專利名稱：一種∑δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線收發(fā)機技術領域，特別涉及一種可減少Σ δ調(diào)制器量化噪聲和 壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構。
背景技術：
Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)由于能提供高的頻率分辨率、低帶內(nèi)相位噪聲和快速建立時間， 在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中得到越來越廣泛的應用。但是Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)也面臨一些挑戰(zhàn)。首先， 壓控振蕩器模塊對電源、工藝、溫度和偏置的波動非常敏感，使得實際頻率調(diào)諧范圍遠大于 設計范圍，大的VCO增益極易把其控制線上的噪聲轉變成相位噪聲，進而影響PLL的性能。 其次，這種結構引入了量化噪聲，惡化了帶外的相位噪聲性能。為了降低壓控振蕩器的增益，目前廣泛采用的是數(shù)字自校正技術，自校正技術實 際上是把VCO較寬的頻率調(diào)諧范圍分成一系列增益較小，兩兩之間有交疊的曲線。工作曲 線的切換通過算法實現(xiàn)，從而工作在較大的頻率范圍。自校正的主要局限有兩個方面，一方 面，頻率校正的精度受限于工藝上最小可實現(xiàn)電容；另外一方面，頻率調(diào)諧精度和環(huán)路的建 立時間是矛盾的，過高的頻率精度需要更長的建立時間，這限制了數(shù)字校正技術的應用范 圍。為了減小量化噪聲的影響，人們提出了一種半數(shù)字的實現(xiàn)方法，如圖1所示。該結 構包括k個分頻器、k個鑒相鑒頻器(PFD)和k個電荷泵。通過Σ Δ調(diào)制器的串行輸出來 控制k個并行的分頻器來實現(xiàn)一個內(nèi)置的有限沖激響應濾波器，從而有效降低帶外的量化 噪聲。然而，該結構的主要問題是存在k個分頻器，而分頻器是射頻鎖相環(huán)主要的消耗功耗 的模塊，這使得該結構不適合頻率較高的應用場合，限制了它的適應范圍，另外該結構存在 并行支路異步工作狀態(tài)問題。無線收發(fā)機對鎖相環(huán)頻率綜合器的噪聲性能、功耗和建立時間提出了越來越苛刻 的要求，上述因素制約了鎖相環(huán)頻率綜合器的應用，因此，迫切需要一種鎖相環(huán)頻率綜合器 的解決方案，在保持圖1中方案已有的優(yōu)良特性的同時，能有效降低鎖相環(huán)路的功耗和壓 控振蕩器的增益。

發(fā)明內(nèi)容
(一)要解決的技術問題有鑒于此，本發(fā)明的主要目的是提供一種可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振 蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構，以克服Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)帶外噪聲受限于Σ Δ調(diào)制 器量化噪聲的問題和解決過大的壓控振蕩器增益引起的噪聲放大問題，通過引入一個內(nèi)嵌 的有限沖激響應濾波器，有效削弱高頻部分的量化噪聲，降低壓控振蕩器的增益，同時保持 較低的功耗，消除異步工作狀態(tài)問題。( 二 )技術方案為達到上述目的，本發(fā)明提供了一種可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構，該結構包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電 路、壓控振蕩器、第一分頻器、第二分頻器、觸發(fā)器組和Σ Δ調(diào)制器，其中，鑒相鑒頻器組、 電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電路、壓控振蕩器和第一分頻器依次連接形成環(huán)狀結構，第二分 頻器的一端連接于觸發(fā)器組，另一端連接于壓控振蕩器與第一分頻器之間的節(jié)點，觸發(fā)器 組的一端連接于采樣電路，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點，Σ Δ調(diào)制 器的一端連接于第一分頻器，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點。上述方案中，所述觸發(fā)器組、采樣電路和壓控振蕩器一起構成了一個內(nèi)嵌的有限 沖激響應濾波器，用于削弱高頻部分的量化噪聲，降低壓控振蕩器模擬控制線的增益。上述方案中，所述觸發(fā)器組用于提供一組移位輸出的采樣信號，由k個觸發(fā)器依 次連接而成，每相鄰兩個觸發(fā)器之間差η個時鐘周期，觸發(fā)器組的輸出信號作為采樣電路 的采樣信號。上述方案中，所述Σ Δ調(diào)制器提供第一分頻器的分數(shù)分頻比，其輸入為K，時鐘信 號為第一分頻器的輸出fdiv信號，其輸出MC作為第一分頻器的輸入控制字。上述方案中，所述采樣電路包括k個支路，每個支路的開關在控制信號作用下輪 流閉合，將環(huán)路濾波器上的電壓信號作用于壓控振蕩器的模擬控制線。上述方案中，所述第一分頻器提供鎖相環(huán)路的分頻系數(shù)，其輸出分為兩路，一路作 為調(diào)制器的時鐘信號，另外一路作為鑒相鑒頻器的輸入信號。上述方案中，所述第二分頻器提供觸發(fā)器組的時鐘信號clk，elk信號的頻率至少 兩倍于fdiv信號頻率。上述方案中，所述壓控振蕩器有k個平行的輸入支路，一個輸出支路，輸出信號用 來驅(qū)動第一分頻器和第二分頻器。(三)有益效果從上述技術方案可以看出，本發(fā)明具有如下特點及良好效果1、本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相 環(huán)改良結構，采用內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，將有效削弱高頻部分的量化噪聲，因而，可 在不增加帶外相位噪聲的情況下實現(xiàn)低采樣率的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)，拓寬Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán) 的適應范圍。2、本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相 環(huán)改良結構，采用內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，分頻器數(shù)目減小了 k-2個，與圖1結構相比， 降低了電路功耗，簡化了電路設計。3、本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相 環(huán)改良結構，采用內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，其各個并行支路的相位差僅存在由延時電 路產(chǎn)生的差異，無任何附加相位差，不會導致圖1中由并行工作的分頻器產(chǎn)生的異步工作 狀態(tài)問題。4、本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相 環(huán)改良結構，采用內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，使得壓控振蕩器模擬控制線的增益降低為 傳統(tǒng)壓控振蕩器模塊的Ι/k，小的增益意味著模擬控制端對噪聲的放大減弱，有助于鎖相環(huán) 噪聲性能的優(yōu)化。


圖1是傳統(tǒng)的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲的分數(shù)鎖相環(huán)電路結構示意圖；圖2是本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)電路改良結 構的示意圖；圖3是本發(fā)明提供的壓控振蕩器結構示意圖；圖4是等效的離散時間模型；圖5是本發(fā)明中的有限沖激響應濾波器的概念圖；圖6本發(fā)明的一個實例的相位噪聲和傳統(tǒng)Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)相位噪聲的對比示意 圖。
具體實施例方式為使本發(fā)明的目的、技術方案和優(yōu)點更加清楚明白，以下結合具體實施例，并參照 附圖，對本發(fā)明進一步詳細說明。圖2示出了本發(fā)明提供的可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ 分數(shù)鎖相環(huán)改良結構。該結構包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電路、壓控振蕩 器、第一分頻器、第二分頻器、觸發(fā)器組和Σ Δ調(diào)制器，其中，鑒相鑒頻器組、電荷泵、環(huán)路 濾波器、采樣電路、壓控振蕩器和第一分頻器依次連接形成環(huán)狀結構，第二分頻器的一端連 接于觸發(fā)器組，另一端連接于壓控振蕩器與第一分頻器之間的節(jié)點，觸發(fā)器組的一端連接 于采樣電路，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點，Σ Δ調(diào)制器的一端連接 于第一分頻器，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點。觸發(fā)器組、采樣電路和壓控振蕩器一起構成了一個內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器。 觸發(fā)器組提供一組移位輸出的采樣信號。Σ △調(diào)制器的輸入為K，時鐘信號為分頻器的輸 出fPD信號，Σ Δ調(diào)制器的輸出MC作為第一分頻器的輸入控制字。觸發(fā)器組由k個觸發(fā) 器依次連接而成，每相鄰兩個觸發(fā)器之間差η個時鐘周期，觸發(fā)器組的輸出信號作為采樣 電路的采樣信號。采樣電路包括k個支路，每個支路的開關在控制信號作用下輪流閉合，將 環(huán)路濾波器上的電壓信號作用于壓控振蕩器的模擬控制線。第一分頻器提供鎖相環(huán)路的分 頻系數(shù)，其輸出分為兩路，一路作為調(diào)制器的時鐘信號，另外一路作為鑒相鑒頻器的輸入信 號。第二分頻器提供觸發(fā)器組的時鐘信號clk，elk信號的頻率至少兩倍于fdiv信號頻率。 壓控振蕩器有k個平行的輸入支路，僅有一個輸出。壓控振蕩器的輸出用來驅(qū)動第一分頻 器和第二分頻器。圖3為本發(fā)明中壓控振蕩器電路結構，由pmos交叉耦合對提供負阻，補償電感和 電容諧振回路中的能量損失。由變?nèi)荻O管構成可變電容部分。本發(fā)明采用k對相同的變 容管對，每對變?nèi)莨苡邢嗤念l率調(diào)諧范圍，對應著不同的模擬控制端?？偟念l率調(diào)諧范圍 是單對頻率調(diào)諧范圍的k倍。假如總的頻率調(diào)諧范圍是一定的，則每對變?nèi)莨軐Φ念l率調(diào) 諧范圍是總的頻率調(diào)諧范圍的Ι/k。這意味著本發(fā)明中總的壓控振蕩器的不變的前提下， 每個模擬控制端的增益變?yōu)棣?k倍，增益的減小，意味著模擬控制端的噪聲干擾減小，有利 于優(yōu)化輸出的相位噪聲性能。本發(fā)明中變?nèi)莨軐σ部捎蒻os電容構成。交叉耦合對不局限 于pmos交叉耦合對，也可以由nmos交叉耦合對構成。本發(fā)明也適應由環(huán)振構成的壓控振 蕩器，此時對環(huán)振的偏置電流的控制類似控制LC振蕩器中的變?nèi)莨艿碾妷骸?br> 第一分頻器提供反饋回路的分頻比，由多級兩模分頻器級聯(lián)而成多模分頻器或者 由單個兩模分頻器結合兩個主從計數(shù)器構成多模分頻器。當分頻器的結構是基于多級兩模 分頻器的級聯(lián)結構時，第二分頻器可以是第一分頻器中間某一個兩模分頻器的輸出。這種 情況下，兩個分頻器合并成一個分頻器，進一步降低了電路的功耗和簡化了電路設計。當?shù)?二分頻器是基于兩模分頻器結合主從計數(shù)器的結構時，第二分頻器模塊無法集成在分頻器 中，這種情況下，第二分頻器的輸入為壓控振蕩器的輸出，而第二分頻器的輸出至少為第一 分頻器輸出的兩倍以上。因為第二分頻器的輸出信號作為采樣信號對第一分頻器的輸出采 樣，為了滿足采樣定理，采樣信號的頻率要高出被采樣信號頻率的兩倍以上，另外為了減少 被采樣信號的失真，需要適當提高第二分頻器輸出信號的頻率。圖1結構中存在并行的多個鑒相鑒頻器，它們一方面共享同一個參考信號，另外 一方面則是由各自對應的分頻器產(chǎn)生各自的時鐘信號，存在信號異步問題。異步工作狀態(tài) 使得電荷泵組開啟時間以及噪聲注入時間增加，從而嚴重惡化帶內(nèi)相位噪聲性能，同時支 路間的異步引入的附加相位偏移還將影響有限沖激響應濾波器的傳遞函數(shù)。為了避免這些 性能上的惡化，需要在電路上保證并行支路處于準同步狀態(tài)，這將增加額外的電路開銷。在 本發(fā)明中，反饋支路僅有一個分頻器，觸發(fā)器組將分頻器信號延時后產(chǎn)生采樣電路的控制 信號，各支路信號的相位差僅有延時差異引起，無任何附加相位差。也就是說，對于任何一 個支路而言，其工作狀態(tài)和傳統(tǒng)Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)完全一致，不存在異步工作狀態(tài)的問題， 無需額外的電路開銷，這簡化了電路設計。本發(fā)明與圖1中傳統(tǒng)結構相比，不同之處在于反饋路徑模塊的實現(xiàn)方式，傳統(tǒng)結 構采用k個分頻器并行工作，分頻器的控制字來自Σ Δ調(diào)制器的串行輸出。而本發(fā)明中僅 僅采用2個分頻器，如果提供分頻系數(shù)的分頻器采用雙模分頻器級聯(lián)實現(xiàn)的方式，則分頻 器的數(shù)量將減少到一個。傳統(tǒng)結構中的Σ △調(diào)制器的輸出經(jīng)觸發(fā)器組延時后控制各個分 頻器，觸發(fā)器的時鐘頻率等于圖2中第一分頻器輸出頻率，每個觸發(fā)器輸出一個多比特的 用于控制分頻器分頻比的控制字。而在本發(fā)明中，觸發(fā)器的時鐘頻率為第二分頻器的輸出 頻率，至少為分頻器輸出頻率的兩倍以上，從這種意義上，本發(fā)明中的觸發(fā)器組的功耗大于 傳統(tǒng)結構觸發(fā)器組的頻率。但是，本發(fā)明中的觸發(fā)器輸出為單比特輸出，這相對傳統(tǒng)觸發(fā)器 組又降低了功耗。如果適當選擇第二分頻器的分頻比，則本發(fā)明中觸發(fā)器組消耗的功耗不 大于傳統(tǒng)結構中觸發(fā)器消耗的功耗。本發(fā)明中分頻器的數(shù)量至少減小k-2個，在壓控振蕩 器輸出頻率較高的應用場合，減少k-2個分頻器意味著減少功耗的數(shù)量是相當可觀的。圖4顯示一個等效的離散時間模型，因為多輸入壓控振蕩器增加了壓控振蕩器
增益k倍，為了保持鎖相環(huán)路開環(huán)增益不變，壓控振蕩器每一路的增益成比例下降為1/k。
這種成比例變化在圖4中反應為系數(shù)Ι/k。因此ζ域有限沖激響應濾波器的傳遞函數(shù)為 1 k-\
Η(ζ) = τΣζ~ι'η ο k. /=0圖5是有限沖激響應濾波器的概念圖，電荷泵的電流通過環(huán)路濾波器變成控制電 壓Vin，控制電壓在采樣電路的作用下，每一級延遲一個或者多個時鐘周期，形成壓控振蕩 器的k路輸入。采樣電路相當執(zhí)行一個低通的濾波，對帶外由Σ Δ調(diào)制器引起的量化噪聲 能有效地濾除。濾波函數(shù)跟每一級延時的深度以及有限沖擊響應濾波函數(shù)的級數(shù)有關。當 k增加時，意味著壓控振蕩器的增益下降，噪聲性能變好，但是版圖的復雜度會增加。延時深度不同，對應著不同的傳遞函數(shù)，對帶外的噪聲濾除效果也相應不同，根據(jù)具體應用的不同 選擇k和延時的深度。這種濾波方法不會增加直流增益，因而不會惡化帶內(nèi)噪聲，對環(huán)路的 動態(tài)特性沒有影響，相對于噪聲抵消方法，它對模擬失配不敏感，對線性度要求不高。圖6為本發(fā)明給出的一個設計實例的相位噪聲行為級仿真結果，一個是不加濾波 技術的，一個是本發(fā)明的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)結構。該設計實例輸出頻率為2568. 753MHz，k = 8，n = 1。參考頻率為2. 046MHz，帶寬為100kHz，約為參考信號頻率的1/20。，在仿真中，所 有的模塊引入了噪聲特性。，可以看出，引入有限沖激響應濾波技術后的鎖相環(huán)結構有更少 的帶外相位噪聲。這說明該濾波技術有助于抑制帶外的相位噪聲。本發(fā)明優(yōu)于傳統(tǒng)結構的鎖相環(huán)頻率綜合器，因為內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，將 有效削弱高頻部分的量化噪聲，因而，可在不增加帶外相位噪聲的情況下實現(xiàn)低采樣率的 Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)，拓寬Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)的適應范圍。本發(fā)明的第二個優(yōu)點是內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器，僅僅使用了兩個分頻器，分 頻器數(shù)目減小了 k-2個，與圖2傳統(tǒng)結構相比，降低了電路功耗，簡化了電路設計。本發(fā)明的第三個優(yōu)點是內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器的各個并行支路的相位差僅 存在由量化控制字產(chǎn)生的差異，無任何附加相位差，不會導致由并行工作的分頻器產(chǎn)生的 異步工作狀態(tài)問題。本發(fā)明的第四個優(yōu)點是內(nèi)嵌的有限沖激響應濾波器使得壓控振蕩器模擬控制線 的增益降低為傳統(tǒng)壓控振蕩器模塊的Ι/k，小的增益意味著模擬控制端對噪聲的放大減弱， 有助于鎖相環(huán)噪聲性能的優(yōu)化。以上所述的具體實施例，對本發(fā)明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步詳 細說明，所應理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實施例而已，并不用于限制本發(fā)明，凡 在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保 護范圍之內(nèi)。
權利要求
1.一種可減少Σ Δ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構， 其特征在于，該結構包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電路、壓控振蕩器、第一分 頻器、第二分頻器、觸發(fā)器組和Σ Δ調(diào)制器，其中，鑒相鑒頻器組、電荷泵、環(huán)路濾波器、采 樣電路、壓控振蕩器和第一分頻器依次連接形成環(huán)狀結構，第二分頻器的一端連接于觸發(fā) 器組，另一端連接于壓控振蕩器與第一分頻器之間的節(jié)點，觸發(fā)器組的一端連接于采樣電 路，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點，Σ Δ調(diào)制器的一端連接于第一分 頻器，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點。
2.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述觸發(fā)器組、采樣電路和壓控振蕩器一起構成了一個內(nèi)嵌 的有限沖激響應濾波器，用于削弱高頻部分的量化噪聲，降低壓控振蕩器模擬控制線的增益 ο
3.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述觸發(fā)器組用于提供一組移位輸出的采樣信號，由k個觸 發(fā)器依次連接而成，每相鄰兩個觸發(fā)器之間差η個時鐘周期，觸發(fā)器組的輸出信號作為采 樣電路的采樣信號。
4.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述Σ Δ調(diào)制器提供第一分頻器的分數(shù)分頻比，其輸入為 K，時鐘信號為第一分頻器的輸出fdiv信號，其輸出MC作為第一分頻器的輸入控制字。
5.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述采樣電路包括k個支路，每個支路的開關在控制信號作 用下輪流閉合，將環(huán)路濾波器上的電壓信號作用于壓控振蕩器的模擬控制線。
6.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分 數(shù)鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述第一分頻器提供鎖相環(huán)路的分頻系數(shù)，其輸出分為兩 路，一路作為調(diào)制器的時鐘信號，另外一路作為鑒相鑒頻器的輸入信號。
7.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述第二分頻器提供觸發(fā)器組的時鐘信號clk，elk信號的 頻率至少兩倍于fdiv信號頻率。
8.根據(jù)權利要求1所述的可減少ΣΔ調(diào)制器量化噪聲和壓控振蕩器增益的Σ Δ分數(shù) 鎖相環(huán)改良結構，其特征在于，所述壓控振蕩器有k個平行的輸入支路，一個輸出支路，輸 出信號用來驅(qū)動第一分頻器和第二分頻器。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種∑Δ分數(shù)鎖相環(huán)改良結構，包括鑒相鑒頻器、電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電路、壓控振蕩器、第一分頻器、第二分頻器、觸發(fā)器組和∑Δ調(diào)制器，其中，鑒相鑒頻器組、電荷泵、環(huán)路濾波器、采樣電路、壓控振蕩器和第一分頻器依次連接形成環(huán)狀結構，第二分頻器的一端連接于觸發(fā)器組，另一端連接于壓控振蕩器與第一分頻器之間的節(jié)點，觸發(fā)器組的一端連接于采樣電路，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點，∑Δ調(diào)制器的一端連接于第一分頻器，另一端連接于第一分頻器與鑒相鑒頻器之間的節(jié)點。本發(fā)明具有較小的功耗，克服了∑Δ分數(shù)鎖相環(huán)帶外噪聲受限于∑Δ調(diào)制器量化噪聲的問題，降低了壓控振蕩器模擬控制線的增益。
文檔編號H03L7/099GK102075186SQ20091023876
公開日2011年5月25日 申請日期2009年11月24日 優(yōu)先權日2009年11月24日
發(fā)明者張海英, 王小松, 黃水龍 申請人:中國科學院微電子研究所