本發(fā)明總體上涉及射頻(RF)功率放大器，更具體地，涉及在寬帶多模多頻帶放大器模塊中的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。

背景技術(shù)：

近來，由于新的無線通信技術(shù)，對超寬帶RF功率放大器的需求已經(jīng)顯著增加，尤其是在移動應(yīng)用中所使用的收發(fā)器中。因此，需要一種單個多模多頻帶功率放大器模塊，該模塊可以支持諸如寬帶碼分多址(WCDMA)、全球移動通信系統(tǒng)(GSM)、通信、增強型數(shù)據(jù)速率GSM演進(EDGE)以及長期演進(LTE)技術(shù)的通信技術(shù)。然而，獲得用于多模多頻帶無線電的高性能寬帶RF功率放大器是困難的，尤其是諧波抑制。

諧波抑制是通過限制由RF功率放大器的非線性(主要是由于失真)引起的非線性諧波的發(fā)射來確保多用戶通信的一個重要性能標(biāo)準(zhǔn)。

對二次諧波的抑制對于寬帶RF功率放大器來說是最重要的，因為二次諧波具有與工作頻帶最接近的頻率空間，并且在所有諧波音調(diào)中具有強功率。例如，當(dāng)功率放大器的帶寬覆蓋1.5GHz到2.7GHz時，最低的二次諧波處于3GHz，這給輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)帶來了困難的設(shè)計問題。在2.7GHz處的最高帶內(nèi)信道應(yīng)具有低插入損耗，而在3GHz處的最低二次諧波應(yīng)具有來自輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的高抑制。這需要用于提供足夠的二次諧波抑制(通常比載波(dBc)好30分貝)同時不影響帶內(nèi)操作的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計。

圖2示出了通過多鏈拓?fù)鋵崿F(xiàn)必要的二次諧波抑制要求的多頻帶功率放大器的現(xiàn)有技術(shù)。兩個功率放大器201和203被獨立地設(shè)計，以在窄的頻帶A和頻帶B中提供二次諧振抑制。相比于單個寬頻帶功率放大器，此多鏈架構(gòu)需要與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)202和204相連接的開關(guān)205。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)202和204被設(shè)計為使得在每個窄的頻帶A和B處實現(xiàn)二次諧波抑制。相比于用于寬頻帶功率放大器的單個OMN，用于多鏈架構(gòu)的OMN 202和204的設(shè)計要求的挑戰(zhàn)性較低，但是總體電路更為復(fù)雜且更大型。

圖3示出了另一現(xiàn)有技術(shù)的多頻帶功率放大器，其使用可重新配置的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)二次諧波抑制。當(dāng)開關(guān)304斷開時，具有輸入匹配網(wǎng)絡(luò)(IMN)301和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(OMN)303的多頻帶功率放大器302為頻帶A提供阻抗匹配和諧波抑制。當(dāng)功率放大器302針對頻帶B工作時，OMN 305在開關(guān)304接通的情況下與303結(jié)合，從而實現(xiàn)用于頻帶B的阻抗匹配和二次諧波抑制。這種可重新配置的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的缺點是開關(guān)304。雖然該開關(guān)使得能夠?qū)崿F(xiàn)針對每個單頻帶優(yōu)化的可重新配置的輸出匹配，但是來自開關(guān)的插入損耗可以顯著地降低具有額外成本和復(fù)雜性的整個多模功率放大器的功率效率。

圖4示出了另一現(xiàn)有技術(shù)的多頻帶功率放大器，其在功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中利用多個帶阻濾波器實現(xiàn)二次諧波抑制。濾波器401包括一個寬帶低通濾波器和四個帶阻濾波器(410、420、430和440)。每個帶阻濾波器是串聯(lián)LC回路。每個帶阻濾波器在阻帶處的帶寬由回路的Q確定。對于低插入損耗，回路Q應(yīng)較高，進而降低阻帶帶寬。

二次諧波所需的抑制頻帶是2x(fH-fL)，其比通帶帶寬(fH-fL)寬兩倍。因此，對于寬帶多模操作，單個帶阻濾波器無法提供超過2x(fH-fL)的阻帶帶寬。相反，需要以不同頻率諧振的幾個帶阻濾波器，以提供寬阻帶帶寬，這導(dǎo)致來自輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中的附加無源元件的大插入損耗和大尺寸。

總的來說，多個帶阻濾波器的功率效率降低以及增加的成本和面積需求是現(xiàn)有技術(shù)的寬帶多模功率放大器的主要缺點。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的實施方式提供了一種用于具有諧波抑制的寬帶功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。具體地，該匹配網(wǎng)絡(luò)使用寬帶諧波陷波器來改善二次諧波的抑制，該寬帶諧波陷波器可以與用于寬帶功率放大器的寬帶輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進行組合。與現(xiàn)有技術(shù)相比，諧波陷波器基于使用相對少量元件的帶阻濾波器來實現(xiàn)寬帶功率放大器的給定阻帶衰減和阻帶帶寬。

因為僅需要少量的附加元件來實施諧波陷波器，所以與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的一個主要特征是，在多鏈架構(gòu)和多個帶阻濾波器中實現(xiàn)了寬帶功率放大器的多頻帶操作的低成本和高性能。

所述實施方式不需要開關(guān)，并且功率放大器效率的降低可以比基于可重新配置的匹配網(wǎng)絡(luò)的現(xiàn)有技術(shù)小得多。由于開關(guān)的高功率處理能力和插入損耗，在功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中具有開關(guān)存在設(shè)計困難。除了效率損失問題，用于開關(guān)的控制電路還增加了設(shè)計復(fù)雜性和成本。

附圖說明

圖1是作為與本發(fā)明的實施方式所要求的二次諧波抑制相關(guān)的寬帶功率放大器的頻率的函數(shù)的增益圖。

圖2是基于多鏈架構(gòu)的現(xiàn)有技術(shù)的多頻帶功率放大器的框圖。

圖3是基于使用開關(guān)的可重新配置的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的現(xiàn)有技術(shù)的多頻帶功率放大器的框圖。

圖4是具有用于寬帶功率放大器的多個窄帶諧波濾波器的現(xiàn)有技術(shù)的寬帶輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的示意圖。

圖5是根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的寬帶諧波陷波器的示意圖。

圖6是作為圖5的寬帶諧波陷波器的增益的函數(shù)的頻率響應(yīng)的曲線圖。

圖7是根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的寬帶諧波陷波器的示意圖。

圖8是具有常規(guī)寬帶輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶功率放大器的示意圖。

圖9是根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的用于寬帶功率放大器的寬帶諧波陷波器的示意圖。

圖10是作為具有和不具有寬帶諧波陷波器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的增益的函數(shù)的頻率響應(yīng)的曲線圖。

具體實施方式

本發(fā)明的實施方式提供了一種用于具有諧波抑制的寬帶功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。特別關(guān)注的是移動應(yīng)用中所使用的收發(fā)器中的功率放大器，例如，蜂窩電話。

圖1示出了與二次諧波抑制相關(guān)的寬帶功率放大器的功率增益的典型要求。最低帶內(nèi)頻率(fL)與最低二次諧波頻率(2x fL)(其是最低帶內(nèi)頻率的二倍)相關(guān)。對于覆蓋寬頻率范圍的多模多頻帶功率放大器模塊，最高帶內(nèi)頻率(fH)通常非常接近現(xiàn)代手持電話的最低二次諧波頻率(2x fL)。因此，對于提供優(yōu)于30dBc的抑制，具有功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計是非常有挑戰(zhàn)性的。

圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的寬帶諧波陷波器500。出于輸出匹配和諧波抑制的目的，該陷波器從六階帶阻濾波器進行優(yōu)化。

寬帶諧波陷波器包括分路電容器530和第一諧振回路510以及第二諧振回路520。第一回路510包括并聯(lián)L(511)C(512)電路，并且第二回路520包括串聯(lián)L(521)C(522)電路。并聯(lián)和串聯(lián)LC電路連接到共用輸入端，例如晶體管501。并聯(lián)LC電路的輸出端連接至負(fù)載并經(jīng)由分路電容器接地。負(fù)載可以包括天線。并且并聯(lián)LC 520電路的輸出端經(jīng)由電容器530接地。

常規(guī)六階帶阻濾波器具有附加的串聯(lián)LC回路，而不是單個電容器530。常規(guī)六階帶阻濾波器對于寬帶功率放大器輸出匹配應(yīng)用具有缺點并且應(yīng)當(dāng)被修改和優(yōu)化。通帶處的衰減對于常規(guī)帶阻濾波器而言相對較低。然而，對于寬帶功率放大器操作而言，期望在高頻通帶中具有大的衰減以用于更高次諧波抑制。

另一重要問題與諧振回路510和520的Q因子相關(guān)。理論上講，諧振電路的較低Q因子提供較寬的帶寬。Q因子與串聯(lián)回路520中的電感器521的值成正比，并與并聯(lián)回路510中的電感器511的值成反比。假定多頻帶功率放大器的最低和最高通帶邊緣是如圖1所示的fL和fH，兩個回路510和520的諧振頻率約在2x fL和2x fH。這是考慮到電感器損耗通常是高頻電路實現(xiàn)中的主要損耗機制并且電感器的損耗隨頻率而增加而設(shè)置的。這些電感器和電容器的最終最佳值需要考慮寄生效應(yīng)和封裝效應(yīng)來確定，該最終最佳值通常不同于理論值。

圖6示出了作為根據(jù)本發(fā)明的寬帶諧波陷波器的增益-頻率的函數(shù)的示例性頻率響應(yīng)。通過使得并聯(lián)LC回路510的諧振頻率低于串聯(lián)LC回路520的諧振頻率，諧波陷波器的阻帶可以是寬的。分路電容器530在頻率響應(yīng)中引入所期望的特性，即高頻通帶具有比低頻通帶大的衰減，用以改進在甚至更高的頻率處的諧波抑制。

圖7示出了本發(fā)明的另一實施方式。串聯(lián)連接多個陷波器500可以增加濾波器的有效階次，這提供了對阻帶的更好抑制，雖然增加了復(fù)雜性和尺寸。

圖8示出了具有常規(guī)寬帶低通輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶功率放大器。多頻帶功率放大器包括功率晶體管801、扼流電感器802、DC阻斷電容器804，終止于天線803。通過使用若干多段LC梯形濾波器890，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)810將通常為50歐姆的系統(tǒng)阻抗轉(zhuǎn)換為在整個工作帶寬上輸出的晶體管的最佳阻抗。

該多頻帶功率放大器的主要設(shè)計挑戰(zhàn)是，很難滿足對最低頻帶的二次諧波抑制的通信標(biāo)準(zhǔn)要求，尤其是當(dāng)多頻帶功率放大器的最高通帶接近于最低通帶的二次諧波頻率時。

如果寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計為滿足二次諧波抑制要求，則濾波器的Q值變得極高，產(chǎn)生大量無源元件并導(dǎo)致大的插入損耗。為此，雖然寬帶阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)810提供低通濾波頻率響應(yīng)，但是二次諧波抑制通常不足以用于超寬帶多頻帶功率放大器。

圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的實施方式的用于多頻帶功率放大器的寬帶諧波陷波器的一個實施方式，其使用使得能夠?qū)崿F(xiàn)高功率效率的緊湊且低成本的實現(xiàn)方案來解決二次諧波抑制問題。多頻帶功率放大器包括功率晶體管901、扼流電感器902、DC阻斷電容器904，并且終止于天線903。包括分路阻抗匹配電容器911的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)910將通常為50歐姆的寬帶諧波陷波器的阻抗轉(zhuǎn)換為在整個工作頻率范圍(fL～fH)內(nèi)功率晶體管901的最佳負(fù)載阻抗。

諧波陷波器500嵌入在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)910內(nèi)，用于2fL～2fH上的諧波抑制。電感器511和電容器530用于工作頻帶內(nèi)的寬帶阻抗轉(zhuǎn)換和諧波抑制二者，從而實施輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的元件數(shù)量減少。雖然上文描述了諧振回路510和520的設(shè)計，但是其值基于諸如功率效率、輸出功率、增益平穩(wěn)度以及線性的性能要求來確定。陷波器500的輸出端經(jīng)由電感器922和電容器904連接到天線。電容器931將電感器922的輸出端接地。

圖10示出了具有(1022)和不具有(1011)本發(fā)明的寬帶諧波陷波器的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)。針對為例如1.8～2.8GHz的功率放大器工作而設(shè)計的寬帶諧波陷波器，對于1.8GHz的最低工作頻率，通過將本發(fā)明的諧波陷波器引入到寬帶輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，預(yù)期在3.6GHz處對二次諧波抑制的10-15dB的改善。

諧波陷波器的實施方式并不限于圖5和圖7所描述的特定輸出匹配電路。諧波陷波器可以與缺乏足夠的二次諧波抑制的輸出匹配電路相結(jié)合。例如，傳輸線可以以分散形式使用，以在匹配網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)中等效地表示集總電感器和電容器。