專利名稱：在擴頻通信系統中的前向功率控制判定的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及無線通信，尤其是涉及碼分多址(CDMA)無線通信系統中的功率控制。
背景技術：
響應于每個遠程單元傳輸的信息，需要控制擴頻通信系統中的基站傳輸的每個數據信號所用的有關功率。提供這樣的控制的主要原因在于，適應一定位置的前向信道連接可能會異乎尋常地不利這一事實。信號質量可能變得無法接受，除非增加傳遞給處于不利地位的遠程單元的功率。這樣，必須控制輸出功率以保證在基站接收到足夠強的信號，并在最小化干擾可能性的同時維持高質量的音頻。
另外，由于在每個發(fā)射區(qū)重復使用一個CDMA和新CDMA2000寬帶信道，同一呼叫的別的用戶帶來的自干擾以及別的小區(qū)的用戶帶來的干擾就限制了系統的容量。并且，來自臨近基站的干擾不會隨著來自主動基站的信號而衰減，即使主動基站的干擾會衰減。由于衰減和其它信道削弱，當每個用戶的平均信噪比(SNR)是用于支持“可接受”信道性能的最低點時，將獲得系統的最大容量。在這種情況下，遠程單元需要來自主動基站的附加信號功率以獲得足夠的性能。
眾所周知，通信系統使用功率控制方法來控制遠程單元的傳輸能量。在擴頻系統中的功率控制主要有兩個功能。第一，因為在擴頻系統中的每個遠程單元都典型地以同一頻率傳輸，伴隨著接收信號的大部分噪聲(即，與每噪聲密度Eb/No的比特能量成反比，Eb/No是由每信息比特的信號能量對噪聲功率譜密度的比值而定義的)歸因于別的遠程單元的傳輸。噪聲的大小與接收到的每個其它遠程單元傳輸的信號功率直接相關。因此，遠程單元在低功率水平傳輸比較有利。第二，能動態(tài)調整所有遠程單元的功率使基站接收到的傳輸信號近似在同一功率水平，這是一種理想的狀態(tài)。
對移動站發(fā)射器的動態(tài)功率控制包括兩要素由移動站開環(huán)估計發(fā)射功率，和由基站閉環(huán)糾正估計中的錯誤。閉環(huán)操作是眾所周知的，這里就不再討論。在開環(huán)功率控制中，每個移動站估計在分配的CDMA頻率信道上收到的總功率?；谶@一估計和基站提供的校正，移動站的發(fā)射功率被調整到與估計的路徑損耗相匹配，并以預定的水平到達基站。
CDMA2000基站在前向基本信道(F-FCH)和前向專用控制信道(F-DCCH)上對功率控制比特穿孔(puncture)，力圖保證在基站接收到恒定的移動能量。移動站可使用這些功率控制比特中的信噪比估計，從而判定基站傳輸水平是否與預定的Eb/No相匹配。F-FCH可以只傳輸連續(xù)的通信數據流，但是F-DCCH通信數據的傳輸可以是非連續(xù)的或者在幀連幀的基礎上繼續(xù)，而不需要基站的通知。通過連續(xù)的F-FCH信道的功率控制是眾所周知的，無需在這里討論。但是，通過F-DCCH上的非連續(xù)傳輸的功率控制使移動站對適當的信號功率的估計變得更困難了。
所需要的是一個使用F-DCCH的功率控制的可靠的實現。特別的，在F-DCCH上的非連續(xù)傳輸期間提供更可靠的前向功率控制性能是有好處的。如果在一個簡單的硬件實現(比如在一個專用集成電路(ASIC)中)提供上述的改進也是有好處的。


圖1所示為實現根據本發(fā)明的前向功率的流程圖；圖2所示為根據本發(fā)明的每耙指(finger)的RAKE接收機實現；圖3所示為根據本發(fā)明的每耙指可變幀率的Eb估計；
圖4所示為根據本發(fā)明的每耙指固定幀率的Eb估計；圖5所示為根據本發(fā)明、使用1抽頭(1-tap)高通濾波器的用于噪聲功率估計的定點實現；圖6為表示現有技術前向功率控制方法和本發(fā)明的性能比較圖。
具體實施例方式
本發(fā)明檢測CDMA2000 F-DCCH信道在非連續(xù)通信傳輸期間是否有信號，并確定一種在F-DCCH上非連續(xù)通信傳輸期間判定總通信和功率控制比特SNR的有效實用的方法?？梢酝ㄟ^增加信號出現時被正確檢測到的概率，來提高出現在F-DCCH上非連續(xù)通信傳輸期間的前向功率控制性能。本方法通過在RAKE合成器之前使用非旋轉符號累加在連續(xù)功率控制組中的每耙指上接收到的功率，從而計算通信和功率控制比特的SNR。這在一個簡單的ASIC硬件實現中就可得到實現。
實際上，F-DCCH通信信號的每RAKE耙指的SNR可以通過在一內環(huán)電路中使用下面符號獲得用于Espcb(功率控制比特的每符號能量)判定的功率控制比特(PCB)的非旋轉功率控制符號，用于Estraf(通信比特的每符號能量)判定的非旋轉前向通信符號，以及用于噪聲功率判定的集成在每RAKE耙指的預定數量片上的導頻符號。如果使用64片來判定噪聲功率則更好。在計算預料的每RAKE耙指的噪聲符號能量Ns之前，先根據通信沃爾什(Walsh)長度測量噪聲功率。另外，無論指定的F-DCCH是否包含通信數據，本發(fā)明均有效。
CDMA2000 F-DCCH(前向專用控制信道)支持來自基站(BS)的間隙或不連續(xù)的通信，這里通信可以無需本領域中已知的從BS到移動站的第3層通信傳輸而持續(xù)或停止。移動站從接收到的信號水平上判定在任意指定的幀中是否有F-DCCH上的通信數據(或信號功率)變得很重要。本發(fā)明有效區(qū)分開了F-DCCH上有通信傳輸的情況和沒有通信傳輸的情況。在這種情況下，移動站繼續(xù)從BS接收F-DCCH上的功率控制信息，即PCB依然在通信信道上傳輸，即使沒有通信數據。F-DCCH的功率控制比特(PCB)必須有足夠的功率使之能被移動站正確解釋。在沒有F-DCCH通信時，移動站必須繼續(xù)判定PCB比特的能量水平，并在能量水平不夠時向BS請求更多的功率。因此，當BS重新開始通信傳輸時，MS接收到的功率水平處于適當的水平。更具體地說，移動站以50Hz的速率將一個新質量的信息比特(QIB)比特發(fā)送回BS。更具體地說，在每幀期間，同一個QIB比特在反向導頻信道(R-PiCH)的功率控制子信道上為所有功率控制組(PCG)以800Hz的速率傳輸，卻僅僅以50Hz的速率更新。
圖1所示流程圖表示在F-DCCH上的非連續(xù)傳輸期間決定是否在R-PiCH的功率控制子信道上傳輸一個1或0的QIB。一個值為1的QIB告知BS發(fā)生了一個F-DCCH幀錯誤，或者如果在當前幀中沒有檢測到F-DCCH通信信號，則告知在PCB比特中沒有足夠的功率。移動站(MS)通過發(fā)送值為1的QIB向BS請求相應增加其功率水平。一個值為0的QIB告知BS一個正確解碼的F-DCCH幀，或者沒有檢測到F-DCCH通信信號，PCB比特中沒有足夠的功率。
本發(fā)明提供一種方法100，通過判定發(fā)送什么QIB比特，來實現在擴頻通信系統中的前向功率控制，具體如下。第一步驟101，從一個接收機中輸入數據。特別地，數據為來自RAKE接收機的間隙或非連續(xù)的F-DCCH數據，數據一次輸入一幀，同時功率控制比特在每個幀中傳輸。更具體地說，該數據是通信數據的非旋轉符號，也包括了PCB。下一步驟103包括提供一個錯誤校驗以判定哪個數據錯誤。特別地，在每個數據幀上進行循環(huán)冗余碼(CRC)校驗，以判定是否存在幀錯誤。如果沒有發(fā)現錯誤，當前來自于BS的前向功率就是足夠的，可以被減少104。但是，本發(fā)明關注的是那些當前F-DCCH幀存在CRC錯誤的情況。下一步驟101判定F-DCCH PCB比特和通信比特的能量水平。特別地，為PCB和通信數據判定符號能量。下一步驟105(圖1中的步驟1)包括將功率控制比特的能量水平與第一預定閾值作比較。如果功率控制比特的能量水平小于第一預定閾值，后續(xù)步驟106會提示需要增加前向功率并向BS請求，并返回輸入步驟102。但是，如果功率控制比特的能量水平大于或等于第一預定閾值，則將進行到步驟107(圖1中的步驟2)以判定從BS來到當前數據幀中是否有通信傳輸。步驟107包括將來自判定步驟101的通信比特的能量水平與第二預定閾值作比較，如果通信比特的能量水平小于第二預定閾值，后續(xù)步驟108會提示需要減少前向功率并向BS請求。否則，步驟109會提示需要增加前向功率并向BS請求。最重要的是，如果在與第二閾值比較時檢測到足夠的通信能量，從而判定傳輸F-DCCH通信幀，那么當前幀發(fā)生錯誤，QIB比特置為1并向BS請求更多的功率。如果在與第二閾值比較時檢測到不足的通信能量，從而表明在當前幀的發(fā)送時沒有檢測到通信數據，那么QIB比特置為0并向BS請求減少能量。最后一步是回到第一步102以重復所有后續(xù)數據幀的過程。
本發(fā)明的一個新穎點在于它判定了通信能量和適當的第二閥值。這不同于現有技術中在步驟2中使用了通信和PCB的預期符號能量比值Estraf/Espcb，下面將詳細解釋。與之相對比的是，在本發(fā)明的QIB判定中第二閥值中使用了通信信號對噪聲的比值Estraf/Ns，最大地結合了F-DCCH信道的所有多路徑。PCB的信噪比Espcb/Ns也用于改進了本發(fā)明。噪聲功率密度Ns從RAKE接收機的導頻路徑中獲得。特別地，通信和功率控制比特的信噪比由如下判定所有鎖定的接收機耙指和幀的功率控制組減去一個每功率控制比特符號的噪聲功率的期望比值的歸一化校正，這個歸一化校正是通過除以每輸入數據導頻信道符號的噪聲功率得到的。每PCB和導頻信道的符號的噪聲功率都假定是仿真中的高斯(Gaussian)隨機變量。例如期望值(將所有采樣值取平均得到的值)是通過運行10,000采樣值的仿真判定期望的比值而得到的近似的數字值。
在本發(fā)明中，可以用最少的硬件實現CDMA2000移動站中的內環(huán)前向功率控制的總Es/Ns計算。實際上，總Es/Ns的判定使用非旋轉的通信符號，即在RAKE合成器前的導頻權重前的通信符號，在這里，來自所有多路徑的經過時間排列和導頻權重的通信符號都加在一起。因此，從大約15K門減到了7K門，減少了50％的硬件。在這里，用于前向通信信號的每RAKE耙指的Eb/Ns的判定通過下面方式取得在可變率幀情況下，為判定Es使用非旋轉PCB符號；在固定率幀情況下，為判定Es使用非旋轉前向通信符號；為判定噪聲功率，將導頻符號集成在每RAKE耙指預定數量的的片上。最好是使用64片來判定噪聲功率。另外，在計算Es/Ns之前，根據通信沃爾什長度來計算噪聲功率密度。
目前的CDMA臨時標準(IS-95以及下列)由電信產業(yè)協會(TIA)和電子產業(yè)協會(EIA)開發(fā)。在IS-95中，當使用的傳輸率小于全速率時，傳輸非連續(xù)的(脈沖類型)信號。信號被分成20ms(毫秒)長度的邏輯幀。幀被分成16個更小的部分，被稱作功率控制組。移動站解調器判定從基站接收到的每個功率控制組的能量。
在CDMA2000中，移動站需要為前向鏈路通信信道功率控制而支持內部和外部的功率控制環(huán)。移動站(MS)中的外部功率控制環(huán)判定目標Es/Ns設置值，以在每個分配的前向通信信道上取得目標誤幀率(FER)。但是，在本發(fā)明中，內部功率控制環(huán)將接收到的前向通信信道的Es/Ns與下面將要詳述的閥值作比較。這判定了在反向功率控制子信道上送到基站的功率控制比特或質量指示比特(QIB)的值。
在可變數據率情況下，減小的功率控制比特被用于判定Es。在固定數據率情況下，在該功率組的所有通信比特均用于判定Es。噪聲(Ns)從通用的導頻信道中計算。本發(fā)明中，在每個單獨的RAKE耙指上判定Es和Ns，并組合起來獲得總的Es和Ns。
一個用于單個耙指的典型的RAKE接收機結構如圖2所示。在多耙指rake結構中，提供相同(duplicate)結構。比如，對于三路或更多的多路信號，提供一個帶有三個相同結構的三耙指的rake結構，這里所有的三耙指在一個共同點相加，從而這三耙指形成了一個三多路合成器。
對于圖2中的單一耙指，一個模數轉換器(ADC)12提供了將來自于通信裝置的RF部分(圖中未示出)的輸入信號轉換成數字信號，這是眾所周知的。每個RAKE耙指輸入送到一個數字合成器，與一個復數因子相乘，以將通信和導頻信號分成了一個通信通道(上)和導頻通道(下)。在合成器16上，沃爾什函數作用于通信信號，累加20集成了輸入信號的N個片。同樣，導頻通道在預定數目(比如64)的片上提供了累加20。如下進一步描述，在通信通道，量化器22輸出通信數據符號(QT)26作為量化后的通信數據，在量化器24輸出導頻符號(QP)28從而產生導頻信號。一個信道估計器30對導頻符號28進行操作，接下來，一個復共軛函數32通過延遲34來合成導頻和通信通道，然后在量化器38之前的36相乘。在QT點，非旋轉通信或PCB比特被提取用于符號能量計算，而噪聲估計則利用在QP點提取的量化后的導頻符號。輸出C40提供一個可稱作Finger_I(如Finger_1)的信號。一個與圖2完全相同的結構被提供來用作Finger_2 ，依此類推。通信數據QT(26)從RAKE接收機10的每個耙指中流出(tap)，用于功率控制比特和通信比特的Es能量計算。如圖1所述，將數據的總符號能量與第一和第二預定閥值相比較，下面將詳細描述。
RAKE接收機之所以這么命名是因為它將來自于耙指的所有多路作用(contribution)抓聚(rake)在一起，使用分集(diversity)的形式來收集來自于不同的接收信號路徑(即不同的信號射線(ray))的信號能量。分集提供了冗余通信信道，這樣，即使一些信道衰減了，依然可以在未衰減的信道上通信。比如，接收到的無線電信號通過下面方法解調將其與余弦和正弦波混合，并在RF接收機1中過濾信號，產生I和Q采樣值。一個CDMA RAKE接收機通過單獨使用關聯方法檢測多路回聲信號，并將它們代數相加(相同符號相加)，從而抵制衰減。而且，為了避免符號間的干擾，在各自檢測到的回聲之間插入時間延遲，這樣使它們再次同步。
現在這個移動站的實施例使用了“耙指鎖(lock)”機制來從決策邏輯中排除掉不可靠的功率控制。RAKE抽頭的輸出與適當的權重相組合。接收機通過放置具有適當加權和組合的足夠能量的RAKE抽頭輸出，搜索最早的射線，從而使接收到的信噪比和信擾比最大化。在每個RAKE接收機的耙指上，解調的信號能量與一個閥值相比較，該閥值代表需可靠使用來自該耙指的功率控制數據而需要的最小能量。
一般來說，RAKE接收機裝置檢測來自多路信號中信號的偽噪聲(PN)碼的相位，其中多路信號在與多條路徑數字上分別對應的獨立解調器中解調。信號序列與在不同時間延遲接收到的信號的相關值通過在期待時間延遲(dt)時流出的延遲線，該期待的時間是在接收到的回聲之間。解調后從接收機得到的結果在一個混合器中結合到一起以提取出希望的時序信息和解調數據。
對于可變幀率數據來說，僅僅通過使用在前向通信信道穿孔的功率控制比特來判定通信Es。對于固定率，Es通過所有的通信比特來判定。Espcb僅僅通過使用在前向通信信道穿孔的功率控制比特來判定。對于可變和固定速率幀的Es判定的實施分別如圖3和4所示。圖3表示對可變率幀的每耙指的通信信道能量(Es)，這里ITraffic(k)+jQTraffic(k)=Σchip=1NchipITraffic(chip)+jQTraffic(chip),]]>PCBit表示在一個功率控制組(PCG)中的功率控制符號數。Nchip和TRAF_NCHIP都是在一個通信符號中的片數。在CDMA2000中，這可以是變化的(32，64，128等)。EsPCBTRAF_NCHIP是在一個功率控制組中所有PCB符號的符號能量平均。Estraf是由所有的通信符號判定的。圖4表示用于固定幀的每耙指的通信信號能量(Es)。NUMPCGSYM是在一個功率控制組中的符號數。EsPCBTRAF_NCHIP是在一個功率控制組中所有通信和PCB符號的符號能量平均。寫在下標位置的TRAF_NCHIP用于注明這些符號具有TRAF_NCHIP片那么長(可變)的延續(xù)期。對是否使用可變或固定率測量信號能量(圖4或圖5)的判定是取決于是專用信道，F-DCCH還是基本通信信道F-FCH，也取決于無線電配置(RC)?？蛇x地，兩個電路可以從通信或PCB符號能量中減去瞬時噪聲功率。
內環(huán)能量用于計算總Es/Ns的前向功率控制的實施，使用非旋轉通信符號來為導頻符號作Es估計，從而估計噪聲功率密度，也就是說，在QP點的導頻符號被用于噪聲功率密度的估計Ns。噪聲功率估計是通過使用圖5中固定點實施所示的1抽頭高通濾波器70來進行的。此法中，延遲的導頻符號在72處從其自身中減去，以計算預期的每符號的噪聲功率，Ns=E{|n(k)|2}=1NΣk=1N|n(k)|2]]>其中n(k)＝x(k)-x(k-delay)延遲＝1導頻符號延續(xù)時間和一(1)符號復數延遲塊74，并且在Ts＝Nchip/1.2288 Mhz，x(k)=Ipilot(k)+jQpllot(k)=Σchip=1NchipsI(chip)+jQ(chip),]]>其中，Ts是符號延續(xù)時間，可由Nchips(每符號的片數)除以每秒的片數(片率)來計算。由于CDMA2000的Nchips可變，符號周期也可變。
優(yōu)選的是Ns在64片導頻片上計算，其中Espcb和Estraf在沃爾什長度(Nchip＝8，16，32，64或128片)上計算。這可以通過在每個功率控制組(PCG)中的集成/轉儲累加器76來實現。在導頻信道上對噪聲計算進行縮放78，從而計算出正確的Es/Ns來歸一化噪聲功率對通信符號周期的比值。縮放因子是Nchip/64。
EstrafNs=EsPCBtraf_NchipNs·1Nchip64]]>實例使用5個檢測例作為仿真性能對比的一部分。使用2個AWGN例，一個1路瑞利，30km/hr多普勒(1-path Rayleigh with 30km/hrDoppler)，一個2路瑞利，8km/hr多普勒(2-path Rayleigh with 8km/hrDoppler)，和一個3路瑞利，100km/hr多普勒(3-path Rayleigh with 100km/hr Doppler)，這些都是本領域已知的。所有操作都使用F-DCCH通信仿真，使用的無線電配置3(RC3)為9600 bps的數據率，1900MHz的載波頻率且沒有偏移，每符號64片的沃爾什長度，-7dB的導頻Ec/Ior，20個用戶，一個4比特有限精確度的ADC，這些也都是本領域已知的。這些仿真例列在表1中作為參考。
表1運行的仿真測試

這里，AWGN是平均高斯白噪聲，Ec是在基站天線的每片的能量，Ior是在基站天線處測量的總信號功率譜密度，Ioc是在移動站天線處測量的總信號功率譜密度，FER是目標誤幀率。仿真在5個測試例中的每個中運行，一次伴隨著在給定的信號Ec/Ior水平上傳輸的F-DCCH通信，一次伴隨著歸零(zero out)的F-DCCH通信比特。所有參數例都接近于可接受的FER的極限，從而達到使用的算法的性能極限邊界。
除了通常的CDMA-2000仿真參數，還有圖1中步驟1和步驟2所示的兩個F-DCCH閥值。兩個閥值必須在估計性能之前首先判定。這通過運行上面例1-5的仿真碼并收集統計分布的結果來執(zhí)行。首先，判定第一閥值(閾值1)的最優(yōu)范圍。在其已知之后，步驟1如下式所示1NpcgΣpcg=1Npcg(Σi=1NpathEspcb,iNsi)-(Npath-1)E[NspcbNs]≤Thr_1]]>這里，Npcg是每幀的功率組數(典型為16)，Npath是多路徑的數目，Nsi是對應于鎖定的耙指(即接收具有足夠功率的信號的耙指)的每個分路的噪聲符號功率采樣。E[]是PCB比特中每符號的噪聲功率的期望值Nspcb相對于如從導頻信道中估計出的每符號噪聲功率Ns的比值。執(zhí)行該運算可以算出在每個幀中所有功率控制組的PCB比特對噪聲功率的平均最大組合能量。另外，該計算結合了所有功率控制組的每條多路徑的SNR比率。其用來與閥值1相比較。出于仿真的目的，所有PCB比特的能量在步驟1中加在一起。例如，在9600 bps的RC＝3中，每PCG(功率控制組)有4個PCB符號(或2個I，Q符號)。
在仿真中，通過使用應用在圖5的導頻信道的高通濾波器方法，來計算噪聲估計值。上述的第二術語是當不止一個通道相加時的歸一化校正，包括減去PCB比特中的每符號的噪聲功率相對于每符號的導頻信道噪聲功率估計值的期望比值。Nspcb和Nstraf(如下)分別是PCB和通信符號的噪聲估計值，從沒有信號的信道中獲得。通過使用單路AWGN例I，從仿真平臺中得到E(Nspcb/Ns)經驗值。
對于單路情形，判定選擇1.375-1.5(1.38-1.76dB)作為閥值1的最優(yōu)Espcb/Ns范圍。選擇Espcb/Ns閥值＝1.375導致需要更多基站功率，對于例1，2，3分別是9％，14％，4.7％。為了歸一化2路和3路的情形(各自的值一和值二)，乘以E[Nspcb/Ns]≌0.9倍，然后從概率分布中減去相乘的結果。注意E[Nspcb/Ns]是期望的噪聲功率，其可以用PCB比特除以從導頻變量中估計出的噪聲功率而估計出。當沒有數據信號時，E[Nspcb/Ns]可以從E[Espcb/Ns]中獲得。1，2，3路的Espcb/Ns閾值最優(yōu)范圍就保持在1.375-1.5，如圖6，圖6表示出例1(曲線80)，2(曲線82)，3(曲線84)和5(曲線86)的Espcb/Ns的累積概率。
本發(fā)明的一個新穎點在于第二步(圖1中的步驟2)，其檢測出在當前幀中F-DCCH信道上是否有通信能量。一種現有技術的方法由下式計算通信比特對PCB比特的能量比值116Σpcg=116((Σi=1NpathEstraf,i)/(Σi=1NpathEspcb,i))<Thr_2]]>其中總和是基于所有鎖定的耙指和每幀的16個功率控制組，每次除法發(fā)生在每個PCG的末端。
第二種現有技術的方法對其進行了修改，獲得了被PCB對噪聲SNR的比值所除的通信對噪聲SNR的最大組合比值。如下式||Σi=1Npath(Σpcg=116Estraf,iΣpcg=116Nsi)||/||Σi=1Npath(Σpcg=116Espcb,iΣpcg=116Nsi)||<Thr_2]]>在這里，判定當前F-DCCH幀上是否有通信傳輸取決于下面的方法累加在一個幀上平均的通信符號中的能量和噪聲的最大組合比值，再除以累加的一個幀上平均的PCB比特中的能量和噪聲的最大組合比值。共有9個單獨的寄存器用于累加每個支路的功率，從而得到3個分離耙指中每一個上的PCB功率，通信功率和噪聲功率。除法運算在幀的末端進行。這需要附加的硬件并且計算復雜。
與之相反的是，本發(fā)明在所有幀上累加通信符號中的能量對噪聲的最大組合比值。這僅僅包括了上述方程的第一個部分，從而使計算復雜度減為一半。只需要6個寄存器來累加3條通信和噪聲路徑的功率。最多有3個除法運算發(fā)生在每幀的末端，因此節(jié)省了硬件和計算量。如步驟1(圖1)中介紹的同樣的歸一化校正應用在包括多于1條路徑的情形中，得到了下面的式子||Σi=1Npath(Σpcg=1NpcgEstraf,iΣpcg=1NpcgNsi)||-(Npath-1)E[NSpcbNs]<Thr_2]]>因此，為1路情形使用第二種現有技術方法，Thr_2的最佳SNR值在0.633-0.667的范圍內(-2dB至-1.76dB)。檢測一個隨機幀(CRC可能好也可能壞)的Thr_2置為0.667dB的概率大約為96％，而錯誤的報警概率為8.9％。另外，多路情形縮放需要與在單路情形中使用的不同的閥值。對于3路瑞利衰減，Thr_2的最佳設置值為0.800(-0.97dB)，其中檢測概率為83.4％，錯誤報警概率為10.1％。
與之相反的是，使用本發(fā)明的方法，單個閥值2可用于1路和3路的情形。在所有情形中，1.15的Thr_2最佳值能導致好于98％的檢測概率，少于1％的錯誤報警概率。同時Thr_2有一個相對寬的1.05-1.20的范圍值，其中檢測概率保持在95％以上，錯誤報警概率保持在5％之下。這就使本發(fā)明對于在實施移動站使用的算法時可能招致的測量或數值近似上的誤差具有魯棒性。
總之，從表2和3所示的列表結果中可知，使用通信信號對噪聲功率的最大組合比值Estraf/Ns，是一種高可靠度地判定在間歇傳輸期間CDMA F-DCCH信道上是否存在通信信號的有效方法。與現有技術中使用Estraf/Espcb相比，它具有更好的結果。仿真模型演示的情形是典型的需要進行前向功率控制的高FER環(huán)境。另外，所需的計算可在一個簡單的硬件實施中提供。
通過適當選取歸一化縮放因子，同樣的Estraf/Ns閥值可獨立于多路徑的數目而使用。同時閥值也有一個寬的范圍，使本發(fā)明魯棒地運行。最后，基于Estraf/Ns的比值而選擇Thr_2，使第二個閥值與第一個Espcb/Ns閥值相分離。能相互獨立是閥值的一個優(yōu)點，因為其允許計算更少的閥值，并且如果閥值1碰巧發(fā)生變化，也無需重新計算閥值2。
表2第二種現有技術方法的性能總結

表3本發(fā)明的性能總結

可見，本發(fā)明相對與現有技術的優(yōu)點在于其對環(huán)境條件的敏感度降低，并在更大和恒定的第二閥值(閥值2)范圍內提高了性能。
雖然在上面闡述了前述實施例，本領域的技術人員容易理解到，所描述的發(fā)明可應用在所描述的實施例的范圍之外。因此，希望由所附權利要求對包括這樣的預期替換、修改和變化在內的本發(fā)明的保護范圍進行限定。
權利要求
1.一種用于在擴頻通信系統中的前向功率控制的方法，包括下列步驟從接收機輸入數據；提供誤差校驗以判定哪個數據是錯誤的；判定來自所述提供步驟的數據中的功率控制比特和通信比特的能量級；比較所述功率控制比特的能量級和第一預定閥值，如果所述功率控制比特的能量級小于所述第一預定閥值，則表明需要增加前向功率并返回到所述輸入步驟；比較所述通信比特的能量級和第二預定閥值，如果所述通信比特的能量級小于所述第二預定閥值，則表明需要減少前向功率，反之則表明需要增加前向功率。
2.如權利要求1所述的方法，其中所述輸入步驟包括，所述數據為數據幀中的符號，所述提供步驟包括，所述誤差校驗為判定幀錯誤的CRC校驗。
3.如權利要求1所述的方法，其中所述判定步驟包括判定功率控制比特和通信比特的信噪比。
4.如權利要求1所述的方法，其中所述輸入步驟包括從前向專用控制信道輸入數據，所述接收機是具有通信和導頻路徑的RAKE接收機。
5.如權利要求4所述的方法，其中所述輸入步驟包括具有非連續(xù)通信傳輸的F-DCCH。
6.如權利要求4所述的方法，其中所述判定步驟包括判定在所有鎖定的接收機耙指和功率控制組上的所述功率控制比特的信噪比Espcb/Ns，減去功率控制比特的每符號的噪聲功率的期望比值的歸一化校驗，所述歸一化校驗是通過除以輸入數據的導頻信道的每符號的噪聲功率而得到的。
7.如權利要求4所述的方法，其中所述判定步驟包括判定在所有鎖定的接收機耙指和功率控制組上的所述通信比特的信噪比Estraf/Ns，減去功率控制比特的每符號的噪聲功率的期望比值的歸一化校驗，所述歸一化校驗是通過除以輸入數據的導頻信道的每符號的噪聲功率而得到的。
8.如權利要求4所述的方法，其中所述判定步驟包括，分別從取自通信路徑的非旋轉功率控制比特和通信比特中得到所述功率控制和通信比特能量，所述功率控制和通信比特都除以從接收機的導頻路徑中得到的噪聲功率密度的估計值，從而為所述功率控制和所述通信比特提供每噪聲功率密度的比特能量。
9.如權利要求8所述的方法，其中所述判定步驟包括根據通信沃爾什長度對所述噪聲功率密度進行縮放。
10.如權利要求1所述的方法，其中所述第二比較步驟包括閥值比較||Σi=1Npath(Σpcg=1NpcgEstraf,iΣpcg=1NpcgNsi)||(Npath-1)E[NspcbNs]<Thr_2]]>其中Npcg是每幀的功率組數，Npath是多路徑的數目，Nsi是用于與鎖定的耙指對應的每支路的噪聲符號功率采樣值，E[Nspcb/Ns]是在PCB比特中每符號的噪聲功率Nspcb相對于從導頻信道中估計出的每符號的噪聲功率Ns的比值的期望值。
全文摘要
一種擴頻通信系統，其中通過功率控制減輕了接收到的信號波動。在所描述的前向功率控制的實施例中，接收到的數據被校驗以發(fā)現錯誤。當檢測到錯誤時，功率控制比特和通信比特的能量級得到了判定。功率控制比特的能量級與第一預定閥值相比較(105)，如果功率控制比特的能量級小于第一預定閥值，則請求增加前向功率(106)。另外，通信比特的能量級與第二預定閥值相比較(107)，如果通信比特的能量級小于第二預定閥值，則請求減少前向功率，反之則請求增加前向功率(108)。
文檔編號H04B7/005GK1518839SQ02812571
公開日2004年8月4日 申請日期2002年5月9日 優(yōu)先權日2001年6月21日
發(fā)明者戴維·扎夫, 戴維 扎夫, 勒-卡迪爾 丁克, 阿卜杜勒－卡迪爾·丁克 申請人:摩托羅拉公司