專利名稱：多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道估計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及發(fā)射天線分集領(lǐng)域，具體地說涉及一種用于在多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中估計信道系數(shù)的方法。本發(fā)明還涉及一種用于執(zhí)行信道估計操作的估計級和包括這種估計級的無線通信系統(tǒng)的收發(fā)信機。
對現(xiàn)有技術(shù)的討論近年來，無線通信系統(tǒng)中的峰值傳輸速率已穩(wěn)步增長。但是，由于諸如路徑損耗、有限的頻譜可用性和衰落的影響，峰值傳輸速率仍然受限。
發(fā)射分集是無線通信系統(tǒng)中抗衰落的非常有效的技術(shù)。已經(jīng)提出了幾種不同的發(fā)射分集方案。在Li，Y.；Chuang，J.C.；Sollenberger，N.R.的題為“用于OFDM系統(tǒng)的發(fā)射分集及其對高速率數(shù)據(jù)無線網(wǎng)絡(luò)的影響”(IEEE Journal on Selec.Areas，Vol 17，No.7，July 1999)的論文中，示范性地介紹了采用延遲、置換和空時編碼的發(fā)射分集方案。根據(jù)延遲方法，信號從第一發(fā)射天線發(fā)射，而其他發(fā)射天線發(fā)射的信號是第一發(fā)射天線發(fā)射的信號的延遲版本。在置換方案中，調(diào)制信號從第一發(fā)射天線發(fā)射，而該調(diào)制信號的置換信號從其他發(fā)射天線發(fā)射。因此，發(fā)射天線發(fā)射的信號可以從由調(diào)制信號形式的和調(diào)制信號的置換形式的數(shù)據(jù)字組成的矩陣中導(dǎo)出。通過空時編碼將信號編碼成若干數(shù)據(jù)字，且各數(shù)據(jù)字由不同的發(fā)射天線發(fā)送。在發(fā)送期間，通過在第一載頻上連續(xù)發(fā)送各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)符號，從而在時域分發(fā)數(shù)據(jù)字(即進行多路復(fù)用)。
另一種發(fā)射分集方案參見序號為6088408的美國專利。根據(jù)此發(fā)射分集方案，數(shù)據(jù)以矩陣形式加以編碼并作為獨立的數(shù)據(jù)分組發(fā)送。每個數(shù)據(jù)分組包括若干數(shù)據(jù)字，且每個數(shù)據(jù)字包含從輸入數(shù)據(jù)信號中導(dǎo)出的數(shù)據(jù)符號。在數(shù)據(jù)分組的發(fā)送期間，各數(shù)據(jù)字在時域中分散。因此，序號為6088408的美國專利中所述的發(fā)射分集可稱為空時分組編碼(STBC)。STBC的主要特點是，每個數(shù)據(jù)符號由各發(fā)射天線發(fā)送，而不同發(fā)射天線的天線信號彼此正交。可以針對任意數(shù)量的發(fā)射天線設(shè)計正交的STBC數(shù)據(jù)分組。
用于多載波系統(tǒng)的又一種發(fā)射分集方案是空頻分組編碼(SFBC)。通過空頻分組編碼將信號編碼成單個單個的包括若干數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)分組，且通過在正交頻率(即正交子載波)上發(fā)送各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)符號，從而在頻域分發(fā)各數(shù)據(jù)字(即進行多路復(fù)用)。空頻分組編碼的示范性方案參見Lee K.F.等人的題為“用于OFDM系統(tǒng)的空頻發(fā)射分集方案”(Globecom′00-IEEE.GlobalTelecommunications Conference.Conference record(Cat.No.00CH37137)，Proceedings of global Telecommunications conference，SanFrancisco，CA，USA，27 Nov.-1 Dec 2000，pages 1473-1477 vol.3)。
多載波發(fā)射分集系統(tǒng)的接收側(cè)的重要特征在于，具有允許對接收信號進行有效調(diào)制的各個發(fā)送信道。所以，必須執(zhí)行如Li，Y.；Chuang，J.C.；Sollenberger，N.R.的題為“用于OFDM系統(tǒng)的發(fā)射分集及其對高速率數(shù)據(jù)無線網(wǎng)絡(luò)的影響”(IEEE Journal onSelec.Areas，Vol 17，No.7，July 1999)以及序號為6088408的美國專利中所述的信道估計。
背離現(xiàn)有技術(shù)中已知的各種信道估計方法，需要一種用在根據(jù)在頻域?qū)Υa矩陣的數(shù)據(jù)內(nèi)容進行多路復(fù)用的基于碼矩陣的發(fā)射分集方案工作的多載波系統(tǒng)中，更精確地估計信道系數(shù)的方法。還需要一種用于執(zhí)行對應(yīng)的估計方法的估計級和包括這種估計級的收發(fā)信機。
發(fā)明概述現(xiàn)有需求可通過一種方法得到滿足，這種方法用在根據(jù)基于分組碼的發(fā)射分集方案工作的多載波系統(tǒng)中對信道系數(shù)進行估計，其中基于分組碼的發(fā)射分集方案在頻域?qū)Υa矩陣的數(shù)據(jù)內(nèi)容(如數(shù)據(jù)字)進行多路復(fù)用，所述方法包括確定頻域中的相位斜升(phaseramp)或其在時域中的等效參量(相位斜升或其等效參量包含在定時同步之后的接收信號中)、處理接收信號以消除相位斜升或其等效參量；以及根據(jù)處理的接收信號估計信道系數(shù)。相位斜升可由發(fā)送信道、接收或發(fā)送濾波器或在定時同步期間引入。
本發(fā)明的信道估計方法不限于特定的分組編碼方案，只要所用的發(fā)射分集方案允許從數(shù)據(jù)信號生成可以在頻域中進行多路復(fù)用的碼矩陣即可。碼矩陣的形式最好為包括數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)分組，其中，每個數(shù)據(jù)字包含從數(shù)據(jù)信號導(dǎo)出的數(shù)據(jù)符號。例如，頻域中的SFBC發(fā)射分集方案和置換發(fā)射分集方案允許生成這種碼矩陣。
根據(jù)本發(fā)明，所用的發(fā)射分集方案沒有必要采用純頻域多路復(fù)用。例如，也可以采用以交替方式采用STBC和SFBC的發(fā)射分集方案，即交替在時域和頻域中進行多路復(fù)用。在這種情況下，本發(fā)明的信道系數(shù)估計方法可以在每次系統(tǒng)從STBC切換到SFBC時啟用和在每次系統(tǒng)從SFBC切換到STBC時禁用。
本發(fā)明的信道估計方法不需要發(fā)射分集方案保證完全的發(fā)射分集和正交。換言之，本發(fā)明不需要在不同的頻率上發(fā)送包含在數(shù)據(jù)信號中的每個數(shù)據(jù)符號。但是，本發(fā)明的優(yōu)選實施例包括全發(fā)射分集和正交的特征。
而且，本發(fā)明不限于任何數(shù)量的發(fā)射和接收天線。碼矩陣最好這樣加以選擇，使得每個數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)字數(shù)量等于發(fā)射天線數(shù)量。如果提供了一個以上的接收天線，則可以應(yīng)用最大比合并接收分集方案。但是，也可以采用其他接收分集方案。
存在用于確定頻域中的相位斜升或其在時域中的等效參量的備選方法。例如，相位斜升或其等效參量可以通過估計來確定。相位斜升或其等效參量的估計最好通過線性回歸方法來導(dǎo)出。代之以或除了相位斜升或其等效參量的估計方法，還可以采用計算或測量的方法。
定時同步可能是解釋相位斜升包含在接收信號中的若干原因之一，它可以通過多種方式來加以執(zhí)行。定時同步有可能以使符號間干擾最小的方式執(zhí)行。因此，可以為系統(tǒng)定時目的而選擇就最小干擾功率而言最優(yōu)的定時時刻。
可以在頻域或時域中執(zhí)行確定接收信號中的相位斜升或其等效參量，并從中消除確定的相位斜升或其等效參量的步驟。也可能在頻域中執(zhí)行這兩個步驟之一，而在時域中執(zhí)行另一步驟。在時域中，相位斜升的等效參量將是延遲。可以在估計信道系數(shù)之前確定接收信號中的此延遲并從中消除。
消除相位斜升或其等效參量可以在不同的位置和不同的時刻執(zhí)行。例如，在定時同步之后將接收信號分路，一方面饋送到信道估計分支，另一方面則饋送到解調(diào)分支，可以在信道估計分支或在將接收信號分路之前消除相位斜升或其等效參量。
以上已經(jīng)指出，信道系數(shù)是利用包括不含或至少含相位斜升的經(jīng)處理的接收信號來估計的。但是，一旦已估計了信道系數(shù)，則可將以前就已確定了的相位斜升或其等效參量再次引入到估計的信道系數(shù)中。如果將利用估計的信道系數(shù)予以解調(diào)的接收信號還包括相位斜升或其等效參量，則將相位斜升或其等效參量引入估計的信道系數(shù)中是有利的。這可能是在例如信道估計分支中執(zhí)行相位斜升消除時的情況。
以上方法可以實現(xiàn)為包括執(zhí)行該方法的程序代碼部分的程序產(chǎn)品和硬件解決方案。硬件解決方案由適當配置的估計級構(gòu)成，所述估計級用在根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中估計信道系數(shù)。該估計級具有在定時同步之后確定接收信號中所含頻域相位斜升或其時域等效參量的單元、用于處理接收信號以消除相位斜升或其等效參量的單元以及利用處理過的接收信號估計信道系數(shù)的單元。
在定時同步單元之后的信號路徑中，可以設(shè)置用于將公用信號路徑分成信道估計分支和解調(diào)分支的節(jié)點。處理單元可以設(shè)置在信道估計分支或該節(jié)點之前的公用信號路徑中。估計級最好還包括用于將相位斜升或其等效參量引入估計的信道系數(shù)中的單元。
許多發(fā)射分集方案需要恒定的或至少近似恒定的信道參數(shù)，即發(fā)送一個數(shù)據(jù)字期間頻域的信道相位和信道振幅。因為這些數(shù)據(jù)字要在頻域中進行多路復(fù)用，所以需要較大的相干帶寬。這意味著必須至少近似滿足如下關(guān)系BC≥N/T (1)其中，BC≈1/τrms是信道相干帶寬，N是每數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)符號數(shù)，T是一個數(shù)據(jù)符號的持續(xù)時間，即一個時隙的持續(xù)時間，以及τrms是信道脈沖響應(yīng)的延遲擴展的均方根。較大的相干帶寬需要N個相鄰子載波的信道系數(shù)必須幾乎恒定不變。
據(jù)以生成一個或多個碼矩陣即數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)信號可具有任何格式。根據(jù)優(yōu)選實施例，數(shù)據(jù)信號的格式為一系列分離信息符號。例如，數(shù)據(jù)信號可能具有矢量的結(jié)構(gòu)，每個矢量包括預(yù)定數(shù)量的信息符號。信息符號的特性可能取決于采用了本發(fā)明的多路復(fù)用方法的特定的無線通信系統(tǒng)。許多無線通信系統(tǒng)出于不同目的而采用不同類型的信息符號。例如，一些無線通信系統(tǒng)使用包括前置碼、一個或多個用戶數(shù)據(jù)段或同時包括前置碼和一個或多個用戶數(shù)據(jù)段的數(shù)據(jù)信號。通常，前置碼具有預(yù)定的結(jié)構(gòu)，它增強信道估計、頻率同步和定時同步等功能。
根據(jù)實際使用的發(fā)射分集方案，可以各種方式從數(shù)據(jù)信號中導(dǎo)出碼矩陣。例如，如果采用置換發(fā)射分集方案，則包含在碼矩陣的數(shù)據(jù)字中的數(shù)據(jù)符號是包括在原數(shù)據(jù)信號內(nèi)的信息符號的置換。另一個示例是，如果采用SFBC發(fā)射分集方案，則包含在碼矩陣的數(shù)據(jù)字中的數(shù)據(jù)符號是通過置換和基本的算術(shù)運算(如取反和復(fù)共軛)從包括在原數(shù)據(jù)信號中的信息符號中獲取的。
附圖簡述結(jié)合附圖，參照如下本發(fā)明優(yōu)選實施例的詳細說明，本發(fā)明的其他優(yōu)點將變得顯而易見，附圖中

圖1顯示了要根據(jù)本發(fā)明加以處理的物理突發(fā)形式的數(shù)據(jù)信號；圖2顯示了包括循環(huán)前綴的OFDM符號的結(jié)構(gòu)；圖3是用于無線通信的收發(fā)信機的發(fā)送級的框圖；圖4說明HIPERLAN/2標準中定義的幾種調(diào)制方案；圖5說明圖3所示收發(fā)信機的分組碼編碼器；圖6說明發(fā)射天線分集系統(tǒng)的一種配置；圖7是在時域中對數(shù)據(jù)字進行多路復(fù)用的示意圖；圖8是在頻域中對數(shù)據(jù)字進行多路復(fù)用的示意圖；圖9是用于無線通信的收發(fā)信機的接收級的幾個部件的示意圖；圖10A、10B說明在定時同步期間將延遲引入接收信號中；圖11是包括本發(fā)明的估計級的第一實施例的接收級的示意圖；圖12是包括本發(fā)明的估計級的第二實施例的接收級的示意圖。
優(yōu)選實施例的說明盡管本發(fā)明可用于任何采用允許生成具有類似于例如SFBC碼矩陣的結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)分組、并在頻域中執(zhí)行多路復(fù)用的發(fā)射分集方案的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中，但以下對優(yōu)選實施例的說明是示范性地參照采用正交頻分復(fù)用(OFDM)和交替使用STBC和SFBC，以根據(jù)數(shù)據(jù)信號生成數(shù)據(jù)分組并對生成的數(shù)據(jù)分組進行多路復(fù)用的多載波系統(tǒng)提出的。
此示范性多載波系統(tǒng)依據(jù)的是歐洲無線局域網(wǎng)(WLAN)標準高性能無線局域網(wǎng)類型2(HIPERLAN/2)。人們旨在讓HIPERLAN/2系統(tǒng)工作在5千兆赫茲的頻段。到目前為止，HIPERLAN/2系統(tǒng)和許多其他無線通信系統(tǒng)不支持發(fā)射分集，盡管事實上發(fā)射分集將會改善發(fā)射性能并減少諸如瑞利衰落之類的快速衰落不利效應(yīng)。HIPERLAN/2的系統(tǒng)概述見于如下文獻中ETSI TR 101 683、寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLAN類型2；系統(tǒng)概述，V1.1.1(2000-02)，而HIPERLAN/2的物理層描述則參見如下文獻ETSI TR 101475，寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLAN類型2；物理(PHY)層，V1.1.1(2000-04)。HIPERLAN/2標準中規(guī)范的OFDM多載波方案在頻率選擇性環(huán)境中非常穩(wěn)健。
圖1顯示了HIPERLAN/2的典型的物理突發(fā)。物理突發(fā)包括由前置符號構(gòu)成的前置碼和由用戶數(shù)據(jù)符號構(gòu)成的用戶數(shù)據(jù)段。在HIPERLAN/2中規(guī)定了五種不同的物理突發(fā)。其中的三種物理突發(fā)各具有不同的前置碼，而其余兩種物理突發(fā)具有相同的另一前置碼。最末的三個前置符號由對所有前置碼類型都相同的周期性結(jié)構(gòu)構(gòu)成。此周期性結(jié)構(gòu)由32個樣點的短OFDM符號C32后接兩個完全相同的64個樣點的規(guī)則OFDM符號C64構(gòu)成。短OFDM符號C32是重復(fù)C64 OFDM符號之一的第二半部分形成的循環(huán)前綴。圖1所示的所謂的C前置碼在HIPERLAN/2中用于信道估計、頻率同步和定時同步。C前置碼內(nèi)的周期性結(jié)構(gòu)是使同步算法的用法具有較低復(fù)雜性所必需的。
圖1所示物理突發(fā)的用戶數(shù)據(jù)段包括傳輸特定協(xié)議數(shù)據(jù)單元(PDU)序列所需的NSYM個OFDM符號，其中數(shù)量NSYM是可變的。用戶數(shù)據(jù)段的每個OFDM符號由循環(huán)前綴和有用用戶數(shù)據(jù)部分組成。循環(huán)前綴由有用數(shù)據(jù)部分的循環(huán)延拓構(gòu)成，并插在有用數(shù)據(jù)部分之前。因此，循環(huán)前綴是圖2所示有用數(shù)據(jù)部分的最后那些樣點的復(fù)本。
圖1所示物理突發(fā)的有用數(shù)據(jù)部分的長度等于64個樣點且持續(xù)時間為3.2微秒。循環(huán)前綴的長度為16(要求的)個樣點或8(可選的)個樣點且持續(xù)時間為分別為0.8微秒或0.4微秒。總而言之，OFDM符號的長度為持續(xù)時間分別對應(yīng)于4.0微秒或3.6微秒的80或72個樣點。OFDM符號因此具有時域擴展。OFDM符號還具有頻域擴展。根據(jù)HIPERLAN/2，將OFDM符號分布到52個子載波上。其中48個子載波保留用于復(fù)值子載波調(diào)制符號，而4個子載波保留用作導(dǎo)頻。
圖3顯示了無線通信收發(fā)信機的發(fā)送級10的物理層。發(fā)送級10包括擾碼器12、FEC編碼單元14、交織單元16、映射單元18、OFDM單元20、突發(fā)形成單元22、分組碼編碼器24、多路復(fù)用器26、無線電發(fā)射機30和控制單元32。分組碼編碼器24和多路復(fù)用器26一起構(gòu)成編碼器/多路復(fù)用器單元28。
圖1所示的發(fā)送級10接收來自數(shù)據(jù)鏈路控制(DLC)的輸入信號PDU序列。每個PDU序列由將要編入物理突發(fā)幀中的信息比特組成，物理突發(fā)即將要進行編碼、多路復(fù)用和發(fā)送的OFDM符號序列。
在接收到PDU序列時，根據(jù)鏈路適配機制選擇適當?shù)奈锢砟Ｊ蕉渲檬瞻l(fā)信機內(nèi)的傳輸比特率。物理模式的特征在于特定的調(diào)制方案和特定的碼率。在HIPERLAN/2標準中，規(guī)定了幾種不同的相干調(diào)制方案，如BPSK、QPSK、16-QAM和可選的64-QAM。而且，對前向差錯控制，規(guī)定了碼率為1/2、9/16和3/4的卷積碼，這些碼率可通過對碼率為1/2的母卷積碼作刪余處理而得到。圖4示出了可能得到的物理模式。通過采用不同的信號字母表對OFDM載波進行調(diào)制以及對母卷積碼應(yīng)用不同的刪余模式，就可以使數(shù)據(jù)率在6兆比特/秒至54兆比特/秒之間變化。
一旦已選定了適當?shù)奈锢砟Ｊ?，則用長度為127的擾碼器12對包含在PDU序列內(nèi)的NBPDU個信息比特進行擾碼。然后將擾碼比特輸出到FEC編碼單元14，由其按照前述糾錯方案對NBPDU個經(jīng)過擾碼的PDU比特進行編碼。
將FEC編碼單元14輸出的編碼比特輸入交織單元16，由其采用針對選定物理模式的適當?shù)慕豢椃桨笇@些編碼比特進行交織。將經(jīng)過交織的比特輸入映射單元18，由其根據(jù)選定的物理模式將經(jīng)過交織的比特映射到調(diào)制星座點上而執(zhí)行子載波調(diào)制。如前所述，根據(jù)為數(shù)據(jù)傳輸選擇的物理模式，采用BPSK、16-QAM或64-QAM調(diào)制方法對OFDM子載波進行調(diào)制。
映射單元18輸出復(fù)數(shù)值的子載波調(diào)制符號流，這些調(diào)制符號在OFDM單元中按48個復(fù)數(shù)劃分成組。在OFDM單元中，通過如ETSITR 101 475，寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLAN類型2；物理(PHY)層，V1.1.1(2000-04)中所述的OFDM調(diào)制產(chǎn)生復(fù)基帶信號。
將OFDM單元20內(nèi)生成的復(fù)基帶OFDM符號(其中插入了導(dǎo)頻載波)輸入物理突發(fā)單元22，在此單元中將適當?shù)那爸么a附加到PDU序列，形成物理突發(fā)。物理突發(fā)單元22生成的物理突發(fā)具有如圖1所示的格式。物理突發(fā)單元22因此將一系列物理突發(fā)形式的復(fù)基帶OFDM信號輸出到分組碼編碼器24。
以下將參照圖5對分組碼編碼器24的功能作一般性的描述。一般而言，分組碼編碼器24接收形式為矢量X＝[X1X2...XK]T(長度為K)的序列。分組碼編碼器24對每個矢量X進行編碼并對每個矢量X輸出圖5所示的包括多個C(1)、C(2)...、C(M)的數(shù)據(jù)分組。每個信號矢量C(1)、C(2)...、C(M)對應(yīng)于一個數(shù)據(jù)字。因此，從矢量X生成的數(shù)據(jù)分組包括M個數(shù)據(jù)字，其中，M是發(fā)射天線的數(shù)量。
每個數(shù)據(jù)字C(i)(i＝1...M)包括N個數(shù)據(jù)符號，即每個數(shù)據(jù)字C(i)長度為N。N的值不能自由選擇，因為在此實施例中由數(shù)據(jù)字C(i)生成的碼矩陣C必須是正交矩陣。形式為正交碼矩陣C的幾種數(shù)據(jù)分組示例可參見序號為6088408的美國專利，該專利通過引用結(jié)合到本文中。在本實施例中述及的分組編碼方法中，碼矩陣C的所有數(shù)據(jù)符號cji是從輸入矢量X的分量導(dǎo)出的，它們是輸入矢量X的分量的簡單線性函數(shù)或其復(fù)共軛。
如果一個接收天線上的接收信號矢量Y表示為Y＝[Y1Y2...YN]T，則Y和碼矩陣C之間的關(guān)系如下Y1Y2...YN=c1(1)c1(2)...c1(M)c2(1)...c2(M).........cN(1)cN(2)...cN(M)·h(1)h(2)...h(M)---(2)]]>其中，h(i)表示從第i個發(fā)射天線到接收天線的信道的信道系數(shù)。顯然這可以推廣到更多的接收天線。
以下將更為詳細地分別討論兩個和三個發(fā)射天線的可能的分組碼矩陣的示例。具有兩個發(fā)射天線和一個接收天線的無線通信系統(tǒng)的配置如圖6所示。圖6所示的無線通信系統(tǒng)包括兩個發(fā)送信道，每個發(fā)送信道的特征在于特定的信道系數(shù)h(i)(i＝1，2)。
在圖6所示的兩個發(fā)射天線的情況下，一種可能的碼率R＝1的分組碼矩陣C為C=X1X2-X2*X1*---(3)]]>對于三個發(fā)射天線的情形，一種可能的碼率R＝0.5的分組碼矩陣C為
C=X1X2X3-X2X1-X4-X3X4X1-X4-X3X2X1*X2*X3*-X2*X1*-X4*-X3*X4*X1*-X4*-X3*X2*---(4)]]>碼率R定義為輸入矢量X的長度K與每個碼字C(i)的長度N的比率R＝K/N (5)從圖5可以看出，分組碼編碼器24對形式為矢量X的每個數(shù)據(jù)信號輸出形式為碼矩陣C的數(shù)據(jù)分組。將分組碼編碼器24輸出的數(shù)據(jù)分組輸入多路復(fù)用器26，由其在頻域根據(jù)外部提供的控制信號對每個數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)字(矢量C(i))進行多路復(fù)用?？刂菩盘栍煽刂茊卧?2產(chǎn)生。
在多載波方案OFDM中，將分組碼編碼器24的輸出調(diào)制到彼此正交的子載波上。在OFDM系統(tǒng)中基本上存在兩種對包括各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)分組進行多路復(fù)用的可能性。根據(jù)圖7所示的第一種可能性，可以在時間方向上分發(fā)特定數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)字(STBC)，即在時域進行多路復(fù)用。根據(jù)本發(fā)明所采用的第二種可能性，可以如圖8所示將數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)字分布在頻域上(SFBC)。
從圖7和圖8可以看出，數(shù)據(jù)分組的各數(shù)據(jù)字是從不同的發(fā)射天線發(fā)送的。根據(jù)圖8所示的多路復(fù)用方案，各數(shù)據(jù)分組 N個子載波上，在時間間隔T內(nèi)發(fā)送。
編碼器/多路復(fù)用器單元28的經(jīng)過編碼和多路復(fù)用的輸出信號輸入無線電發(fā)射機30。無線電發(fā)射機30用編碼器/多路復(fù)用器單元28的輸出信號調(diào)制射頻載波，從而在多個發(fā)射天線上發(fā)射無線電。
具有圖3所示發(fā)送級10的收發(fā)信機還包括未在圖3示出的接收級。接收級具有物理層，該物理層具有用于執(zhí)行圖3所示部件的逆操作的部件。例如，接收級包括解擾器、FEC解碼單元、含多路分解器和分組碼解碼器的多路分解器/解碼器單元等。圖9顯示了這種接收級40的一些部件。
從圖9可以看出，經(jīng)由圖9中未示出的接收天線接收的接收信號矢量Y饋送到執(zhí)行定時同步的定時同步單元42中，定時同步的目的是找到使接收數(shù)據(jù)符號之間符號間干擾最小的最佳定時時刻。定時同步單元42的輸出信號同時饋送到信道估計單元44和解調(diào)器46。信道估計單元44根據(jù)定時同步單元42的輸出信號估計信道系數(shù)h(i)。然后將信道估計單元44估計的信道系數(shù)傳送到解調(diào)器46，由其利用估計的信道系數(shù)對接收信號執(zhí)行解調(diào)。
以下將針對采用兩個發(fā)射天線和一個接收天線(圖6)的情況，對信道估計單元的操作作例示性的說明。在這種情況下，可以根據(jù)以上的分組碼矩陣(3)對數(shù)據(jù)信號進行編碼，于是接收信號矢量可以寫為為Y＝[Yj，Yj+1]T。索引j表示特定頻率fj。
在頻率fj上，從第一發(fā)射天線發(fā)送Xi，而從第二發(fā)射天線發(fā)送Xi+1。在相鄰頻率fj+1上，從第一發(fā)射天線發(fā)送-X*i+1，而從第二發(fā)射天線發(fā)送X*i。接收信號矢量Y的各分量Yj和Yj+1因此可以寫為Yj＝Xi·h(1)(zj)+Xi+1·h(2)(zj)+njYj+1＝-X*i+1·h(1)(zj+1)+X*i·h(2)(zj+1)+nj+1(6)變量zj表示發(fā)射頻率fj。因此，h(i)(zj)是經(jīng)頻率fj發(fā)送的數(shù)據(jù)符號在發(fā)射天線i＝1，2和接收天線之間的信道系數(shù)(SFBC)。項nj表示頻率fj上的高斯白噪聲。
對于采用SFBC的情形(zj＝fj)，相干帶寬BC較大，即如果滿足關(guān)系式(1)，則如下假設(shè)有效h(1)(zj)＝h(1)(zj+1)＝h(1)h(2)(zj)＝h(2)(zj+1)＝h(2)(7)這意味著，如果信道帶寬BC較大，則等式(6)變?yōu)閅j＝Xi·h(1)+Xi+1·h(2)+njYj+1＝-X*i+1·h(1)+X*i·h(2)+nj+1(8)等式(8)可以用接收信號矢量Y和數(shù)據(jù)矩陣Z表示，其等效為代碼矩陣C，為Y=YjYj+1=XiXi+1-Xi+1*Xi*·h(1)h(2)+njnj+1=Z.H+N---(9)]]>為了提供對信道系數(shù)h(1)和h(2)的估計，將接收信號矢量Y與已知數(shù)據(jù)矩陣Z的厄密共軛ZH相乘。數(shù)據(jù)矩陣Z的內(nèi)容對應(yīng)于收發(fā)信機已知的標準化前置部分。ZH與Y相乘得到ZH·Y=ZH·Z·H+ZH·N=H^---(10)]]>這是因為Z是按比例縮放的單位矩陣，即Z-1=1det(Z)ZH,---(11)]]>等式(10)中的信道系數(shù)是離散的。包括在 中的估計的信道系數(shù)從信道估計電路44傳遞到解調(diào)器46。
已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，如此得到的估計的信道系數(shù)偏離實際的信道系數(shù)。其原因之一是因為如下事實在定時同步之后，在將由信道估計單元44和解調(diào)器46處理的接收信號Y中存在頻域中的相位斜升?，F(xiàn)在將更詳細地描述定時同步之后存在于接收信號Y中的相位斜升的來源和影響。
以上已經(jīng)提到，定時同步單元42執(zhí)行旨在使符號間干擾最小的定時同步。在大多數(shù)情況下，存在無符號間干擾發(fā)生的多個最優(yōu)定時時刻。例如，這在OFDM符號的循環(huán)前綴比信道脈沖響應(yīng)長時適用。在多個定時時刻就使符號間干擾最小而言都是最佳的這種情形中，實際定時位置的選擇僅依當前涉及的噪聲樣點而定。
圖10A和10B顯示了針對使符號間干擾最小的不同定時位置，一抽頭信道的信道傳遞函數(shù)H(f)的相位。時域中的位置“0”指接收級40上相對于接收級40的FFT窗口的定時同步。
從圖10A可以清楚，當所述一抽頭在定時位置“0”時，在信道傳遞函數(shù)H(f)的相位arc(H(f))中沒有相位斜升。但是，對于OFDM，所得的定時同步很可能引入相對于接收級40的FFT窗口的延遲Δt。這種情況示于圖10B中。造成此延遲Δt的原因不是定時同步單元42的處理時間，而是因為如下事實最優(yōu)定時時刻是按使符號間干擾最小的方式來選擇的。延遲Δt因此也可以稱為系統(tǒng)延遲。在定時同步期間引入延遲Δt造成系統(tǒng)相位斜升，即信道傳遞函數(shù)H(f)的非平坦相位。此相位斜升在圖10B的右邊示出。
包括在接收信號中的相位斜升不僅可能由定時同步引起，還可能由傳輸信道或接收和發(fā)送濾波器引起。如果相位斜升在定時同步之前就已存在于接收信號中，則相位斜升通常會因定時同步而減小。這即便在實現(xiàn)定時同步是為了使符號間干擾最小的情形也適用。不過，定時同步之后在接收信號中沒有相位斜升的概率較低。
因為信道系數(shù)是根據(jù)包含相位斜升的接收信號估計的，相位斜升也將會存在于估計的信道系數(shù)中。包含在信道系數(shù)中的相位斜升在采用SFBC，即在頻域?qū)?shù)據(jù)字進行多路復(fù)用時，導(dǎo)致信道估計期間干擾增加。導(dǎo)致此干擾增加的原因是因為如下事實即便關(guān)系式(1)有效，即即便相干帶寬BC較大，但等式(7)通常不會得到滿足。
既然造成相位斜升的一個原因是因為定時同步基于其他標準而非使相位斜升最小來執(zhí)行的這一事實，可以設(shè)想這樣實現(xiàn)定時同步，即旨在使相位斜升最小而不是使符號間干擾最小。在此情況下，信道估計將會得到改善。但是，這種解決方案的缺點在于，由于不將使符號間干擾最小，故接收級40的總體性能將下降。
為了既使符號間干擾最小又改善信道估計，提出了圖11所示的接收級40。此改進的接收級40包括根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的、具有相位斜升估計單元44的估計級60、相位斜升消除單元50、信道估計單元44和相位斜升引入單元52。在定時同步單元42之后的信號路徑中，設(shè)置節(jié)點54，以將公用信號路徑55分成信道估計分支56和解調(diào)分支58。從圖11可以看出，信道估計單元44設(shè)置在信道估計分支56中。
現(xiàn)將針對頻域?qū)D11所示估計級60的功能作示范性的說明。估計級60所執(zhí)行的各步驟也可以在時域中完成。
如上所述，發(fā)送信道、接收或發(fā)送濾波器、或者定時同步單元42可以將頻域中的相位斜升(ω)或者時域中的延遲Δt引入接收信號Y中。包括此相位斜升(ω)的接收信號YΔt從定時同步單元42輸入估計級60的相位斜升估計單元48。相位斜升估計單元48通過線性回歸確定引入到接收信號中的相位斜升(ω)。
將估計的相位斜升est(ω)輸入已設(shè)置在信道估計分支56中的相位斜升消除單元50。相位斜升消除單元50還從定時同步單元42接收包括相位斜升(ω)的接收信號YΔt，并對此接收信號YΔt進行處理以消除其中包含的相位斜升(ω)。這是通過將接收信號YΔt與因子e-jest(ω)相乘來實現(xiàn)的。
相位斜升消除也可以在時域完成，即可以補償對應(yīng)于相位斜升的延遲Δt。在此情況下，延遲補償?shù)扔诿總€要接受校正的OFDM符號的樣點的循環(huán)移位。
將相位斜升消除單元50處理得到的接收信號YΔt·e-jest(ω)輸入信道估計電路44中。信道估計單元44如前參照等式(6)至(11)所述的那樣對信道系數(shù)h(i)進行估計。
將信道估計單元44輸出的估計的信道系數(shù) 輸入相位斜升引入單元52，相位斜升引入單元52還從相位斜升估計單元48接收相位斜升est(ω)。相位斜升引入單元52通過將估計的信道系數(shù) 與ejest(ω)相乘而再次引入已消除的估計的相位斜升est(ω)。相位斜升引入單元52輸出的信道系數(shù) 輸入解調(diào)器46，在解調(diào)器46中利用該信道系數(shù)對接收信號執(zhí)行解調(diào)。
圖12顯示了包括根據(jù)本發(fā)明第二實施例的估計級60的接收級40。估計級60包括相位斜升估計單元48、相位斜升消除單元50和信道估計單元44。相位斜升消除單元50設(shè)置在定時同步單元52之后以及節(jié)點54之前的公用信號路徑55中。節(jié)點54用于將公用信號路徑55分成信道估計分支56和解調(diào)分支58。
現(xiàn)將針對頻域?qū)D12所示估計級60的功能作示范性說明。估計級60所執(zhí)行的各步驟也可以在時域中執(zhí)行。
將包括相位斜升(ω)的接收信號YΔt從定時同步單元42輸入估計級60的相位斜升估計單元48。相位斜升估計單元48通過線性回歸確定引入接收信號Y中的相位斜升(ω)。然后將估計的相位斜升est(ω)輸入到設(shè)置在公用信號路徑55中的相位斜升消除單元50中。相位斜升消除單元50還從定時同步單元42接收包括相位斜升(ω)的接收信號YΔt，并對此接收信號YΔt進行處理，以消除其中包含的相位斜升(ω)。這是以類似于第一實施例的方式通過將接收信號YΔt與因子e-jest(ω)相乘來實現(xiàn)的。
由相位斜升消除單元50處理得到的接收信號YΔt·e-jest(ω)在節(jié)點54分路，同時饋送到信道估計分支56和解調(diào)分支58中。在信道估計分支56中，信道估計單元44確定輸入解調(diào)器46的估計的信道系數(shù) 解調(diào)器46利用估計的信道系數(shù) 對經(jīng)過處理的接收信號YΔt·e-jest(ω)執(zhí)行解調(diào)。因為信道估計和解調(diào)都基于經(jīng)處理的接收信號YΔt·e-jest(ω)進行，所以圖11所示第一實施例的相位斜升引入單元可以省略。
圖11所示的是信道估計分支中據(jù)以消除相位斜升的實施例，此實施例可以在采用發(fā)射分集方案時應(yīng)用，發(fā)射分集方案在頻域?qū)?shù)據(jù)信號的前置部分進行多路復(fù)用(例如通過SFBC)，而在時域?qū)?shù)據(jù)信號的用戶數(shù)據(jù)部分進行多路復(fù)用(例如通過STBC)。但是，如果前置部分和用戶數(shù)據(jù)部分都在頻域進行多路復(fù)用，則以上概括的相位斜升問題還涉及用戶數(shù)據(jù)部分。在此情況下，可以采用圖12所示的實施例。
本發(fā)明的基本概念可以推廣到包括兩個以上發(fā)射天線的發(fā)射分集系統(tǒng)。本發(fā)明的另一種可能的實施例基于包括三個發(fā)射天線并根據(jù)使用等式(4)所示碼矩陣分組編碼方案工作的發(fā)射分集系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種用在根據(jù)基于分組碼的發(fā)射分集方案工作的多載波系統(tǒng)中估計信道系數(shù)(h)的方法，其中，在頻域中對碼矩陣(C)的數(shù)據(jù)內(nèi)容(C(i))進行多路復(fù)用，所述方法包括a)確定所述頻域中的相位斜升(est)或其在時域中的等效參量(Δt)，所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)包含在定時同步之后的接收信號(YΔt)中；b)處理所述接收信號(YΔt)以消除所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)；以及c)根據(jù)所述處理的接收信號(YΔt)估計所述信道系數(shù)(h)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，通過估計來確定所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述估計是通過線性回歸來執(zhí)行的。
4.如權(quán)利要求1至3之一所述的方法，其特征在于還包括如下步驟執(zhí)行旨在使符號間干擾最小的定時同步。
5.如權(quán)利要求1至4之一所述的方法，其特征在于，所述步驟a)和b)中的至少一個步驟是在所述頻域中執(zhí)行的。
6.如權(quán)利要求1至4之一所述的方法，其特征在于，所述步驟a)和b)中的至少一個步驟是在所述時域中執(zhí)行的。
7.如權(quán)利要求1至6之一所述的方法，其特征在于，在定時同步之后將所述接收信號(YΔt)分路，然后一方面饋送到信道估計分支(56)中，另一方面饋送到解調(diào)分支(58)中，其中，在所述信道估計分支(56)中消除所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)。
8.如權(quán)利要求1至6之一所述的方法，其特征在于，在定時同步之后將所述接收信號(YΔt)分路，然后一方面饋送到信道估計分支(56)中，另一方面饋送到解調(diào)分支(58)中，其中，在將所述接收信號(YΔt)分路之前消除所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)。
9.如權(quán)利要求1至7之一所述的方法，其特征在于還包括將所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)引入所述估計的信道系數(shù) 中。
10.如權(quán)利要求1至9之一所述的方法，其特征在于還包括利用所述估計的信道系數(shù) 將所述接收信號(YΔt)解調(diào)。
11.如權(quán)利要求1至10之一所述的方法，其特征在于，采用了所述頻域中基于分組碼的空頻分組編碼(SFBC)或置換發(fā)射分集方案。
12.一種計算機程序產(chǎn)品，它包括當其在計算機上運行時執(zhí)行權(quán)利要求1至11之一所述步驟的程序代碼部分。
13.如權(quán)利要求12所述的存儲在計算機可讀記錄媒體上的計算機程序產(chǎn)品。
14.一種估計級(60)，用于在根據(jù)基于分組碼的發(fā)射分集方案工作的多載波系統(tǒng)中估計信道系數(shù)(h)，其中，在頻域中對碼矩陣(C)的數(shù)據(jù)內(nèi)容(C(i))進行多路復(fù)用，所述估計級包括a)單元(48)，用于確定所述頻域中的相位斜升(est)或其在時域中的等效參量(Δt)，所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)包含在定時同步之后的接收信號(YΔt)中；b)單元(50)，用于處理所述接收信號(YΔt)以消除所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)；以及c)單元(44)，用于根據(jù)所述處理的接收信號(YΔt)估計所述信道系數(shù)(h)。
15.如權(quán)利要求14所述的估計級，其特征在于還包括節(jié)點(54)，用于在定時同步之后將信號路徑(55)分成信道估計分支(56)以及解調(diào)分支(58)，其中，在所述信道估計分支(56)中設(shè)置用于處理所述接收信號(YΔt)的單元(50)。
16.如權(quán)利要求14所述的估計級，其特征在于還包括節(jié)點(54)，用于在定時同步之后將信號路徑(55)分成信道估計分支(56)以及解調(diào)分支(58)，其中，在所述信號路徑(55)中所述節(jié)點(54)之前設(shè)置用于處理所述接收信號(YΔt)的單元(50)。
17.如權(quán)利要求14或15所述的估計級，其特征在于還包括單元(52)，用于將所述相位斜升(est)或其等效參量(Δt)引入所述估計的信道系數(shù) 中。
18.一種無線通信系統(tǒng)的收發(fā)信機，包括具有如權(quán)利要求14至于17之一所述的估計級(60)的接收級(40)。
全文摘要
一種用于在根據(jù)基于分組碼的發(fā)射分集方案工作的多載波系統(tǒng)中估計信道系數(shù)的方法和估計級(60)，其中描述了如何在頻域中對碼矩陣的數(shù)據(jù)內(nèi)容進行多路復(fù)用。所述方法包括確定頻域中的相位斜升(φ
文檔編號H04J11/00GK1565099SQ02819870
公開日2005年1月12日 申請日期2002年7月23日 優(yōu)先權(quán)日2001年8月10日
發(fā)明者M·波里, U·瓦奇斯曼恩 申請人:艾利森電話股份有限公司