專利名稱：使用數(shù)字頻率扭曲的動態(tài)范圍壓縮的制作方法
技術領域：
本發(fā)明整體涉及音頻系統(tǒng)，尤其是涉及一種用于動態(tài)范圍壓縮的方法和裝置。
背景技術：
一個聽力受損的人通常受聽覺靈敏度喪失的痛苦，這個喪失取決于聲音的頻率和可聽見的級別兩者。因此，一個聽力受損的人也許能像非聽力受損的人一樣聽到某些頻率(例如，低的頻率)，但是卻不能在其他的頻率(例如，高頻率)上以與非聽力受損的人相同的敏感度聽見聲音。類似地，聽力受損的人也許能像非聽力受損的人一樣聽到很大聲的聲音，但不能以與非聽力受損的人相同的敏感度聽見輕柔的聲音。因此，在后者的情況下，聽力受損的人遭受動態(tài)范圍喪失的痛苦。
各種各樣的模擬和數(shù)字助聽器已經(jīng)設計成能減輕上述的聽覺缺陷。例如，頻率整形技術可用于畫出由助聽器提供的放大的輪廓線，從而匹配有意的用戶的頻率相關聽力損失。相對于動態(tài)范圍喪失，典型地一個壓縮器被用于壓縮輸入聲音的動態(tài)范圍，使得其更加緊密地和有意的用戶的動態(tài)范圍相匹配。輸入動態(tài)范圍與由壓縮器輸出的動態(tài)范圍的比值被稱為壓縮比。通常，用戶所要求的壓縮比在整個輸入功率范圍之上不是恒定的。
典型地，動態(tài)范圍壓縮器被設計成能在不同的頻帶范圍中不同地實現(xiàn)，從而估計有意的用戶的頻率相關性(即，頻率分辨率)。這種多信道或者多頻帶壓縮器將輸入信號分為兩個或多個頻帶，分別地壓縮每個頻帶。這種設計不僅在改變壓縮比、而且在改變與每個頻帶有關的時間常數(shù)方面允許更大的靈活性。時間常數(shù)涉及沖擊和釋放時間常數(shù)。沖擊時間是壓縮器起作用需要的時間，并且在很大聲的聲音開始時降低增益。相反地，釋放時間是壓縮器起作用需要的時間，并且在很大聲的聲音終止之后提高增益。
傳統(tǒng)的數(shù)字信號處理技術，諸如那些依靠離散傅里葉變換(DFT)的數(shù)字信號處理技術提供恒定帶寬頻率分辨率。因此，這些技術對于本申請是不適當?shù)摹?br>
圖1示出一種現(xiàn)有技術的方法，方法克服在為傳統(tǒng)的數(shù)字處理所固有的均勻的頻率分析和耳朵的不均勻的頻率分辨率之間的配合不當。如圖所示，使用了一個多通道濾波器組100，其由多個并行工作的濾波器101組成，濾波器分解輸入信號103為多個頻帶。典型地，在這種類型的系統(tǒng)中使用在兩個和四個之間的頻帶范圍。相應的濾波器帶寬和頻帶邊緣被選擇，以給出一個臨界頻帶標度的近似值。壓縮器獨立地針對來自每個濾波器101的輸出105操作，壓縮器輸出107是各個壓縮信號109的總和。雖然這種方法是比較直接了當?shù)貓?zhí)行的，并且僅導致一個短的數(shù)字處理延遲，相對粗略的頻率分辨率可以限制系統(tǒng)提供想要的增益比通常任意的聽覺損失需要的頻率特性的性能。
圖2是示出當施加于耳朵不均勻的頻率分辨率時，在克服傳統(tǒng)的數(shù)字處理中存在的缺陷的第二個現(xiàn)有技術方法。在這個方法中，輸入信號103被在頻率域中處理。一個DFT被用于頻率分析，典型地使用一個快速傅里葉變換(FFT)算法執(zhí)行。在步驟201上執(zhí)行的FFT必須是足夠大的，以在低頻區(qū)提供想要的頻率分辨率。求和重疊FFT箱的組形成高頻分析頻帶。使用在每個分析頻帶中的功率估算，在頻率域中計算壓縮增益(步驟203)。壓縮器濾波器被施加在頻率域(步驟205)，并且一個反向快速傅里葉變換被用于產(chǎn)生幅度壓縮的信號(步驟207)。以16kHz采樣率操作系統(tǒng)，128點FFT可用于處理緩存的輸入數(shù)據(jù)，在0和T之間產(chǎn)生65個頻率采樣。從這65個箱，14個重疊的頻帶范圍被形成供設置壓縮增益之用。這個方法具有良好的頻率分辨率的優(yōu)點，但是提高分辯率需要一個很大的緩存器以在計算FFT之前容納輸入數(shù)據(jù)。作為信號緩存的結(jié)果，可以獲得一個相當可觀的數(shù)字處理延遲，在某些情況下，這個延遲對于用戶來說是聽得見的。
在圖3示出的對于上述方法的一個改進中，壓縮器使用一個側(cè)支路301用于頻率分析。頻率分析的結(jié)果被用于產(chǎn)生放置在信號通路中的濾波器303的系數(shù)。如在圖1中示出的濾波器組或者如圖3所示的一個FFT被用于頻率分析。如同在圖2示出的情況一樣，在高頻率上求和重疊FFT箱組提供對于聽覺頻率分析的近似值。當直達信號路徑僅包括短的輸入緩沖器305和有限脈沖響應(FIR)濾波器303時，在圖3中示出的側(cè)支路體制產(chǎn)生極小的數(shù)字處理延遲。在側(cè)支路中執(zhí)行的頻率分析的分辯率是由FFT的長度和其相關的輸入緩沖器限制的。在圖3示出的系統(tǒng)中，同樣假定16kHz的采樣率，32點FFT被以確定的頻率采樣值計算(步驟307)，結(jié)合去給出9個重疊的頻帶范圍。通過包括更多的過去的輸入信號的采樣值提高FFT緩存器大小可能給出更好的頻率分辨率，但是也可能增加在輸入信號幅度和施加于那個信號修改的增益值之間變化的時間滯后。
雖然已經(jīng)在助聽器中實現(xiàn)了各種各樣的不同的信號處理系統(tǒng)，沒有一個系統(tǒng)結(jié)合充分小的處理時間滯后已提供了期望的頻率分辨率。本發(fā)明提供了這樣的一種系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
提供了一種動態(tài)范圍壓縮系統(tǒng)，其使用逐個采樣或者塊處理的系統(tǒng)。這樣的一種系統(tǒng)例如可以在助聽器中使用。使用頻率扭曲的處理系統(tǒng)的壓縮系統(tǒng)由一串串聯(lián)的全通濾波器組成，具有全通濾波器的輸出，且全通濾波器的輸出提供輸入給用于計算濾波器系數(shù)的頻率分析。因而，壓縮濾波器被設計在頻率域內(nèi)。一種返回到扭曲的時間域的反頻率變換被用于產(chǎn)生壓縮濾波系數(shù)，這些壓縮濾波系數(shù)被與全通延遲線的輸出卷積，以給出被處理的輸出信號。
因此，在一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的音頻處理系統(tǒng)，該音頻處理系統(tǒng)由一個輸入換能器、一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器、多個一階全通濾波器、開窗裝置、頻率域變換施加裝置、用于計算多個頻率域級別估值的裝置和一個扭曲的時域濾波器、用于執(zhí)行反頻率域變換的裝置、卷積裝置、一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器、和一個輸出換能器組成。在一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個FFT。在另一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個DFT。在又一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是格策爾(Goertzel)算法。
在另一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的音頻處理系統(tǒng)，該音頻處理系統(tǒng)由一個輸入換能器、一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器、一個輸入數(shù)據(jù)緩存器、多個一階全通濾波器、用于給延遲采樣序列的第一和第二部分開窗的裝置、頻率域變換施加裝置、用于計算第一和第二扭曲的功率頻譜的裝置、用于求和和歸一化第一和第二扭曲的功率頻譜的裝置、用于計算扭曲的時域濾波器的裝置、用于執(zhí)行反頻率域變換的裝置、卷積裝置、一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器、和一個輸出換能器組成。在一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個FFT。在另一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個DFT。在又一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是格策爾算法。
在又一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的音頻處理系統(tǒng)，該音頻處理系統(tǒng)由一個輸入換能器、一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器、一個用于保存一塊大小為M的數(shù)據(jù)的輸入數(shù)據(jù)緩存器、2M個一階全通濾波器，用于給M大小的延遲采樣序列的一部分開窗的裝置、2M點頻率域變換施加裝置、用于計算多個頻率域級別估值的裝置和一個扭曲的時域濾波器、用于執(zhí)行反頻率域變換的裝置、卷積裝置、一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器、和一個輸出換能器組成。在一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個FFT。在另一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是一個DFT。在又一個優(yōu)選實施例中，頻率域變換是格策爾算法。
在又一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的處理聲音的方法，該方法包括步驟接收模擬輸入信號和將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸入信號；傳遞數(shù)字輸入信號通過多個一階全通濾波器；給一個延遲采樣序列開窗；形成一個扭曲的延遲采樣序列；計算多個頻率域級別估值和一個扭曲的時域濾波器；形成一組壓縮濾波系數(shù)；卷積一個延遲采樣序列與該組壓縮濾波系數(shù)，以形成數(shù)字輸出信號；轉(zhuǎn)換數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和轉(zhuǎn)換模擬輸出信號為音頻信號。在一個優(yōu)選實施例中，扭曲的延遲采樣序列是使用一個FFT形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，扭曲的延遲采樣序列是使用一個DFT形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，扭曲的延遲采樣序列是使用一個格策爾算法形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用一個反頻率域變換形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用一個反向快速傅里葉變換形成的。
在又一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的處理聲音的方法，該方法包括步驟接收模擬輸入信號和將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸入信號；傳送數(shù)字輸入信號通過一個數(shù)據(jù)緩沖器和通過多個一階全通濾波器；給第一延遲采樣序列的第一和第二部分開窗；形成第一和第二扭曲的延遲采樣序列；計算第一和第二扭曲的功率頻譜；求和和歸一化第一和第二扭曲的功率頻譜；形成一個扭曲的時域濾波器；形成一組壓縮濾波系數(shù)；卷積第二延遲采樣序列與該組壓縮濾波系數(shù)，以形成數(shù)字輸出信號；轉(zhuǎn)換數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和轉(zhuǎn)換模擬輸出信號為音頻信號。在一個優(yōu)選實施例中，第一和第二扭曲的延遲采樣序列是使用FFT形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，第一和第二扭曲的延遲采樣序列是使用DFT形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，第一和第二扭曲的延遲采樣序列是使用格策爾算法形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用反頻率域變換形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用反向快速傅里葉變換形成的。
在又一個方面中，本發(fā)明是一種諸如在助聽器中使用的處理聲音的方法，該方法包括步驟接收模擬輸入信號和將其轉(zhuǎn)換為數(shù)字輸入信號；傳送數(shù)字輸入信號通過一個數(shù)據(jù)緩沖器和多個一階全通濾波器，其中數(shù)據(jù)緩沖器保存一塊大小為M的數(shù)據(jù)，并且具有2M個一階全通濾波器；給延遲采樣序列的大小為M的一部分開窗；對開窗的延遲采樣序列施加一個2M點頻率域變換；計算多個頻率域級別估值和一個扭曲的時域濾波器；形成一組壓縮濾波系數(shù)；卷積延遲采樣序列的大小為M的第二部分與該組壓縮濾波系數(shù)，以形成數(shù)字輸出信號；轉(zhuǎn)換數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和轉(zhuǎn)換模擬輸出信號為音頻信號。在一個優(yōu)選實施例中，2M點頻率域變換使用FFT。在另一個優(yōu)選實施例中，2M點頻率域變換使用DFT。在另一個優(yōu)選實施例中，2M點頻率域變換使用格策爾算法。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用反頻率域變換形成的。在另一個優(yōu)選實施例中，該組壓縮濾波系數(shù)是使用反向快速傅里葉變換形成的。
參考說明書的其余部分和附圖可以進一步理解本發(fā)明的特性和優(yōu)點。
附圖的簡要說明圖1示出一個按照現(xiàn)有技術使用數(shù)字濾波器組的多頻帶壓縮器；
圖2示出當施加于耳朵不均勻的頻率分辨率時，在克服傳統(tǒng)的數(shù)字處理中缺陷的第二個現(xiàn)有技術方法；圖3示出一個使用具有壓縮增益的側(cè)支路用于頻率分析的壓縮器，壓縮增益施加于在信號通路中經(jīng)由一個FIR濾波器的信號；圖4是一個數(shù)字助聽器的簡化方框圖；圖5示出一個傳統(tǒng)的FIR濾波器；圖6示出一個扭曲的FIR濾波器；圖7示出用于具有α＝0.5756的單個一階全通濾波器部分的群延遲；圖8示出一個傳統(tǒng)的FFT；圖9示出一個扭曲的FFT；圖10示出一個壓縮器，其使用一個扭曲的頻率標度用于頻率分析和濾波信號合成兩者；圖11示出在本發(fā)明的扭曲的壓縮系統(tǒng)中模塊時間域處理的使用；圖12示出FFT壓縮器對于一個掃描正弦波激勵的輸出信號包絡；圖13示出側(cè)支路壓縮器對于一個掃描正弦波激勵的輸出信號包絡；圖14示出扭曲-15壓縮器對于一個掃描正弦波激勵的輸出信號包絡；圖15示出扭曲-31壓縮器對于一個掃描正弦波激勵的輸出信號包絡；圖16示出用于對掃描正弦波激勵信號進行失真測試的頻譜圖；圖17示出用于FFT壓縮器響應掃描正弦波的頻譜圖；圖18示出用于側(cè)支路壓縮器響應掃描正弦波的頻譜圖；圖19示出用于扭曲-15壓縮器響應掃描正弦波的頻譜圖；和圖20示出用于扭曲-31壓縮器響應掃描正弦波的頻譜圖。
具體實施例的描述圖4是一個在此處僅用于示范目的的數(shù)字助聽器400的簡化方框圖。應理解，本發(fā)明的信號處理系統(tǒng)還可以在其他的應用中使用，諸如音頻系統(tǒng)、音頻廣播、電話通信等等。還應理解，助聽器400可以是一種在管內(nèi)、耳內(nèi)、耳后、或者別的方式安裝的助聽器。還應理解，取決于在數(shù)字信號處理器內(nèi)采用的技術，助聽器400可以表示一種現(xiàn)有技術的助聽器，或者一種按照本發(fā)明的助聽器。
助聽器400由一個輸入換能器401，一個模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器403，一個數(shù)字處理裝置405(例如，數(shù)字信號處理器或者DSP)，一個數(shù)模(D/A)轉(zhuǎn)換器407，以及一個輸出換能器409組成，輸入換能器401最好是麥克風，輸出換能器409最好是揚聲器。在操作中，輸入換能器401接收音頻信號并且轉(zhuǎn)換音頻信號為模擬電信號。模擬電信號由A/D轉(zhuǎn)換器403轉(zhuǎn)換為數(shù)字電信號，其接著由DSP 405處理以形成數(shù)字輸出信號。數(shù)字輸出信號由D/A轉(zhuǎn)換器407轉(zhuǎn)換為模擬電信號。模擬信號是由輸出換能器409使用的，例如，揚聲器，以產(chǎn)生一個由助聽器400的用戶聽見的音頻信號。
頻率扭曲數(shù)字頻率扭曲的原理是已知的，因此下面僅給出簡要概述。頻率扭曲是通過在一個具有一階全通濾波器的數(shù)字濾波器中替換單位延遲實現(xiàn)的。全通濾波器執(zhí)行一個雙線性的保角映射，其以在高頻下的頻率分辨率的互補變化改變在低頻下的頻率分辨率。
用于頻率扭曲的全通濾波器是由以下給出的A(z)=z-1-α1-αz-1]]>(公式1)這里α是扭曲參數(shù)。實際上，設置α＞0提高在低頻下的頻率分辨率，并且設置α＜0提高在高頻下的頻率分辨率。對于本申請，最好是選擇的α值給出一個對應于聽覺頻率分析的頻率標度。給出最符合巴克(Bark)頻率標度的用于扭曲參數(shù)的最佳值是由以下給出的
α＝0.8517[tan-1(0.06583fs)]1/2-0.1916 (公式2)這里fs是以kHz為單位的采樣率。對于一個16kHz的采樣率，用于α的最佳值是0.5756。扭曲的數(shù)字頻率標度是由以下給出的 (公式3)在未扭曲的頻率域中的FFT將沿著頻率軸線 以均勻間隔的頻率 產(chǎn)生若干個值。一個在扭曲的頻率域中計算的FFT將具有以由公式(3)的變換給出的頻率 的采樣值。
一個傳統(tǒng)的FIR濾波器在圖5中示出，并且一個扭曲的FIR濾波器在圖6中示出。扭曲的濾波器是根據(jù)未扭曲的FIR濾波器通過以全通濾波器A(z)(601)替換單位延遲z-1(501)而構成的。傳統(tǒng)的FIR濾波器的Z變換是由以下給出的B(z)=Σk=0Kbkz-k]]>(公式4)用于一個具有K+1個抽頭的濾波器。假定濾波系數(shù)bk具有偶對稱，給出bk＝bK-k。對于K是奇數(shù)，濾波器具有偶數(shù)個抽頭，并且Z變換可以被改寫為B(z)=Σk=0(K-1)/2bk[z-k+z-(K-k)]]]>(公式5)重新布置延遲項導致(z)=Σk=0(K-1)/2bkz-k/2[z-(k-K/2)+z(k-K/2)]]]>(公式6)=z-K/2Σk=0(K-1)/2bk[z-(k-K/2)+z(k-K/2)]]]>估算對單位圓的Z變換給出 (公式7)在總和范圍內(nèi)的項表示一個固定延遲。在總和范圍之內(nèi)的項是純實數(shù)，因此是零相位，并且不是有助于濾波延遲。因此，對稱FIR濾波器是一個具有恒定濾波延遲的線性相位濾波器，只要對稱性被保持，恒定濾波延遲不依靠實際的濾波系數(shù)。如果傳統(tǒng)的(即，未扭曲的)FIR濾波器具有K+1個抽頭，那么延遲是K/2個采樣值。
就傳統(tǒng)的FIR濾波器而論，對于對稱扭曲的FIR濾波器的分析沿著相同的線路繼續(xù)進行。濾波延遲將再次被估算用于一個具有偶數(shù)個抽頭的對稱濾波器。(注意，對于奇數(shù)個抽頭的分析是類似的)。扭曲的FIR濾波器的Z變換是由以下給出的B~(z)=Σk=0KbkAk(z)]]>(公式8)這里A(z)是由公式(1)給出的全通濾波器。再次假定濾波系數(shù)具有一個偶對稱，得出bk＝bK-k。對于K是奇數(shù)，濾波器具有偶數(shù)個抽頭，并且Z-變換可以被改寫為B~(z)=Σk=0(K-1)/2bk[Ak(z)+A(K-k)(z)]]]>(公式9)重新布置延遲項導致B~(z)=Σk=0(K-1)/2bkAk/2(z)[A(k-K/2)(z)+A-(k-K/2)(z)]]]>(公式10)=AK/2(z)Σk=0(K-1)/2bk[A(k-K/2)(z)+A-(k-K/2)(z)]]]>濾波延遲是通過針對單位圓估算公式(10)確定的。注意到， 這里星號“*”表示復共軛。因此，在公式(10)中在總和范圍之外的項表示固定的頻率相關群延遲，并且在總和之內(nèi)的項還是純實數(shù)，并且不有助于濾波器群延遲。因此，對稱扭曲FIR濾波器具有固定的頻率相關群延遲，只要保持對稱性，其不依靠實際的濾波系數(shù)。如果扭曲的FIR濾波器具有K+1個抽頭，那么群延遲是K/2乘以單個全通濾波器的群延遲。
用于頻率扭曲的一個全通濾波器的群延遲示出在圖7中，假定一個16kHz采樣率和相關的最佳全通濾波器參數(shù)用于巴克頻率標度。用于一個全通部分的群延遲從在0Hz上的3.71個采樣值到在8kHz上的0.27個采樣值變動，并且在2.44kHz上是1個采樣值。因此，對于低于2.44kHz的頻率，對稱扭曲的系統(tǒng)比具有相同數(shù)量抽頭的對稱的傳統(tǒng)的FIR具有更大的延遲，并且高于2.44kHz，扭曲的系統(tǒng)具有更短的延遲。對于一個15個抽頭(即，K＝14)對稱扭曲的FIR濾波器的總體群延遲將是7乘單個全通級的值，給出一個從在0Hz上的26個采樣值到在8kHz上的1.9個采樣值范圍的延遲。對于一個31個抽頭(即，K＝30)對稱扭曲的FIR濾波器，延遲將是從在0Hz上的115個采樣值到在8kHz上的8.4個采樣值變動。
FFT還可以被在扭曲的頻率域中計算，如圖8和9所示。在圖8的傳統(tǒng)的FFT中，F(xiàn)FT被使用一個緩存器的內(nèi)容計算，緩存器的內(nèi)容包括被分析的信號的當前的和過去的采樣值。對于在圖9示出的扭曲的FFT，在填充數(shù)據(jù)緩沖器中隱含的單位延遲被以全通濾波器代替。扭曲的FFT的性能與未扭曲的FFT的性能相似。給全通濾波的數(shù)據(jù)緩沖器的內(nèi)容開窗，例如，降低扭曲的FFT旁瓣電平。給在緩存器中的數(shù)據(jù)開窗相當于在扭曲的頻率域中平滑F(xiàn)FT。使用一個漢寧窗(yonHann)，例如，相當于三點頻率域曲線光滑函數(shù)，其中每個FFT箱與其鄰近兩邊結(jié)合。這個性能在扭曲的頻率域中仍然保持，但是因為FFT箱頻率間隔已經(jīng)扭曲，頻率平滑的程度也已被扭曲一個等效量。因此，對于扭曲的FFT的頻率平滑是在巴克頻率標度上乘一個恒定量。
扭曲的壓縮系統(tǒng)一種使用扭曲的頻率分析的動態(tài)范圍壓縮系統(tǒng)被在圖10中給出，壓縮系統(tǒng)適用于一個音頻系統(tǒng)的數(shù)字處理裝置，諸如在圖4中示出的助聽器。圖10示出一個逐個采樣處理的實施例，不過本發(fā)明還可以被用于一個塊時間域處理實施例，如在圖11中所示出的。壓縮器1000合并一個扭曲的FIR濾波器和一個扭曲的FFT。相同的抽頭延遲線被用于頻率分析和FIR壓縮濾波兩者。輸入信號x(n)(1001)經(jīng)由一串由公式(1)給出的形式串聯(lián)的一階全通濾波器1003被傳送。第K個全通級的輸出是由以下給出的P0(n)＝x(n)(公式11)
Pk(n)＝a[Pk(n-1)-Pk-1(n)]+Pk-1(n-1)，1≤k≤K然后，延遲的采樣值{pk(n)}序列被開窗，并且使用開窗的序列計算FFT(1005)。FFT的結(jié)果是一個在Bark頻率標度上以恒定間距采樣的頻譜。由于數(shù)據(jù)序列被開窗，頻譜被在扭曲的頻率域中平滑，從而給出重疊的頻帶范圍。頻率域級別估值(例如，功率頻譜)從扭曲的FFT計算的，因而，頻率域增益系數(shù)(例如，壓縮增益)是從用于聽覺分析頻帶的扭曲的功率頻譜計算的(1007)。由于頻率域增益系數(shù)是純實數(shù)，扭曲的時域濾波器的反向快速傅里葉變換產(chǎn)生一組實的和具有偶對稱的濾波系數(shù)(1009)。因而，系統(tǒng)輸出是通過卷積延遲的采樣與壓縮濾波增益計算的(1011)y(n)=Σk=0Kgk(n)pk(n)]]>(公式12)這里{gk(n)}是壓縮濾波系數(shù)。
與一個傳統(tǒng)的具有相同的FIR濾波長度的FIR系統(tǒng)相比，扭曲的壓縮系統(tǒng)可能需要更多的計算資源，因為在抽頭延遲線中的全通濾波器。但是，在很多情況下，對于需要實現(xiàn)相同的頻率分辨率程度來說，扭曲的FIR濾波器將比傳統(tǒng)的FIR濾波器更短。例如，一個9個頻帶壓縮器需要31個抽頭傳統(tǒng)的FIR濾波器，但是可以以一個15個抽頭扭曲的FIR濾波器實現(xiàn)。
如上所述，本發(fā)明的扭曲的壓縮系統(tǒng)還可以使用如圖11所示的塊時間域處理代替在圖10示出的逐個采樣處理來實現(xiàn)。
對于一個包括M個采樣值的輸入數(shù)據(jù)緩存器，例如這里M等于16，一種方法是使M個延遲級在抽頭延遲線中，并且使用一個長度M的FFT用于扭曲的頻率分析。一個滑動窗被使用以給出FFT功率頻譜的百分之五十的重疊。重疊是通過經(jīng)由延遲線處理M/2個采樣，給數(shù)據(jù)開窗，和計算一個M點FFT提供的。然后，剩余的M/2個采樣被經(jīng)由延遲線處理，并且第二個開窗的M點FFT被計算。功率頻譜是由兩個FFT計算的，然后求和和歸一化，以給出用于壓縮增益計算的功率頻譜。輸出序列y(n)被作為經(jīng)由抽頭延遲線發(fā)送的輸入數(shù)據(jù)使用從先前的數(shù)據(jù)塊計算的增益計算。
第二個方法是使M個采樣在輸入數(shù)據(jù)緩存器中，但是2M級在抽頭延遲線中，并且使用一個長度2M的FFT用于扭曲的頻率分析。延遲線內(nèi)容的一半與先前的數(shù)據(jù)塊的M個采樣有關，并且一半與輸入的數(shù)據(jù)塊有關。用于百分之五十數(shù)據(jù)重疊的滑動窗是通過計算一個2M點FFT窗口電路每個M個采樣值實現(xiàn)的。從2M點FFT計算的功率頻譜被用于壓縮增益計算，并且同樣，輸出序列y(n)被作為經(jīng)由抽頭延遲線發(fā)送的輸入數(shù)據(jù)使用從先前的數(shù)據(jù)塊計算的增益計算。
例如，一個扭曲的FIR系統(tǒng)的實施例由一個16個采樣數(shù)據(jù)緩存器和一個與31個抽頭扭曲的FIR濾波器結(jié)合使用的32點扭曲的FFT組成。在穿過提供頻率扭曲的全通級之后，輸入數(shù)據(jù)段被以32點漢寧(von Hann)窗電路開窗。用于百分之五十數(shù)據(jù)重疊的滑動窗是通過計算一個32點FFT窗口電路每個16個輸入采樣實現(xiàn)的。在扭曲的頻率域中計算的頻率域增益系數(shù)被轉(zhuǎn)換為扭曲的時間域，然后通過施加一個31點漢寧(von Hann)窗電路給增強濾波系數(shù)而平滑。然后，語音段被與壓縮濾波器在扭曲的時間域中卷積，以給出處理的輸出。
實施例頻率扭曲的處理系統(tǒng)由一串串聯(lián)的具有全通濾波器的輸出{pk(n)}的全通濾波器組成，全通濾波器提供輸入給用于計算濾波系數(shù)的頻率分析。因而，壓縮濾波器被在頻率域內(nèi)設計。一個返回進扭曲的時間域的反頻率變換被用于產(chǎn)生壓縮濾波系數(shù){gk(n)}，壓縮濾波系數(shù){gk(n)}與全通延遲線的輸出卷積，以給出公式(12)的已處理的輸出信號。
頻率分析幾種類型的頻率分析可被用于計算濾波系數(shù)。一種在先前的描述中使用的FFT作為這種頻率分析形式被容易地實現(xiàn)，和可有效計算。但是，對于一個短的頻率變換長度(例如，32個采樣)，也可以使用其他的變換。例如，本發(fā)明可以使用一種直接從全通濾波器輸出計算的離散傅里葉變換(DFT)，格策爾算法，或者其他的方法。另外，扭曲的FIR濾波器長度不需要是2的乘冪，對于現(xiàn)有用于許多不同的變換長度的DFT計算和快速傅里葉變換算法，可以使用任何的濾波器長度。
對于某些應用，扭曲的FIR濾波系數(shù)呈現(xiàn)偶對稱是可取的。頻率域變換，諸如余弦變換可以適合于產(chǎn)生對稱的系數(shù)組。但是，注意，在通常的情況下，扭曲的濾波系數(shù)不要求呈現(xiàn)偶對稱。排除對稱性限制可以導致較短的濾波器，以實現(xiàn)相同的幅值頻率響應，但是當濾波系數(shù)變化時濾波器群延遲將改變。
也可以使用一個扭曲的濾波器組結(jié)構提供頻率分析。這種方法使用一個并聯(lián)的FIR濾波器組，但是以全通濾波器替換傳統(tǒng)的單位延遲。一組低通、高通和/或帶通濾波器被對于每個頻帶使用一個單獨的扭曲的FIR濾波系數(shù)組生成。在每個頻帶中的信號功率被檢測，壓縮增益被使用檢測的功率估算對于頻帶計算，和計算的增益施加于在頻帶中的信號。然后，具有其單獨的頻率域增益系數(shù)的信號頻帶被求和以形成輸出信號。
通過移動由全通濾波器參數(shù)α給出的極點位置，改變?nèi)V波器的群延遲也是可允許的。響應信號特征可以去改變極點位置。另一個可能性是串聯(lián)具有不同的群延遲的全通濾波器部分，或者去合并全通部分與具有單位延遲的部分。高階的全通部分還可以被用于扭曲的濾波器。
壓縮模擬結(jié)果壓縮系統(tǒng)為了利用頻率扭曲估算一個壓縮系統(tǒng)的性能，模擬了四個不同的壓縮系統(tǒng)。壓縮器的性能在下面的表中概括。接收到的信號強度指示符(RSSI)。根據(jù)所實施的信號估計的本質(zhì)，估計器112可耦合于接收機110、處理器116或者兩者皆。在圖示的例子中，本發(fā)明112保持跟蹤接收到的信號的信號強度(無論有沒有噪聲)，保持跟蹤真正(bona fide)的藍牙信號的信號強度，并且識別并跟蹤信號干擾的程度。
在圖示的例子中，存儲器118包括諸如隨機訪問存儲器(RAM)的存儲器電路。然而，存儲器118可由硬盤驅(qū)動器、快閃存儲器或者任何其他易失性或者非易失性存儲器實施。存儲器118耦合于處理器116，啟用處理器116來從存儲器118中讀/寫信息。存儲器118包括一鏈路量度記錄124和一分組/功率選擇映射125。記錄124被用于存儲由估計器112產(chǎn)生的信息，也就是，不同藍牙通信頻率中估計信號質(zhì)量的信息。
在一特定的實施方式中，記錄124包括如下面的表1所示的表。所示的表包括80行，每一行對應2.4GHz ISM頻帶中的80個頻率區(qū)段中的一個。對于每一個頻率區(qū)段，記錄124列出了估計器112的該頻率區(qū)段的平均信號強度的整體速率(包括數(shù)據(jù)和噪聲)、僅僅是該頻率區(qū)段中數(shù)據(jù)信號的平均信號強度，以及平均信號干擾(即整體和數(shù)據(jù)信號強度之間的差異)?？扇芜x地，信號干擾(第5列)可以被省略以節(jié)約存儲空間，該信息可以通過第2列和第3列之間的差異而獲得。表1的一個特定例子使用RSSI來測量信號質(zhì)量。在表1的例子中，頻率區(qū)段2表示了顯著的噪聲量，因為整體平均RSSI為25而接收的平均數(shù)據(jù)信號為5。相反，頻率區(qū)段1表示沒有噪聲，總體平均和僅僅是數(shù)據(jù)平均的信號強度是相同的。
表1示例鏈路量度記錄124

第三個壓縮器是圖10的扭曲FIR側(cè)支路方式，其中一個16采樣值數(shù)據(jù)緩沖器和重疊的16點FFT被與一個15抽頭扭曲的FIR濾波器結(jié)合使用。輸入數(shù)據(jù)段被以一個16點漢寧(von Hann)窗開窗，并且頻率域平滑不施加于頻譜或者壓縮增益值。這種系統(tǒng)被稱為扭曲-15壓縮器。
第四個壓縮器也是一個具有16采樣值數(shù)據(jù)緩沖器的扭曲FIR側(cè)支路系統(tǒng)。但是，這種壓縮器使用一個與一個31抽頭扭曲FIR濾波器結(jié)合的32點FFT。因此，這種壓縮器實質(zhì)上是圖3的側(cè)支路壓縮器的頻率扭曲版本。輸入數(shù)據(jù)段被以一個32點漢寧(von Hann)窗開窗，并且頻率域平滑不施加于頻譜。在增益值被變換為時間域之后，通過施加一個3 1點漢寧(von Hann)窗到壓縮濾波器，頻率域增益系數(shù)被平滑。這種最后的系統(tǒng)被稱為扭曲-31壓縮器。
用于四個不同的的分析頻帶的中心頻率在下面的表2中給出。在Bark尺度上Warp-31壓縮器的頻帶是均勻間隔的，并且由于分析頻帶是扭曲的FFT箱(bin)，包括0Hz和奈奎斯特頻率兩者。扭曲-15壓縮器使用一個長度為在扭曲-31壓縮器使用的一半的FFT，因此，其分析頻帶是由用于扭曲-31壓縮器表示的每隔一個FFT箱給出的。FFT壓縮器合并來自128點FFT重疊的FFT箱，以形成分析頻帶。這些箱被合并，以給出一個對于巴克標度的近似值，并且與巴克標度的偏差是很小的。側(cè)支路壓縮器使用一個32點FFT的輸出，以接近于在Bark尺度上的頻帶范圍，并且短的FFT的有限的分辯率導致在低頻區(qū)上在側(cè)支路頻帶范圍和巴克頻帶間距之間差的匹配。但是，在高頻區(qū)上，匹配是相當好的。


表2用于壓縮方式的頻帶中心頻率(以Hz為單位)。
所有的四個壓縮器被設置給出相同的壓縮功效。選擇的壓縮參數(shù)被在表3中概述。沖擊和釋放時間以及較低的和較高的壓縮拐點被選擇，以匹配一個典型的助聽器的那些內(nèi)容。在所有的分析頻帶中，壓縮比被設置為2∶1，并且輸入/輸出特性曲線在所有的頻帶中是相同的。

表3用于四個壓縮器選擇的壓縮參數(shù)。參數(shù)在所有的頻帶范圍中是相同的。
壓縮器波紋壓縮器的一個重要的特性是當設備由一個掃描正弦波激發(fā)的時候，存在于輸出之中波紋的數(shù)量。當一個具有在兩個頻帶之間的邊緣上頻率的正弦波與一個具有在頻帶的中心上的頻率的正弦波相比較接收不同的增益量的時候出現(xiàn)波紋。當一個信號頻率是在兩個分析頻帶之間的邊緣上的時候，其將以一個降低的強度存在于兩個頻帶之中，并且因為降低的信號電平，每個頻帶將分配一個更高的壓縮增益。另一方面，在頻帶中心上的信號頻率將基本上出現(xiàn)在那些頻帶中，并且以最高可允許的強度，從而將接收一個降低的增益。當一個正弦波被掃過時，取決于分析頻帶的形狀和頻帶邊緣的寬度，其將同時存在于若干頻帶之中，并且凈增益將隨著頻率波動。頻帶邊緣取決于分析FFT的長度，數(shù)據(jù)開窗，和在頻帶之間重疊的程度。
對于壓縮器波紋測試，四個系統(tǒng)的每個被以一個掃描正弦波激發(fā)，并且系統(tǒng)輸出是檢測的包絡去示出波紋。在工作期間掃描測試信號是5秒。對數(shù)掃描起始于200Hz，并且達到8kHz，以及信號電平被設置為70dB SPL。用于壓縮系統(tǒng)的輸出包絡線檢測是以16采樣值塊大小為基礎的，正如被用于壓縮器操作一樣，16采樣值塊大小被用于ANSI 5毫秒沖擊和10毫秒釋放時間恒量。對于FFT壓縮系統(tǒng)的輸出包絡線檢測使用比例為3.5倍這些值的時間常數(shù)，F(xiàn)FT壓縮系統(tǒng)是以56采樣值塊大小為基準的。某些波紋存在于已檢波的信號包絡中，甚至對于一個在恒定電平上的正弦輸出，但是在包絡檢波器中總的波紋典型地小于0.25dB。
四個壓縮器的輸出信號包絡線在圖12-15中給出。FFT壓縮器被設計成具有極少的波紋，并且在圖12示出的輸出信號包絡線中這個設計的成功是顯然的。當掃描正弦波從低頻到高頻移動時，存在一個大約2dB總的輸出信號電平變化。一個大約0.4dB的疊加波紋，也就是說伴隨這個總的輸出電平變化在高頻上最突出的波紋。
側(cè)支路壓縮器的輸出信號包絡線在圖13中示出。與FFT壓縮器相比較，這個系統(tǒng)使用粗略的頻率分析和一個較短的壓縮濾波器，因此，在輸出包絡線中得出更大的波紋。當正弦波從低頻到高頻掃過時，總的輸出信號大約變化2.5dB。波紋隨著頻率而變化，因為頻率分析在低頻區(qū)上每個分析頻帶是從一個FF箱開始的，但是在高頻區(qū)上重疊FFT箱去建立分析頻帶。在已經(jīng)消除總的輸出電平變化之后，波紋大約是1.5-2dB。
扭曲-15壓縮器的輸出信號包絡線在圖14中示出。扭曲-15壓縮器不合并任何的FFT箱去形成頻率分析頻帶。其使用一個FFT和一個扭曲的FIR濾波器，也就是說，F(xiàn)FT的一半長度用于側(cè)支路頻率分析，側(cè)支路壓縮器傳統(tǒng)的FIR濾波器的一半長度去卷積輸入信號與壓縮增益。扭曲-15壓縮器的頻率分辨率好于側(cè)支路壓縮器，因為扭曲-15壓縮器對于數(shù)據(jù)緩沖器使用了一個漢寧(von Hann)窗，而不是貝克曼窗口，并且扭曲的16點FFT箱在低頻區(qū)上共同地比32點傳統(tǒng)的FFT的頻率箱間距更精細。不管這些差別，用于扭曲-15壓縮器的波紋狀態(tài)令人驚訝地類似于用于側(cè)支路壓縮器的。同樣，總的輸出信號包絡變化大約是2.5dB，并且在已經(jīng)消除總的輸出電平變化之后，波紋大約是1.5-2dB。
扭曲-31壓縮器的輸出信號包絡線在圖15中示出。類似扭曲-15壓縮器，扭曲-31壓縮器對于輸入數(shù)據(jù)緩存器使用一個漢寧(von Hann)窗，并且使用扭曲的FFT箱直接作為頻率分析頻帶。扭曲-31 FIR濾波器還對于濾波系數(shù)使用一個漢寧(von Hann)窗，以提供在扭曲-15系統(tǒng)中不存在的額外的平滑。在圖12中示出的扭曲-31系統(tǒng)輸出的包絡是所有的壓縮系統(tǒng)中最平坦的，顯示基本上沒有總的輸出電平變化。波紋在頻率上是非常均勻的，并且具有一個大約0.5dB的峰峰幅度。
注意到，扭曲的FFT的長度和用于扭曲-31系統(tǒng)的扭曲的FIR濾波器與側(cè)支路壓縮器是相同的，雖然側(cè)支路壓縮器使用傳統(tǒng)的頻率分析和濾波。扭曲-31系統(tǒng)的改進的性能是具有在信號處理和聽覺濾波之間非常好匹配的直接的效果，匹配為多信道壓縮器設計的基礎。盡管具有一個短得多的輸入數(shù)據(jù)緩沖器，扭曲-31系統(tǒng)比那些為FFT系統(tǒng)獲得的效果給出更好的效果，由此在中頻和高頻區(qū)上大大地降低了群延遲。
失真用于評價一個壓縮器的第二個準則是由系統(tǒng)產(chǎn)生的非線性失真的量。失真是由在隨頻率而定的增益中由壓縮器施加于信號的急劇波動造成的。對于一個本身具有大振幅波動的信號，諸如一個語音信號，這些增益波動是最突出的，但是由于在從模塊到模塊估算的信號電平中的變化，甚至對于一個以恒定幅度和頻率的正弦波也將出現(xiàn)。在估算的信號電平(對于一個在壓縮器的有效范圍中的信號幅度)中任何的變化將導致在響應曲線中去調(diào)整壓縮器增益。失真量取決于壓縮器沖擊和釋放時間以及壓縮比，并且更快的時間和更大的壓縮比得出更大的失真量。
失真的第二個原因是存在于FFT壓縮器系統(tǒng)之中的臨時的混淆現(xiàn)象。在一個頻率域濾波系統(tǒng)中，要處理的數(shù)據(jù)段的長度加上濾波器的長度必須小于或等于被用來做處理的FFT的長度(加上1)。如果這個條件不滿足，濾波信號的長度超出FFT的長度，并且響應曲線的尾部將折回到開始，產(chǎn)生臨時的折疊失真。在FFT壓縮器中，壓縮濾波器的長度不是完全受限的，壓縮器濾波增益的頻率域平滑對于濾波器長度提供了一個近似的限制，其降低對于大多數(shù)的信號暫存的折疊失真，但是沒有消除它。平滑濾波器的系數(shù)是以經(jīng)驗為根據(jù)選擇的，以再現(xiàn)對于大多數(shù)的信號聽不見的混淆失真和所考慮的壓縮參數(shù)設置。注意到，在其他的壓縮系統(tǒng)中不存在暫存的混疊失真。
對于壓縮器失真測試，四個系統(tǒng)的每個被以與用于波紋測試相同的掃描正弦波激發(fā)。使用由具有一個512采樣長度的FFT和百分之50重疊的MATLAB“頻譜圖(specgram)”函數(shù)產(chǎn)生的頻譜圖，分析頻譜。一個漢寧(von Hann)數(shù)據(jù)窗被使用。雖然圖16-20是以黑白示出，原文使用帶有100dB幅度比例和歸一化的信號電平的“噴射”彩色圖，以給出一個0dB的最大值。在原始圖形中，由黃色代表的電平大約是低于由紅色代表的電平35dB，藍色平均低于紅色70dB，和靛藍低于紅色100dB。信號功率在除激勵頻率以外的的頻率上作為失真出現(xiàn)。
在圖16中示出，參考條件是激勵信號的頻譜圖。掃描色調(diào)的頻率是黑線。在頻譜圖中使用的FFT分析的旁瓣作為一個圍繞掃描色調(diào)范圍狹小的光暈出現(xiàn)。旁瓣電平迅速地衰落到一個低于掃描色調(diào)電平大于100dB的電平。
FFT壓縮系統(tǒng)的頻譜圖在圖17中示出。FFT壓縮器具有兩個失真源，這是壓縮器增益波動和暫存的混疊。因此，F(xiàn)FT壓縮器具有在這里考慮的所有的壓縮器的最高數(shù)量的失真。這個壓縮器在頻譜圖的時間-頻率空隙中產(chǎn)生一個格子失真成分，并且在大約40-50dB的電平上大部分失真成分低于掃描色調(diào)輸出。
使用側(cè)支路結(jié)構的壓縮器消除暫存的混疊失真，其導致低得多的總失真電平。用于側(cè)支路壓縮器的頻譜圖在圖18中示出。雖然時間-頻率格子的失真成分仍然是存在的，失真成分的電平比用于FFT壓縮器的電平低得多，典型地低于掃描正弦波的電平60-70dB。用于扭曲-15壓縮器的頻譜圖在圖19中示出。雖然當掃描色調(diào)的頻率進入6kHz以上的時候，有些更大的失真是顯然的，這個系統(tǒng)在低頻區(qū)具有比側(cè)支路壓縮器更低的失真。在低頻區(qū)上用于扭曲-15系統(tǒng)的失真成分典型地是70-80dB，低于掃描正弦波的電平。用于扭曲-31壓縮器的頻譜圖在圖20中示出。用于這個系統(tǒng)的失真是所有的測試系統(tǒng)中最低的。用于扭曲-31壓縮器的失真成分電平低于用于幾乎所有的輸入頻率的掃描色調(diào)的電平典型地是80-90dB以上。
如上所示，頻率扭曲提供若干供作為一個數(shù)字壓縮器之用的優(yōu)點。扭曲的頻率標度比為傳統(tǒng)的數(shù)字信號處理所固有的統(tǒng)一的頻率標度供給一個與聽覺感知好得多的匹配。頻率扭曲展寬在低頻區(qū)上頻率表示，和壓縮在高頻區(qū)上頻率表示。借助于扭曲參數(shù)適當?shù)倪x擇，扭曲的FFT箱復制一個巴克頻率標度，因此，在巴克標度上濾波器帶寬是恒定的。
模擬結(jié)果示出，一個使用16點扭曲的FFT的15抽頭扭曲的FIR壓縮濾波器將給出比得上來自一個設計使用32點FFT的31抽頭傳統(tǒng)的FIR濾波器的效果。使用一個32點扭曲的FFT的31抽頭扭曲的FIR濾波器，將給出比得上來自被用于頻率域處理的128點傳統(tǒng)的FFT的頻率分析和壓縮波紋效果，但是隨著大大地降低非線性失真。頻率扭曲允許在用于可比較的頻率分辨率的系統(tǒng)序列中大幅度的降低，把需要的壓縮濾波器長度減半。
在實施頻率扭曲方面主要的缺點是以一階全通濾波器替換單位延遲的計算成本。全通濾波器可以令人信服地加倍需要實現(xiàn)一個FIR濾波器的計算時間。但是，因為一個濾波器對傳統(tǒng)的FIR壓縮濾波器來說僅一半的長度對等效性能是需要的，凈成本應是極小的。
第二個關注是在低頻區(qū)上增加了群延遲。在對放大的信號延遲敏感的應用中，在低頻區(qū)上在群延遲方面的增加可以導致在指向和放大的低頻聲音之間潛在的干擾問題。但是，對扭曲的壓縮器需要較短的濾波器，并且在高頻區(qū)上降低群延遲將有助于改善這個問題。
概括地說，比較扭曲-31壓縮系統(tǒng)與FFT壓縮器示出，扭曲的壓縮器提供了一個更平坦的掃描頻率響應曲線，降低了在掃描正弦波響應曲線中的波紋，降低了非線性失真，降低了在中和高頻率上的群延遲，一個在群延遲和聽覺等待時間之間的最佳匹配，和匹配聽覺系統(tǒng)的頻率間隔。但是，當使用一個32抽頭扭曲的FFT的時候，頻率域內(nèi)運算的某些算法，諸如增強頻譜的，也許不具有足夠的頻率分辨率?？梢允褂靡粋€更長的扭曲的FFT，更長的扭曲的FFT或者通過以零填充數(shù)據(jù)序列，或者通過使用一個更長的扭曲的數(shù)據(jù)緩沖器并且接受在時間延遲方面的增加而實現(xiàn)。
作為那些熟悉本領域的技術人員應明白，不脫離其精神或者基本特征，本發(fā)明可以以其他具體的形式實施。因此，在此處的公開和描述期望說明在下面的權利要求提出的本發(fā)明的范圍，而不是限制本發(fā)明的范圍。
權利要求
1.一種助聽器，包括一個提供數(shù)字輸入信號的輸入信號通道；一個信號通路，適合于根據(jù)預定的信號處理算法處理所述數(shù)字輸入信號以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號，其中所述信號通路進一步包括至少一個工作在扭曲的頻率標度上的信號處理功能部件；和一個輸出轉(zhuǎn)換裝置，適合于轉(zhuǎn)換所述輸出信號為音頻輸出。
2.根據(jù)權利要求1的助聽器，其中所述至少一個信號處理功能部件進一步包括多個串聯(lián)的全通濾波器。
3.根據(jù)權利要求1的助聽器，其中所述扭曲的頻率標度近似一個巴克標度。
4.一種動態(tài)范圍壓縮器，包括一個提供數(shù)字輸入信號的輸入信號通道；多個串聯(lián)的全通濾波器，其中所述數(shù)字輸入信號通過所述多個串聯(lián)的全通濾波器，并且其中所述多個串聯(lián)的全通濾波器輸出一個延遲采樣序列；用于對所述延遲采樣序列施加頻率域變換的裝置，其中由所述頻率域變換施加裝置產(chǎn)生一個扭曲的序列；用于由所述扭曲的序列計算多個頻率域級別估值的裝置；用于由所述多個頻率域級別估值計算多個頻率域增益系數(shù)的裝置；用于對所述多個頻率域增益系數(shù)施加一個反頻率域變換的裝置，其中由所述反頻率域變換施加裝置產(chǎn)生一個壓縮增益濾波器的一組壓縮濾波系數(shù)；和用于卷積所述延遲采樣序列與所述一組壓縮濾波系數(shù)以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號的裝置。
5.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個助聽器，其中動態(tài)范圍壓縮器被結(jié)合在所述助聽器之內(nèi)。
6.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述多個頻率域增益系數(shù)包括一個扭曲的時域濾波器。
7.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括用于給所述延遲采樣序列開窗的裝置，其中開窗的延遲采樣序列是由所述開窗裝置產(chǎn)生的，并且其中所述扭曲的序列是由對所述開窗的延遲采樣序列施加所述頻率域變換而產(chǎn)生的。
8.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號。
9.根據(jù)權利要求8的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸出換能器，所述輸出換能器將所述模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為音頻輸出。
10.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，所述多個串聯(lián)的全通濾波器包括多個一階全通濾波器。
11.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，所述延遲采樣序列包括16個采樣值。
12.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)字處理器，其中所述數(shù)字處理器適用于提供所述頻率域變換施加裝置、所述頻率域級別估值計算裝置、所述頻率域增益系數(shù)計算裝置、所述反頻率域變換施加裝置、以及所述用于卷積所述延遲采樣序列的裝置。
13.根據(jù)權利要求12的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述數(shù)字處理器包括一個軟件可編程的數(shù)字信號處理器。
14.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述頻率域變換施加裝置使用一個從由離散傅里葉變換、快速傅里葉變換、格策爾變換以及離散余弦變換組成的組中被選擇出來的變換。
15.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸入換能器，所述輸入換能器將音頻輸入信號轉(zhuǎn)換為模擬輸入信號；和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述模擬輸入信號為所述數(shù)字輸入信號。
16.根據(jù)權利要求4的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和一個輸出換能器，所述輸出換能器轉(zhuǎn)換所述模擬輸出信號為音頻輸出。
17.一種動態(tài)范圍壓縮器，包括一個提供數(shù)字輸入信號的輸入信號通道；一個輸入數(shù)據(jù)緩存器，所述輸入數(shù)據(jù)緩存器保存由所述數(shù)字輸入信號的一部分組成的至少一塊數(shù)據(jù)；多個串聯(lián)的全通濾波器，其中所述數(shù)字輸入信號的第一塊經(jīng)由所述多個串聯(lián)的全通濾波器從所述輸入數(shù)據(jù)緩存器通過，并且其中所述多個串聯(lián)的全通濾波器輸出第一延遲采樣序列；用于給所述第一延遲采樣序列的第一部分開窗的裝置，其中第一開窗的延遲采樣序列是由所述開窗裝置產(chǎn)生的；用于對所述第一開窗的延遲采樣序列施加第一頻率域變換的裝置，其中第一扭曲的序列是由所述第一頻率域變換施加裝置產(chǎn)生的；用于計算所述第一扭曲的序列的第一多個頻率域級別估值的裝置；用于給所述第一延遲采樣序列的第二部分開窗的裝置，其中第二開窗的延遲采樣序列是由所述開窗裝置產(chǎn)生的；用于對所述第二開窗的延遲采樣序列施加第二頻率域變換的裝置，其中第二扭曲的序列是由所述第二頻率域變換施加裝置產(chǎn)生的；用于計算所述第二扭曲的序列的第二多個頻率域級別估值的裝置；用于求和所述第一和第二多個頻率域級別估值的裝置，其中總計的第一和第二多個頻率域級別估值是由所述求和裝置產(chǎn)生的；用于歸一化所述總計的第一和第二多個頻率域級別估值的裝置，其中歸一化的第一和第二多個頻率域級別估值是由所述歸一化裝置產(chǎn)生的；用于由所述歸一化第一和第二多個頻率域級別估值計算多個頻率域增益系數(shù)的裝置；用于對所述多個頻率域增益系數(shù)施加一個反頻率域變換的裝置，其中一個壓縮增益濾波器的一組壓縮濾波系數(shù)是由所述反頻率域變換施加裝置產(chǎn)生的；用于卷積第二延遲采樣序列與所述壓縮濾波系數(shù)的裝置，由所述數(shù)字輸入信號的第二塊產(chǎn)生的所述第二延遲采樣序列經(jīng)由所述多個串聯(lián)的全通濾波器從所述輸入數(shù)據(jù)緩存器通過，其中由所述卷積裝置產(chǎn)生數(shù)字輸出信號。
18.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個助聽器，其中該動態(tài)范圍壓縮器被結(jié)合在所述助聽器之內(nèi)。
19.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述多個頻率域增益系數(shù)包括一個扭曲的時域濾波器。
20.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號。
21.根據(jù)權利要求20的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸出換能器，所述輸出換能器轉(zhuǎn)換所述模擬輸出信號為音頻輸出。
22.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，所述多個串聯(lián)的全通濾波器包括多個一階全通濾波器。
23.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)字處理器，其中所述數(shù)字處理器適用于提供所述開窗裝置、所述用于施加所述第一和第二頻率域變換的裝置、所述用于計算所述第一和第二多個頻率域級別估值的裝置、所述求和裝置、所述歸一化裝置、所述頻率域增益系數(shù)計算裝置、所述反頻率域變換施加裝置、以及所述卷積裝置。
24.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述用于施加所述第一和第二頻率域變換的裝置使用一個從由離散傅里葉變換、快速傅里葉變換、格策爾變換以及離散余弦變換組成的組中被選擇出來的變換。
25.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸入換能器，所述輸入換能器轉(zhuǎn)換音頻輸入信號為模擬輸入信號；和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述模擬輸入信號為所述數(shù)字輸入信號。
26.根據(jù)權利要求17的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和一個輸出換能器，所述輸出換能器轉(zhuǎn)換所述模擬輸出信號為音頻輸出。
27.根據(jù)權利要求17的助聽器，其中所述開窗裝置提供所述第一和第二多個頻率域級別估值的百分之五十的重疊。
28.根據(jù)權利要求17的助聽器，其中對應于所述數(shù)字輸入信號的所述第一塊的一些采樣相當于對應于所述多個串聯(lián)的全通濾波器的一些一階全通濾波器。
29.根據(jù)權利要求28的助聽器，其中所述第一延遲采樣序列的所述第一部分由所述第一延遲采樣序列的第一半部分組成，所述第一延遲采樣序列的所述第二部分由所述第一延遲采樣序列的第二半部分組成。
30.一種助聽器，包括一個提供數(shù)字輸入信號的輸入信號通道；一個輸入數(shù)據(jù)緩存器，所述輸入數(shù)據(jù)緩存器保存一塊由所述數(shù)字輸入信號的一部分組成的長度為M的數(shù)據(jù)；由2M個串聯(lián)的全通濾波器組成的多個串聯(lián)的全通濾波器，其中所述數(shù)字輸入信號的第一塊經(jīng)由所述多個串聯(lián)的全通濾波器從所述輸入數(shù)據(jù)緩存器通過，以形成第一延遲采樣序列，其中所述數(shù)字輸入信號的第二塊經(jīng)由所述多個串聯(lián)的全通濾波器從所述輸入數(shù)據(jù)緩存器通過，以形成第二延遲采樣序列，以及其中所述第一延遲采樣序列和所述第二延遲采樣序列形成一個合成的延遲采樣序列；用于給所述合成的延遲采樣序列的第一部分開窗的裝置，其中所述第一部分長度是M，其中開窗的延遲采樣序列是由所述開窗裝置產(chǎn)生的；用于對所述開窗的延遲采樣序列施加2M點頻率域變換的裝置，其中扭曲的序列是由所述頻率域變換施加裝置產(chǎn)生的；用于計算所述扭曲的序列的多個頻率域級別估值的裝置；用于由所述多個頻率域級別估值計算多個頻率域增益系數(shù)的裝置；用于對所述多個頻率域增益系數(shù)施加一個反頻率域變換的裝置，其中一個壓縮增益濾波器的一組壓縮濾波系數(shù)是由所述反頻率域變換施加裝置產(chǎn)生的；和用于卷積所述合成的延遲采樣序列的第二部分與所述壓縮濾波系數(shù)的裝置，其中所述第二部分具有的長度是M，其中數(shù)字輸出信號是由所述卷積裝置產(chǎn)生的。
31.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個助聽器，其中該動態(tài)范圍壓縮器被結(jié)合在所述助聽器之內(nèi)。
32.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述多個頻率域增益系數(shù)包括一個扭曲的時域濾波器。
33.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號。
34.根據(jù)權利要求33的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸出換能器，所述輸出換能器轉(zhuǎn)換所述模擬輸出信號為音頻輸出。
35.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述多個串聯(lián)的全通濾波器包括多個一階全通濾波器。
36.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)字處理器，其中所述數(shù)字處理器適用于提供所述開窗裝置、所述用于施加所述2M點頻率域變換的裝置、所述用于計算多個頻率域級別估值的裝置、所述頻率域增益系數(shù)計算裝置、所述反頻率域變換施加裝置、以及所述卷積裝置。
37.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，其中所述用于施加所述頻率域變換的裝置使用一個從由離散傅里葉變換、快速傅里葉變換、格策爾變換以及離散余弦變換組成的組中被選擇出來的變換。
38.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個輸入換能器，所述輸入換能器轉(zhuǎn)換音頻輸入信號為模擬輸入信號；和一個模數(shù)轉(zhuǎn)換器，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述模擬輸入信號為所述數(shù)字輸入信號。
39.根據(jù)權利要求30的動態(tài)范圍壓縮器，進一步包括一個數(shù)模轉(zhuǎn)換器，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換所述數(shù)字輸出信號為模擬輸出信號；和一個輸出換能器，所述輸出換能器轉(zhuǎn)換所述模擬輸出信號為音頻輸出。
40.一種在助聽器中處理聲音的方法，包括步驟接收數(shù)字輸入信號；傳遞所述數(shù)字輸入信號的一部分通過多個串聯(lián)的全通濾波器，以形成一個延遲采樣序列；給所述延遲采樣序列開窗；對所述開窗的延遲采樣序列施加一個頻率域變換，以形成一個扭曲的序列；由所述扭曲的序列計算多個頻率域級別估值；由所述多個頻率域級別估值計算多個頻率域增益系數(shù)，以形成一個扭曲的時域濾波器；對所述多個頻率域增益系數(shù)施加一個反頻率域變換，以形成一組壓縮濾波系數(shù)；和卷積所述延遲采樣序列與所述壓縮濾波系數(shù)，以形成數(shù)字輸出信號。
全文摘要
提供了一種動態(tài)范圍壓縮系統(tǒng)，使用逐個采樣或塊處理系統(tǒng)，如助聽器。使用頻率扭曲處理系統(tǒng)的系統(tǒng)(1000)由一串串聯(lián)的全通濾波器(1003)組成，并且全通濾波器的輸出提供輸入給用于計算濾波系數(shù)的頻率分析(1005，1007，1009，1011)。因此，壓縮濾波器被設計在頻率域中。
文檔編號H04R25/00GK1640190SQ02819899
公開日2005年7月13日 申請日期2002年8月5日 優(yōu)先權日2001年8月8日
發(fā)明者詹姆斯·M·凱茨 申請人:Gn瑞聲達公司