(fā)明的環(huán)繞音響重放裝置，移相處理單元至少在從200Hz到1kHz的頻率區(qū)域中，達(dá)到140度到160度的相對(duì)的相位差。
因此，能簡化移相處理單元的結(jié)構(gòu)，同時(shí)能得到實(shí)質(zhì)性的移相效果。
本發(fā)明的夏富拉(Shafra)型音響信號(hào)處理電路，包括處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的和信號(hào)的第1濾波器，和處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的差信號(hào)的第2濾波器，
第2濾波器的低頻區(qū)域的精度比第1濾波器高。
在夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，在低頻區(qū)域，處理和信號(hào)的第1濾波器的精度比處理差信號(hào)的第2濾波器的增益低。因此，在低頻區(qū)域，借助于使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能盡可能地防止精度的降低，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。
本發(fā)明的夏富拉型音響信號(hào)處理電路，由FIR(Finite Impulse Response有限脈沖響應(yīng))型濾波器構(gòu)成第1濾波器和第2濾波器，并且第2濾波器的抽頭數(shù)比第1濾波器的抽頭數(shù)多。
因此，在低頻區(qū)域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能盡可能地防止精度的降低，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。
本發(fā)明的夏富拉型音響信號(hào)處理電路，用子帶濾波器組構(gòu)成所述第2濾波器。
因此，利用減速采樣能使處理能力具有余量。
本發(fā)明的夏富拉型音響信號(hào)處理電路，第2濾波器的子帶濾波器組，越是對(duì)低頻分量越是進(jìn)行大的減速采樣。
因此，在低頻區(qū)域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能盡可能地防止精度的降低，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。
本發(fā)明的夏富拉型音響信號(hào)處理電路，由FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器，并且由FIR型濾波器和2階IIR(Infinite Impulse Response無限脈沖響應(yīng))型濾波器并聯(lián)連接構(gòu)成第2濾波器。
因此，在低頻區(qū)域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能盡可能地防止精度的降低，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。此外，能利用2階IIR型濾波器處理低頻區(qū)域，能防止白白地增加FIR型濾波器的級(jí)數(shù)。
本發(fā)明的夏富拉型音響信號(hào)處理電路，第2濾波器包括FIR型濾波器、和在所述FIR型濾波器的中間抽頭與所述FIR濾波器的輸出之間并聯(lián)連接的2階IIR濾波器。
因此，在低頻區(qū)域，使第2濾波器的精度比第1濾波器的精度高，能盡可能地防止精度的降低，同時(shí)能實(shí)現(xiàn)電路結(jié)構(gòu)的簡化。此外，借助于改變并聯(lián)連接的中間抽頭的位置，能得到最合適的特性。
本發(fā)明的濾波器，包括具有多個(gè)抽頭的FIR型濾波器，將輸入連接到所述FIR型濾波器的中間抽頭上的IIR型濾波器，和對(duì)FIR型濾波器和IIR型濾波器的輸出進(jìn)行加法運(yùn)算的加法運(yùn)算手段。
因此，能容易地得到具有所要特性的濾波器。


借助于參照實(shí)施形態(tài)和附圖，就能理解本發(fā)明的特征、其它的目的、用途和效果等。
圖1表示基于本發(fā)明一實(shí)施形態(tài)的音響信號(hào)處理電路。
圖2表示用音響信號(hào)處理電路作為環(huán)繞音響重放裝置的例子。
圖3A、圖3B表示由模擬電路構(gòu)成全通濾波器的例子。
圖4是全通濾波器的特性圖。
圖5是環(huán)繞音響重放裝置的揚(yáng)聲器的配置圖。
圖6是將本發(fā)明的音響信號(hào)處理電路用于基于由DSP的聲像定位處理生成假想音源的環(huán)繞音響重放裝置中的例子。
圖7是假想音源的配置圖。
圖8是以信號(hào)流圖表示基于DSP的處理。
圖9是基于2階IIR濾波器的全通濾波器的結(jié)構(gòu)例。
圖10是基于其它實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。
圖11是假想音源的配置圖。
圖12是基于本發(fā)明的一實(shí)施形態(tài)的夏富拉型濾波器的結(jié)構(gòu)圖。
圖13是用DSP實(shí)現(xiàn)圖12的濾波器的場合的硬件結(jié)構(gòu)圖。
圖14是以信號(hào)流圖表示記錄在存儲(chǔ)器146中的程序。
圖15是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成32抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖16是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成64抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖17是將第1濾波器120a和第2濾波器120b一起形成96抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖18是將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、將第2濾波器120b形成96抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖19是用濾波器組的實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。
圖20是在圖14的電路中，將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、將第2濾波器120b形成128抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖2 1是在圖19的電路中，將第1濾波器120a形成32抽頭(tap)、并利用濾波器將第2濾波器120b形成128抽頭(tap)的場合的特性圖。
圖22是將第2濾波器120b做成FIR濾波器和IIR濾波器的并聯(lián)結(jié)構(gòu)的實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。
圖23是圖22的電路的特性圖。
圖24是從FIR濾波器的中間抽頭(tap)取出IIR濾波器的輸入的實(shí)施形態(tài)。
圖25是所要的濾波器的脈沖響應(yīng)。
圖26是近似于圖25的特性的IIR濾波器的脈沖響應(yīng)。
圖27是所要的特性和IIR濾波器特性的偏差的圖。
圖28是考慮圖27的偏差后得到的FIR濾波器的脈沖響應(yīng)圖29是以往的聲像定位處理電路圖。
圖30是夏富拉型濾波器的電路圖。
圖31是基于交叉饋送濾波器和串音消除濾波器構(gòu)成聲像定位電路情況下的例子。
具體實(shí)施例方式
下面，參照附圖對(duì)實(shí)施本發(fā)明的最佳實(shí)施形態(tài)進(jìn)行說明。
圖1表示基于本發(fā)明一實(shí)施形態(tài)的音響信號(hào)處理電路。這種音響信號(hào)處理電路包括移相處理單元2。移相處理單元2接受位于收聽者的大致左側(cè)的音源SSL(參照?qǐng)D5)用的左聲道信號(hào)SL和位于收聽者的大致右側(cè)的音源SSR用的右聲道信號(hào)SR。對(duì)于這些信號(hào)SL、SR，移相處理單元2進(jìn)行移相處理，使信號(hào)SL和信號(hào)SR的相對(duì)的相位差為140度到160度(或者150度左右)，并作為信號(hào)SL‘和信號(hào)SR’進(jìn)行輸出。
分別將前述那樣處理的左聲道信號(hào)SL’和右聲道信號(hào)SR’提供給音源SSL和音源SSR。由此，對(duì)于單聲道信號(hào)，能防止定位在收聽者的頭部中間，并能得到有包圍感的音場，此外，對(duì)于立體聲信號(hào)，也不會(huì)損失左右的環(huán)繞定位感。
圖2示出了用全通濾波器(APF)構(gòu)成移相處理單元2的環(huán)繞音響重放裝置的音響信號(hào)處理電路4。這種音響重放裝置包括與音響信號(hào)處理電路4的輸出連接的放大器和揚(yáng)聲器這在圖2中沒有示出。
將中央聲道信號(hào)C、前方左聲道信號(hào)FL、前方右聲道信號(hào)FR、環(huán)繞左聲道信號(hào)SL、環(huán)繞右聲道信號(hào)SR、低音信號(hào)LFE輸入到音響信號(hào)處理電路4中。在這些信號(hào)中，中央聲道信號(hào)C、前方左聲道信號(hào)FL、前方右聲道信號(hào)FR、低音信號(hào)LFE原樣地輸出。在APF6中進(jìn)行處理后，環(huán)繞左聲道信號(hào)SL作為環(huán)繞左聲道信號(hào)SL’輸出。在APF8中進(jìn)行處理后，環(huán)繞右聲道信號(hào)SR作為環(huán)繞右聲道信號(hào)SR’輸出。在本實(shí)施形態(tài)中由APF6和APF8構(gòu)成移相處理單元2。
圖3A示出了APF6的結(jié)構(gòu)例。在本例中作為2階APF構(gòu)成。圖4的曲線示出了這種APF6的頻率-相位特性。在低頻中，輸出信號(hào)與輸入信號(hào)同相(0度相位差)。隨著頻率的增大，輸出信號(hào)的相位比輸入信號(hào)的相位延遲，在高頻中，輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的相位差再次成為同相(-360度相位差)。也就是說，輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的相位差根據(jù)頻率在0度到-360之間變化，借助于選擇電阻R1、R2，電容C1、C2，能調(diào)整由曲線10所示的特性。
由下式表示所要的相位差arg(SR’/SL’)arg(SR’/SL’)＝arg(SR’/SR)-arg(SL’/SL)其中，arg(SL’/SL)＝tan-1((-2(f/f1))/(1-(f/f1)2))+tan-1((-2(f/f2))/(1-(f/f2)2))arg(SR’/SR)＝tan-1((-2(f/f3))/(1-(f/f3)2))+tan-1((-2(f/f4))/(1-(f/f4)2))fl＝1/(2πC1R1)f2＝1/(2πC2R2)f3＝1/(2πC3R3)f4＝1/(2πC4R4)因此，只要根據(jù)前述各式進(jìn)行設(shè)計(jì)以得到所要的相位特性即可。
圖3B示出了APF8的結(jié)構(gòu)?；窘Y(jié)構(gòu)與APF6相同。但是，借助于選擇電阻R3、R4及電容C3、C4的值，得到圖4的曲線12所示的特性。因此，在頻率200Hz～1kHz之間，在環(huán)繞左聲道信號(hào)SL’和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR’之間能提供140度～160度的相位差。也就是說，如果供給單聲道的環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR，則能使環(huán)繞右聲道信號(hào)SR’的相位相對(duì)于SL’超前或者延遲140度～160度。
將這樣得到的輸出提供給圖5所示的各揚(yáng)聲器。將中央聲道信號(hào)C提供給揚(yáng)聲器SC，將前方左聲道信號(hào)FL提供給揚(yáng)聲器SFL，將前方右聲道信號(hào)FR提供給揚(yáng)聲器SFR，將低音信號(hào)LFE提供給揚(yáng)聲器SLFE。此外，將環(huán)繞左聲道信號(hào)SL’提供給揚(yáng)聲器SSL，將環(huán)繞右聲道信號(hào)SR’提供給揚(yáng)聲器SSR。
此外，也可以在用前述APF實(shí)現(xiàn)20度～40度的聲道間相位差后，使某一聲道反相實(shí)現(xiàn)。
此外，上述是在200Hz～1kHz間具有所要的相位差，但如果在50Hz～4kHz間具有所要的相位差，則能得到更好的結(jié)果。此外，借助于增加APF的級(jí)數(shù)，能擴(kuò)展可以提供規(guī)定的相位差的頻帶。
此外。如圖5所示，在前述實(shí)施形態(tài)中，是對(duì)環(huán)繞揚(yáng)聲器位于收聽者的完全橫向的場合進(jìn)行了說明，但將環(huán)繞揚(yáng)聲器放置在位于圖5的α所示的60度的角度范圍(即前后分別30度角度的范圍)的位置上，也能得到本發(fā)明的效果。也就是說，在本發(fā)明中，所謂“收聽者的大致左右”是指前述60度的角度范圍內(nèi)。
圖6示出了在根據(jù)DSP的聲像定位處理生成假想音源的環(huán)繞音響重放裝置中使用本發(fā)明的移相處理單元的例子。各聲道的信號(hào)C、FL、FR、SL、SR、LFE是借助于將被環(huán)繞編碼的數(shù)字位流或者由A/D變換器將模擬信號(hào)數(shù)字化后的數(shù)據(jù)輸入到多聲道環(huán)繞解碼器(未圖示)中、并進(jìn)行解碼而得到的。此外，多聲道環(huán)繞解碼器可以與DSP22分開，也可以內(nèi)裝在DSP22內(nèi)。
DSP22按照存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器26中的程序，進(jìn)行對(duì)于這種數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的加法運(yùn)算、減法運(yùn)算、濾波、延遲等處理，生成左揚(yáng)聲器用信號(hào)LOUT、右揚(yáng)聲器用信號(hào)ROUT、副低音揚(yáng)聲器用信號(hào)SUBOUT。由D/A變換器24將這些信號(hào)變換成模擬信號(hào)，并供給揚(yáng)聲器SFL、SFR、SLFE。此外，向存儲(chǔ)器26的程序存儲(chǔ)等處理，由微處理器20進(jìn)行。
此外，在本實(shí)施形態(tài)中，是對(duì)于收聽者50的正面軸40，對(duì)稱地配置揚(yáng)聲器SFL、SFR，及對(duì)稱地配置假想環(huán)繞左音源XSL、假想環(huán)繞右音源XSR進(jìn)行說明。但是，由低音揚(yáng)聲器SLFE輸出的低音，因波長長，方向性差，所以也可以位于其它的位置上。
圖8是根據(jù)存儲(chǔ)器26的程序，用信號(hào)流圖的形式表示DSP22進(jìn)行的處理。如圖7所示，在本實(shí)施形態(tài)中，用設(shè)置在前方的左右揚(yáng)聲器SFL、SFR和低音用揚(yáng)聲器SLFE，生成假想中央音源XC、假想環(huán)繞左音源XSL、假想環(huán)繞右音源XSR。
環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR在用環(huán)繞定位電路12進(jìn)行聲像定位處理后，供給設(shè)置在前方的左右揚(yáng)聲器SFL、SFR。
用所謂的夏富拉型濾波器，構(gòu)成環(huán)繞定位電路12。由此，由假想環(huán)繞左音源XSL、假想環(huán)繞右音源XSR，能得到與環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR輸出的相同的效果。
將中央聲道信號(hào)C相等地供給左右揚(yáng)聲器SFL、SFR。由此，能從假想中央音源XC得到輸出中央聲道信號(hào)C相同的效果。
此外，延遲處理電路14L、14R、30產(chǎn)生與環(huán)繞定位電路12的延遲時(shí)間相等的延遲。由此，能補(bǔ)償中央聲道信號(hào)C、前方左聲道信號(hào)FL、前方右聲道信號(hào)FR、低音聲道信號(hào)LFE、環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR間的延遲。
在將環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR提供給環(huán)繞定位電路12前，由移相處理單元2進(jìn)行移相處理。由此，環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR形成140度～160度的相對(duì)的相位差。
此外，在本實(shí)施形態(tài)中，用圖9所示的2階IIR濾波器作為構(gòu)成移相處理單元2的APF6。關(guān)于APF8也相同。
因由移相處理單元2進(jìn)行移相處理，所以能防止從假想環(huán)繞左音源XSL、假想環(huán)繞右音源XSR輸出的環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR定位在收聽者50的頭部中間。
圖10表示基于其它實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。在本實(shí)施形態(tài)中，將前方左聲道信號(hào)FL、前方右聲道信號(hào)FR分別與環(huán)繞左聲道信號(hào)SL和環(huán)繞右聲道信號(hào)SR相加。由此，前方左聲道信號(hào)FL定位在左揚(yáng)聲器SFL和假想環(huán)繞左音源XSL之間的假想音源XFL上。同樣，前方右聲道信號(hào)FR定位在右揚(yáng)聲器SFR和假想環(huán)繞右音源XSR之間的假想音源XFR上。因此，能擴(kuò)展前方左聲道信號(hào)FL和前方右聲道信號(hào)FR。
此外，在前述各實(shí)施形態(tài)中，作為模擬電路表示的電路能改成數(shù)字電路，作為數(shù)字電路表示的電路能改成模擬電路。
圖12示出了基于本發(fā)明的一實(shí)施形態(tài)的夏富拉型串音消除濾波器130的結(jié)構(gòu)。將左聲道信號(hào)提供給左聲道輸入端LIN，將右聲道信號(hào)提供給右聲道輸入端RIN。在加法器122中對(duì)左聲道信號(hào)和右聲道信號(hào)進(jìn)行加法運(yùn)算，并提供給第1濾波器120a。在減法器124中對(duì)左聲道信號(hào)和右聲道信號(hào)進(jìn)行減法運(yùn)算，并提供給第2濾波器120b。第1濾波器120a、第2濾波器120b的傳輸函數(shù)HSUM、HDIF如下式所示。
HSUM＝ha/(2(ha+hb))HDIF＝ha/(2(ha-hb))加法器126對(duì)第1濾波器120a和第2濾波器120b的輸出進(jìn)行加法運(yùn)算，并輸出揚(yáng)聲器104L用的信號(hào)。減法器128對(duì)第1濾波器120a和第2濾波器120b的輸出進(jìn)行減法運(yùn)算，并輸出揚(yáng)聲器104R用的信號(hào)。
在本實(shí)施形態(tài)中，由FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器120a和第2濾波器120b，并由DSP實(shí)現(xiàn)整個(gè)濾波器130。圖13示出了用DSP140實(shí)現(xiàn)的場合的硬件結(jié)構(gòu)。將各聲道的信號(hào)L、R作為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)提供給DSP140。DSP140根據(jù)存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器146中的程序，對(duì)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行加法運(yùn)算、減法運(yùn)算、濾波等處理，并生成左揚(yáng)聲器用信號(hào)LOUT、右揚(yáng)聲器用信號(hào)ROUT。由D/A變換器142將這些信號(hào)變換成模擬信號(hào)，并輸出作為揚(yáng)聲器104L、104R用的信號(hào)。此外，由微處理器120進(jìn)行向存儲(chǔ)器126的程序存儲(chǔ)等的處理。
圖14用信號(hào)流圖的形式表示DSP140根據(jù)存儲(chǔ)器146的程序進(jìn)行的處理。在本實(shí)施形態(tài)中，由FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器120a、第2濾波器120b。在圖中，DS1～DS31、DD1～DD95是延遲處理，進(jìn)行1次采樣的延遲處理。這里，采樣頻率為48kHz。KS0～KS31、KD0～KD95是系數(shù)處理。第1濾波器120a的抽頭數(shù)(即系數(shù)處理的數(shù))為32，第2濾波器120b的抽頭數(shù)為96。在FIR型濾波器中，抽頭數(shù)越多則低頻區(qū)域的精度就越高。因此，在圖14的例中，第2濾波器120b低頻區(qū)域的精度比第1濾波器120a高。
圖15示出了第1濾波器120a的抽頭數(shù)為32、第2濾波器120b的抽頭數(shù)為32的場合的各濾波器的頻率特性，和串音消除的響應(yīng)特性zt1與錯(cuò)誤zt2。這里，所謂的錯(cuò)誤是指不能充分地消除而殘留的響應(yīng)，在串音消除的場合，可以說錯(cuò)誤越少則濾波器越好。此外，這里將揚(yáng)聲器104L(或者104R)與收聽者102的角度α(參照?qǐng)D12)設(shè)定成10度。在抽頭數(shù)為32的場合所示的結(jié)果表明精度低，并且串音消除錯(cuò)誤大。
同樣地，圖16示出了兩濾波器120a、120b的抽頭數(shù)為64的場合，盡管比32抽頭的場合改善，但仍然表明串音消除錯(cuò)誤大。
此外，圖17示出了兩濾波器120a、120b的抽頭數(shù)為96的場合，表明錯(cuò)誤相當(dāng)少。但是，假如兩濾波器120a、120b的抽頭數(shù)為96，則產(chǎn)生DSP140的運(yùn)算量大的問題。
在本實(shí)施形態(tài)中，要求第1濾波器120a的頻率特性，特別在低頻時(shí)，著眼于電平低而且平坦，使第1濾波器120a的抽頭數(shù)比第2濾波器的抽頭數(shù)120b的抽頭數(shù)少。也就是說，在低頻區(qū)域中，降低第1濾波器120a的精度，而提高第2濾波器120b的精度。具體地說，第1濾波器120a的抽頭數(shù)為32，第2濾波器120b的抽頭數(shù)為96。圖18示出了這種場合的特性。
由圖18可見，能減少到與兩個(gè)濾波器120a、120b的抽頭數(shù)為96的場合大致相同的錯(cuò)誤。也就是說，能減少總的抽頭數(shù)，又能得到高精度的夏富拉型串音消除濾波器。
圖19示出了其它實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。在該實(shí)施形態(tài)中也使用FIR型濾波器，第2濾波器120b的抽頭數(shù)(實(shí)質(zhì)上為128)比第1濾波器120a的抽頭數(shù)(32)多。但是，在本實(shí)施形態(tài)中，在第2濾波器120b中采用濾波器組，在減速采樣后通過FIR濾波器。圖中，H是高通濾波器，G是低通濾波器。此外，↓表示1/2減速采樣，↑表示2倍增速采樣。延遲205、206、208是用于補(bǔ)償各濾波器組處理時(shí)間的延遲處理。延遲205進(jìn)行3次采樣的延遲處理，延遲206進(jìn)行1次采樣的延遲處理，延遲208進(jìn)行7次采樣的延遲處理。
這樣，借助于采用濾波器組，實(shí)質(zhì)上能得到原采樣中128抽頭的能力，同時(shí)能將FIR濾波器201、202、203、204的合計(jì)抽頭數(shù)減少成68抽頭，并能利用減速采樣使處理能力具有余量。由此，能提高低頻分量的精度。此外，在本實(shí)施形態(tài)中，是將濾波器組在低頻分量側(cè)作為重復(fù)分頻的倍頻分頻，但也可以是高頻分頻的等分頻濾波器組。
圖20示出了不采用濾波器組而第1濾波器120a的抽頭數(shù)為32、第2濾波器120b的抽頭數(shù)為128時(shí)的串音消除錯(cuò)誤ZT2。圖21所示為根據(jù)圖19構(gòu)成的串音消除錯(cuò)誤ZT2。由兩圖可見，采用濾波器組的圖19的電路具有與128抽頭的場合相同的性能。
圖22示出了其它實(shí)施形態(tài)的信號(hào)流圖。在該實(shí)施形態(tài)中，由32抽頭的FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器120a，由32抽頭的FIR型濾波器210和2階IIR型濾波器212構(gòu)成第2濾波器120b。由加法器214對(duì)FIR型濾波器210和2階IIR型濾波器212的輸出進(jìn)行加法運(yùn)算。
在本實(shí)施形態(tài)中，將第2濾波器的FIR型濾波器210的抽頭數(shù)限制在32，同時(shí)由2階IIR型濾波器212提高對(duì)于低頻分量的精度。因2階IIR型濾波器能對(duì)于低頻分量得到高精度，所以利用比較少的抽頭數(shù)能實(shí)現(xiàn)與圖12所示全部由FIR濾波器構(gòu)成的情況同等的精度。另外，在本實(shí)施形態(tài)中，是用2階IIR型濾波器，但也能用n次IIR型濾波器。此外，也可以是n次IIR型濾波器的串聯(lián)或者并聯(lián)連接。
圖23示出了圖22的電路的第1濾波器120a的特性HSUM和第2濾波器120b的特性HDIF。此外，示出了串音消除錯(cuò)誤ZT2。可見能得到與圖18的場合接近的精度。
在圖22的實(shí)施形態(tài)中，是以FIR濾波器和2階IIR型濾波器的完全的并聯(lián)連接作為第2濾波器120b，但也可以如圖24所示，從FIR型濾波器的中間抽頭取出給2階IIR型濾波器的輸入。這樣做，能容易地得到更加接近于所要的特性的第2濾波器120b。
下面，參照?qǐng)D25、圖26、圖27及圖28對(duì)圖24所示濾波器的設(shè)計(jì)方法進(jìn)行說明。圖25是必須的第2濾波器120b的脈沖響應(yīng)。由此，決定2階IIR型濾波器的特性。這時(shí)如圖26所示決定特性，即不考慮脈沖響應(yīng)的前面部分而是很好地近似于脈沖響應(yīng)的后面部分(即低頻區(qū)域)。在圖26中，得到近似于k次采樣后的脈沖響應(yīng)的2階IIR型濾波器的特性。但是，在k～m次采樣之間的脈沖響應(yīng)有很大差別。
接著，得到實(shí)現(xiàn)0～m次采樣之間的脈沖響應(yīng)的FIR濾波器。但是，如圖27所示，在k～m次采樣中，2階IIR型濾波器的特性和必須的濾波器特性有很大的偏離。因此，在加上這樣的誤差后，得到實(shí)現(xiàn)圖28所示的0～m次采樣的脈沖響應(yīng)的FIR濾波器。
如前所述，能得到圖24所示的第2濾波器120b。此外，取出2階IIR型濾波器的抽頭位置為近似于2階IIR型濾波器的特性時(shí)的最前頭采樣(前述的場合為k次采樣)對(duì)應(yīng)的抽頭(前述的場合為k抽頭)。這樣，能容易地得到具有所要的特性的濾波器。
此外，在前述各實(shí)施形態(tài)中所示的抽頭數(shù)是一例。此外，在前述各實(shí)施形態(tài)中，是對(duì)串音消除濾波器進(jìn)行了說明，但對(duì)于聲像定位處理濾波器也同樣能適用。
在前述實(shí)施形態(tài)中，第1濾波器120a為FIR型濾波器，但第1濾波器120a也可以與第2濾波器120b相同，用FIR型濾波器和IIR型濾波器的并聯(lián)連接(圖22、圖24)以及濾波器組結(jié)構(gòu)。在這種場合，借助于使第1濾波器120a的精度比第2濾波器120b的精度下降，也能使整體結(jié)構(gòu)簡單并維持精度。
在前述各實(shí)施形態(tài)中，是用DSP實(shí)現(xiàn)濾波器，但也可以由模擬濾波器實(shí)現(xiàn)其一部分或者全部。
在前述中，是以理想的實(shí)施形態(tài)對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了說明，但不限于此，只要不脫離本發(fā)明的范圍和精神，并在權(quán)利要求的范圍內(nèi)，說明中所采用的內(nèi)容能進(jìn)行變更。
權(quán)利要求
1一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，包括處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的和信號(hào)的第1濾波器，和處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的差信號(hào)的第2濾波器，其特征在于，第2濾波器的低頻區(qū)域的精度比第1濾波器高。
2一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，包括處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的和信號(hào)的第1濾波器，和處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的差信號(hào)的第2濾波器，其特征在于，由FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器和第2濾波器，并且第2濾波器的抽頭數(shù)比第1濾波器的抽頭數(shù)多。
3一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，其特征在于，在權(quán)利要求7的夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，用子帶濾波器組構(gòu)成所述第2濾波器。
4一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，其特征在于，在權(quán)利要求9的夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，所述第2濾波器的子帶濾波器組，越是對(duì)低頻分量越地進(jìn)行大的減速采樣。
5一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，包括處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的和信號(hào)的第1濾波器，和處理右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的差信號(hào)的第2濾波器，其特征在于，由FIR型濾波器構(gòu)成第1濾波器，并且由FIR型濾波器和2階IIR型濾波器并聯(lián)連接構(gòu)成第2濾波器。
6一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，其特征在于，在權(quán)利要求11的夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，第2濾波器包括FIR型濾波器、和在所述FIR型濾波器的中間抽頭與所述FIR濾波器的輸出之間并聯(lián)連接的2階IIR濾波器。
7一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，其特征在于，在權(quán)利要求7的夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，所述音響信號(hào)處理電路用作串音消除濾波器。
8一種夏富拉型音響信號(hào)處理電路，其特征在于，在權(quán)利要求7的夏富拉型音響信號(hào)處理電路中，所述音響信號(hào)處理電路用作聲像定位處理濾波器。
9一種濾波器，其特征在于，包括具有多個(gè)抽頭的FIR型濾波器，將其輸入連接到所述FIR型濾波器的中間抽頭上的IIR型濾波器，和對(duì)FIR型濾波器和IIR型濾波器的輸出進(jìn)行加法運(yùn)算的加法運(yùn)算手段。
10一種夏富拉型音響信號(hào)處理方法，是對(duì)于右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的和信號(hào)進(jìn)行第1濾波處理，對(duì)于右聲道信號(hào)和左聲道信號(hào)的差信號(hào)進(jìn)行第2濾波處理，其特征在于，第2濾波處理的精度比第1濾波處理高。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種音響信號(hào)處理電路，移相處理單元2接受左音源用的左聲道信號(hào)(SL)和右音源用的右聲道信號(hào)(SR)，進(jìn)行移相處理，使左聲道信號(hào)和右聲道信號(hào)的相對(duì)的相位差為140度到160度。與90度的相位差的情況相同，60度的相位差會(huì)產(chǎn)生定位在相位超前側(cè)的問題。180度的相位差(即反相)盡管不會(huì)感到有對(duì)特定方向的定位感，但有反相特有的壓迫耳朵的不舒適感。而在從140度到160度的相位差的場合，沒有反相的不舒適感，也不會(huì)感到有對(duì)特定方向的定位。
文檔編號(hào)H04S3/00GK1516520SQ20031010285
公開日2004年7月28日 申請(qǐng)日期1999年7月30日 優(yōu)先權(quán)日1998年7月31日
發(fā)明者笠井讓治, 竹村和齊, 中武哲郎, 笠井 治, 郎, 齊 申請(qǐng)人:音響株式會(huì)社