本發(fā)明涉及電子技術，具體地，涉及一種基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路。

背景技術：

在回轉機械的振動和噪聲信號的測試中，對勻速轉動的情況一般采用等時間間隔采樣并進行常規(guī)譜分析。但在轉速變化過程中，則等時間間隔采樣會使得頻譜圖上的頻率分量變得模糊。為此，必須采用等回轉角采樣序列來分析信號，即所謂的階比分析。

假設對回轉機械每回轉一周的采樣次數為E_S，根據階比采樣定理，為避免混疊，在階比采樣前必須信號中濾除E_S/2以上階次的成分。顯然，若采用一般的定截止頻率低通濾波方式，當轉速的變化范圍較大時，則會帶來以下問題：在某一截止頻率下，低速時，在E_S/2附近可能出現混疊；高速時，則又可能濾掉了感興趣的信號充分。因此最佳的濾波方式是使濾波器的截止頻率f_c隨轉速線性變化，即：

f_c＝f_nE_c (1)

式中，f_n為旋轉機械的轉速所對應的頻率，E_c為截止階次。這種濾波器稱為階比濾波器。

技術實現要素：

針對現有技術中的缺陷，本發(fā)明的目的是提供一種基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路。

根據本發(fā)明提供的基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路，包括控制信號輸入端、第一電阻開關串聯模塊、第二電阻開關串聯模塊、第三電阻開關串聯模塊、電容C₁、電容C₂以及運放；

其中，第一電阻開關串聯模塊的一端一方面通過第二電阻開關串聯模塊連接所述運放的反相輸入端，另一方面通過第二電阻開關串聯模塊連接所述運放的輸出端；

電容C₁的一端接地，另一端連接所述第一電阻開關串聯模塊的一端；電容C₂的一端連接所述運放的反向輸出端，另一端連接所述運放的輸出端；

所述運放的同相輸入端接地；控制信號輸入端連接第一電阻開關串聯模塊中開關S1的控制端、第二電阻開關串聯模塊開關S2的控制端、第三電阻開關串聯模塊開關S3的控制端，用于控制第一電阻開關串聯模塊中開關S1、第二電阻開關串聯模塊開關S2、第三電阻開關串聯模塊開關S3的通斷。

優(yōu)選地，所述第一電阻開關串聯模塊包括電阻R₁、開關S1；所述第二電阻開關串聯模塊包括電阻R₂、開關S2；所述第三電阻開關串聯模塊包括電阻R₃、開關S3；

其中，所述電阻R₁的一端連接開關S1的一端，開關S1的另一端連接開關S2的一端，開關S2的另一端連接電阻R₂的一端，電阻R₂的另一端連接所述運放的反相輸入端；

電阻R₃的一端連接所述開關S1的另一端，另一端連接開關S3的一端，開關S3的另一端連接所述運放的輸出端；

電容C₁的一端接地，另一端連接所述開關S1的另一端。

優(yōu)選地，所述第一電阻開關串聯模塊包括電阻R₁、開關S1；所述第二電阻開關串聯模塊包括電阻R₂、開關S2；所述第一電阻開關串聯模塊包括電阻R₃、開關S3；

其中，所述電阻R₁的一端連接開關S1的一端，另一端連接開關S2的一端；開關S2的另一端連接電阻R₂的一端，電阻R₂的另一端連接所述運放的反相輸入端；

電阻R₃的一端連接所述電阻R₁的另一端，另一端連接開關S3的一端，開關S3的另一端連接所述運放的輸出端；

電容C₁的一端接地，另一端連接所述電阻R₁的另一端。

本發(fā)明提供的基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路制造方法，包括如下步驟：

步驟S1：選定參數n，確定全導通頻率f_T或全導通角頻率ω_T，其中，開關控制信號的頻率為被積分信號頻率的n倍；

步驟S2：確定運放的型號；確定各電容和各電阻值，使得品質因數直流放大倍數

步驟S3：根據被濾波信號頻率f_n確定脈寬調制控制信號的周期T；脈寬調制控制信號的周期其中，導通時間為

優(yōu)選地，步驟S2包括如下步驟：

步驟S201：選定C₂；

步驟S202：令參數k＝2πf_TC₂；

步驟S203：確定各電容和各電阻值，C₁＝4Q²(1+A)C₂，

與現有技術相比，本發(fā)明具有如下的有益效果：

1、本發(fā)明電路具有階比濾波功能，只需普通運放和電阻電容即可完成電路設計；

2、本發(fā)明電路的輸入信號范圍僅決定于運放的工作電壓，如運放的工作電壓為±15V，則輸入信號范圍接近±15V；

3、本發(fā)明結構簡單、設計方便。

附圖說明

通過閱讀參照以下附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點將會變得更明顯：

圖1為本發(fā)明中基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路的一種結構示意圖；

圖2為本發(fā)明中基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路的另一種結構示意圖。

具體實施方式

下面結合具體實施例對本發(fā)明進行詳細說明。以下實施例將有助于本領域的技術人員進一步理解本發(fā)明，但不以任何形式限制本發(fā)明。應當指出的是，對本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進。這些都屬于本發(fā)明的保護范圍。

如圖1所示，本發(fā)明在多重反饋低通濾波電路中嵌接了三個模擬電子開關S1、S2和S3。開關S1、S2和S3可以通過在控制信號輸入端C加入控制信號來控制其打開或閉合。在本發(fā)明中，假定在C端接邏輯高電平，開關閉合，而在C端接邏輯低電平，開關斷開。

本發(fā)明提供基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路的工作原理為：本發(fā)明通過在控制端C輸入合適的脈寬調制信號，控制模擬電子開關S1、S2和S3的通斷，改變電阻R₁、R₂、R₃的等效值，從而改變電路的輸入輸出特性。如圖1所示，在C端輸入周期為T的控制信號，在一個周期中開關閉合的時間為T_T，T_T為根據需要而設計的固定值，則在周期T內電阻R₁的等效平均值為R_1e

$R_{1e}=\frac{T}{T_T}{R}_1---\left(1\right)$

式中，T_T為開關控制導通的時間，固定；T為開關控制信號的周期。假為使得在一個周期內反饋電阻的等效值盡量恒定，取開關控制信號的頻率為被積分信號頻率的n倍，根據試驗結果，一般取n>100。則有

$R_{1e}=\frac{T}{T_T}{R}_1=\frac{n/T_T}{n/T}{R}_1=\frac{f_T}{f_c}{R}_1=\frac{{\mathrm{\ω}}_T}{{\mathrm{\ω}}_c}{R}_1---\left(2\right)$

式中，f_c為階比截止頻率，ω_c為階比截止角頻率，f_T、ω_T稱為全導通頻率、全導通角頻率，為固定值。顯然，當信號頻率為f_T時，R_1e即為R₁。

類似地，R₂、R₃的等效值分別為R_2e、R_3e

$R_{2e}=\frac{{\mathrm{\ω}}_T}{{\mathrm{\ω}}_c}{R}_2,R_{3e}=\frac{{\mathrm{\ω}}_T}{{\mathrm{\ω}}_c}{R}_3---\left(3\right)$

由上面分析可得圖1電路的輸入輸出特性H(s)為

$H\left(s\right)=\frac{U_o\left(s\right)}{U_i\left(s\right)}=-\frac{\frac{1}{R_{1e}{R}_{2e}{C}_1{C}_2}}{s^2+\left(\frac{1}{R_{1e}{C}_1}+\frac{1}{R_{3e}{C}_1}+\frac{1}{R_{2e}{C}_1}\right)s+\frac{1}{R_{2e}{R}_{3e}{C}_1{C}_2}}=-\frac{{\mathrm{A\ω}}_0^2}{s^2+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{Q}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}---\left(4\right)$

由式(4)可知，圖1電路具有低通特性，且截止頻率ω₀為

${\mathrm{\ω}}_0=\sqrt{\frac{1}{R_{2e}{R}_{3e}{C}_1{C}_2}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{{\mathrm{\ω}}_T}\sqrt{\frac{1}{R_2{R}_3{C}_1{C}_2}}---\left(5\right)$

品質因數Q為：

$Q=\frac{\sqrt{\frac{1}{R_{2e}{R}_{3e}{C}_1{C}_2}}}{\frac{1}{R_{1e}{C}_1}+\frac{1}{R_{3e}{C}_1}+\frac{1}{R_{2e}{C}_1}}=\frac{\sqrt{\frac{C_1}{R_2{R}_3{C}_2}}}{\frac{1}{R_1}+\frac{1}{R_3}+\frac{1}{R_2}}---\left(6\right)$

直流放大倍數A為：

$A=\frac{R_{2e}{R}_{3e}{C}_1{C}_2}{R_{1e}{R}_{2e}{C}_1{C}_2}=\frac{R_3}{R_1}---\left(7\right)$

如果取則截止頻率、品質因數、直流放大倍數分別為

${\mathrm{\ω}}_0={\mathrm{\ω}}_c,Q=\frac{\sqrt{C_1/C_2}}{\sqrt{R_2{R}_3/R_1^2}+\sqrt{R_2/R_3}+\sqrt{R_3/R_2}},A=\frac{R_3}{R_1}---\left(8\right)$

由式(8)可知，圖1電路的直流放大倍數A與品質因素Q不隨被階比截止頻率ω_c發(fā)生變化，為固定值。電路的截止頻率可隨階比截止頻率變化而變化，因此圖1電路具有階比濾波的功能。

本發(fā)明提供的基于開關調制的多重反饋型階比濾波電路制造方法按照如下步驟進行設計：

(1)選定參數n，確定全導通頻率或全導通角頻率f_T、ω_T。全導通頻率決定了電路的最大截止頻率。

(2)確定運放的型號，按照使用的用途選擇合適運放，其選用規(guī)則可采用通用的運放選擇規(guī)則。確定各電容和各電阻值，使?jié)M足

元件參數的確定方法為：

1)選定C₂

2)令k＝2πf_TC₂

3)計算元件參數：

$C_1=4Q^2(1+A)C_2,R_1=\frac{1}{2kAQ},R_2=\frac{1}{2(A+1)kQ},R_3=\frac{1}{2kQ}$

(3)根據被濾波信號頻率f_n確定脈寬調制控制信號的周期T。脈寬調制控制信號的周期其中導通時間為

在一個更為具體的實施例中，某轉子的最高工作轉速為30000r/min，對應的旋轉頻率為500Hz，取截止階次為E_c＝2，轉子工作在15000r/min。試采用本發(fā)明電路設計階比濾波電路，設計指標為：電路的截止頻率隨轉子旋轉頻率變化，品質因數為0.5，直流放大倍數為2。

設計：

(1)由于f_max＝500Hz，截止階次為E_c＝2，因此電路的最大截止頻率為f_T＝f_max×E_c＝(500×2)Hz＝1000Hz。取n＝100。

(2)選定運放為AD711，選取C₂＝0.01μF，經計算得：k＝6.2832×10^-5。其余元件參數經計算為C₁＝0.03μF、R₁＝7.9577kΩ、R₂＝5.3052kΩ、R₃＝15.915kΩ。將元件圓整到標稱值：C₁＝0.033μF、C₂＝0.01μF、R₁＝8.2kΩ、R₂＝5.1kΩ、R₃＝16kΩ。

按照標稱值進行核算，計算得到

$A=\frac{R_3}{R_1}=1.95,f_T=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{R_2{R}_3{C}_1{C}_2}}=970Hz$

$Q=\frac{1}{\sqrt{R_2{R}_3{C}_1{C}_2}}{(\frac{1}{R_1{C}_1}+\frac{1}{R_3{C}_1}+\frac{1}{R_2{C}_1})}^{-1}=0.53$

(3)轉子工作在15000r/min，對應的頻率為250Hz，脈寬調制控制信號的周期其中導通時間為

以上對本發(fā)明的具體實施例進行了描述。需要理解的是，本發(fā)明并不局限于上述特定實施方式，本領域技術人員可以在權利要求的范圍內做出各種變形或修改，這并不影響本發(fā)明的實質內容。