專利名稱：包括頻率選擇電路的裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種包括頻率選擇電路的裝置和一種包括這樣的
裝置的接收器。
背景技術(shù)：
數(shù)字信號(hào)處理在電信裝置中變得越來(lái)越重要。這尤其適用于無(wú) 線電信。在發(fā)送器中以數(shù)字方式處理信號(hào)、將該信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬形 式并且無(wú)線地發(fā)送到接收器，該接收器將該信號(hào)轉(zhuǎn)換回成數(shù)字形式。
近年來(lái)已經(jīng)涌現(xiàn)若干不同的無(wú)線電信標(biāo)準(zhǔn)。這些標(biāo)準(zhǔn)支持例如
基于GSM、 CDMA和WCDMA技術(shù)的系統(tǒng)。從用戶的觀點(diǎn)看，支 持若干標(biāo)準(zhǔn)的收發(fā)器提供最通用的可用性。因此已經(jīng)開發(fā)能夠在基 于不同技術(shù)的系統(tǒng)中進(jìn)行通信的收發(fā)器。
在實(shí)施支持若干無(wú)線電標(biāo)準(zhǔn)的無(wú)線電接收器中，已經(jīng)針對(duì)各標(biāo) 準(zhǔn)仔細(xì)地調(diào)節(jié)模擬基帶濾波和A/D轉(zhuǎn)換帶寬。這消耗硅區(qū)域并且增 加設(shè)計(jì)復(fù)雜度和設(shè)計(jì)時(shí)間。在數(shù)字域中進(jìn)行越多的信號(hào)處理，接收 器的設(shè)計(jì)和操作將越高效。如果在數(shù)字基帶電路中進(jìn)行所需調(diào)節(jié)(比 如信道選擇濾波)之時(shí)相同模擬前端在才莫擬域中僅有(如果有)少 量修改就可以例如用于GSM、 CDMA和WCDMA傳輸則將是有利 的。
傳統(tǒng)上將無(wú)線電接收器實(shí)施為超外差接收器或者直接轉(zhuǎn)換接 收器。這兩種接收器在本領(lǐng)域中是公知的。例如，在集成電路上實(shí) 施的直接轉(zhuǎn)換接收器通常包括低噪聲放大器、正交降頻轉(zhuǎn)換混合器 以及單獨(dú)模擬低通濾波器和用于I和Q支路的A/D轉(zhuǎn)換器。
為了將若干接收器功能嵌入到單個(gè)塊中，已經(jīng)提出變頻帶通德 耳塔西格馬調(diào)制器。德耳塔西格馬調(diào)制器(也稱為A^:調(diào)制器、西格馬-德耳塔調(diào)制器或者ZA調(diào)制器)是能夠進(jìn)行噪聲整形的過(guò)采樣模 擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器。變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的基本思想在于組合帶 通和低通濾波器級(jí)，從而至少第一調(diào)制器級(jí)是帶通級(jí)而其余級(jí)是低 通調(diào)制器級(jí)。這自然地意味著在最后(或者僅有的)帶通調(diào)制器級(jí) 輸出用二次采樣器或者混頻器來(lái)正交降頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。類似地，必須 利用用于輸入調(diào)制器級(jí)的混頻器來(lái)正交增頻轉(zhuǎn)換反饋信號(hào)。
A/D轉(zhuǎn)換器中的已知問(wèn)題與線性和所謂的1/f噪聲有關(guān)。變頻
德耳塔西格馬調(diào)制器提供對(duì)這些問(wèn)題的部分解決方案。在調(diào)制器反 饋環(huán)路中嵌入降頻轉(zhuǎn)換混合器減少混合器的非線性，另外基帶調(diào)制
器輸入級(jí)將減少針對(duì)整個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器的1 /f噪聲影響，因?yàn)檩斎胄盘?hào) 頻率適當(dāng)?shù)卦?/f拐角頻率以上。類似地，在全連續(xù)時(shí)間調(diào)制器中， 如果正弦LO波形零相交與D/A轉(zhuǎn)換器鎖存瞬間同步，則反饋路徑 增頻轉(zhuǎn)換器中的正弦波形可以用來(lái)減少定時(shí)抖動(dòng)。
然而，已知變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的性能遠(yuǎn)不能滿足現(xiàn)代電 信系統(tǒng)無(wú)線電接收器的要求。之所以這樣是因?yàn)橛腥舾稍颉?br> 首先，多數(shù)呈現(xiàn)的帶通調(diào)制器利用第一級(jí)中的低Q諧振器。 因此，它們的頻率選擇性低于正常低通德耳塔西格馬調(diào)制器。這造 成帶通信道濾波器的阻帶衰減要求高于直接轉(zhuǎn)換器接收器中的低通 信道濾波器的阻帶衰減要求。
其次，未濾波的1位位流反饋信號(hào)在可能在增頻轉(zhuǎn)換中變成與 所需信號(hào)頻帶混合的頻率處包含高頻譜能量。因此，現(xiàn)有技術(shù)的調(diào) 制器中的分辨率最可能在反饋D/A轉(zhuǎn)換中和/或在增頻轉(zhuǎn)換中受非理 想性限制。反饋路徑中的所有非線性將進(jìn)一 步使調(diào)制器性能降級(jí)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的在于提供一種克服上述問(wèn)題并且提供附加 優(yōu)點(diǎn)的改進(jìn)裝置。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供一種包括頻率選擇 電路的裝置，該頻率選擇電路有一個(gè)或者多個(gè)諧振器級(jí)、降頻轉(zhuǎn)換 級(jí)并且具有作為輸入的模擬信號(hào)，其中至少一個(gè)諧振器級(jí)利用阻抗傳遞電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，該阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放大器以及串行連接 的切換布置和阻抗電路，該切換布置被配置成將阻抗電路的阻抗從 基帶切換到輸入信號(hào)的頻率；以及在切換布置與阻抗電路之間的基 帶輸入，配置成從頻率選擇電路的輸出接收模擬反饋信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的另 一方面，提供一種具有作為輸入的模擬信號(hào)的 裝置，該裝置包括'.第一電路，包括配置成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行帶通濾 波、獲得濾波信號(hào)的阻抗傳遞電路；該阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放 大器以及串行連接的切換布置和阻抗電路，該切換布置被配置成將 阻抗傳遞電路的阻抗電路的阻抗從基帶切換到輸入信號(hào)的頻率；第 二電路，配置成對(duì)濾波信號(hào)進(jìn)行降頻混合獲得基帶信號(hào)；反饋環(huán)路， 將基帶信號(hào)連接到切換布置和阻抗電路，該反饋環(huán)路的信號(hào)被配置 成控制第一電路的性質(zhì)。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面提供一種方法，該方法包括接收作為
輸入的模擬信號(hào)；通過(guò)以下操作在至少 一個(gè)電路中處理模擬信號(hào)
在跨導(dǎo)放大器中放大信號(hào)，將放大的信號(hào)連接到串行連接的切換布
置和阻抗電路，切換布置將阻抗電路的阻抗從基帶切換到輸入信號(hào)
的頻率；將放大的信號(hào)連接到第二電路；第二電路將信號(hào)降頻混合
到基帶并且獲得基帶信號(hào)；將基帶信號(hào)連接到反饋環(huán)路并且獲得模
擬基帶反饋信號(hào)；并且由切換布置與阻抗電路之間的基帶輸入從反
饋環(huán)路接收模擬基帶反饋信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面提供一種裝置，該裝置具有作為輸入的 模擬信號(hào)和作為輸出的一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字l位或者多位信號(hào)，該裝
置包括串行連接的第一電路和第二電路，這些電路包括跨導(dǎo)放大 器以及串行連接的切換布置和阻抗電路，向第 一 電路的輸入為模擬 信號(hào)；兩個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器裝置，這些A/D轉(zhuǎn)換器裝置的輸入連接于第 二電路的切換布置與阻抗電路之間，轉(zhuǎn)換器的輸出是 一 個(gè)或者多個(gè) 數(shù)字信號(hào)；以及兩個(gè)反饋D/A轉(zhuǎn)換器，這些反饋D/A轉(zhuǎn)換器的輸入 連接到A/D轉(zhuǎn)換器裝置的輸出而反饋D/A轉(zhuǎn)換器的輸出連接于第一 電路的切換布置與阻抗電路之間；第一電路的切換布置被配置成將第 一 電路的阻抗電路的阻抗從基帶切換到本地振蕩器頻率，第二電 路被配置成進(jìn)行從本地振蕩器頻率到基帶的正交降頻混合，并且第
一電路的切換布置和阻抗電路被配置成將來(lái)自兩個(gè)反饋D/A轉(zhuǎn)換器 的信號(hào)轉(zhuǎn)換到本地振蕩器頻率。
根據(jù)本發(fā)明的又一 方面，提供一種具有作為輸入的模擬信號(hào)的 裝置，該裝置包括第一電路裝置，包括配置成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行帶 通濾波獲得濾波信號(hào)的阻抗傳遞裝置；該阻抗傳遞裝置包括跨導(dǎo) 放大裝置以及串行連接的切換裝置和阻抗裝置，該切換裝置被配置 成將阻抗傳遞裝置的阻抗裝置的阻抗從基帶切換到輸入信號(hào)的頻 率；第二電路裝置，配置成對(duì)濾波信號(hào)進(jìn)行降頻混合，獲得基帶信 號(hào)；反饋裝置，在切換裝置與阻抗裝置之間連接基帶信號(hào)，該反饋 裝置的信號(hào)被配置成控制第一電路裝置的性質(zhì)。
本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行比在現(xiàn)有技術(shù)解決方案中更接近天線的 模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換。
在一個(gè)實(shí)施例中，本發(fā)明的概念適用于在A/D轉(zhuǎn)換之前的頻 率選擇電路。這樣的電路的 一 個(gè)例子是降頻混合濾波器。
在一個(gè)實(shí)施例中，阻抗電路在射頻提供良好的頻率選擇性。因 此，可以比在常規(guī)接收器架構(gòu)中在更早級(jí)應(yīng)用更大放大率，這獲得 更好噪聲性能和顯著減少的對(duì)1/f噪聲的敏感度。由于在反饋環(huán)路中 使用阻抗電路，所以反饋機(jī)制減少許多非線性。
此外，無(wú)需改變用于多數(shù)無(wú)線電標(biāo)準(zhǔn)的調(diào)制器系數(shù)或者時(shí)間常 數(shù)，因?yàn)樵跀?shù)字域中實(shí)現(xiàn)最終信道選擇濾波器。


下文將參照實(shí)施例和以下附圖更具體地描述本發(fā)明
圖1A到圖1D圖示了本發(fā)明實(shí)施例可以被應(yīng)用到的接收器的
例子；
圖2A和圖2B圖示了德耳塔西格馬調(diào)制器的結(jié)構(gòu)的例子；
圖3圖示了德耳塔西格馬調(diào)制器的信號(hào)傳遞函數(shù)和噪聲傳遞函數(shù)的例子；
圖4圖示了阻抗傳遞電路的結(jié)構(gòu)例子； 圖5示出了正交降頻轉(zhuǎn)換德耳塔西格馬調(diào)制器的功能框圖； 圖6圖示了裝置中的切換序列和時(shí)鐘信號(hào)的例子； 圖7A和圖7B圖示了變頻電路的結(jié)構(gòu)的例子； 圖7C圖示了圖7B的電路中的切換序列和時(shí)鐘信號(hào)的例子； 圖8圖示了變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的信號(hào)傳遞函數(shù)和噪聲 傳遞函數(shù)的例子；
圖9A、圖9B和圖9C圖示了利用混合模式FIR濾波的D/A轉(zhuǎn)
換；
圖IOA到圖IOC圖示了 D/A轉(zhuǎn)換器例子；
圖11圖示了其中利用了本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的裝置的例子；
圖12、圖13和圖14圖示了變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的例子；
圖15A圖示了頻率選擇電路的操作例子；
圖15B和圖15C圖示了圖15A的電路的阻抗傳遞塊的例子；
圖16A和圖16B是圖示了本發(fā)明實(shí)施例的流程圖；并且
圖17圖示了連續(xù)時(shí)間德耳塔西格馬調(diào)制器的噪聲整形表現(xiàn)。
具體實(shí)施例方式
參照?qǐng)D1A、圖1B、圖1C和圖1D來(lái)考察本發(fā)明實(shí)施例可以 被應(yīng)用到的接收器的例子。圖1A的接收器包括接收信號(hào)的天線100。 天線100連接到配置成對(duì)來(lái)自接收信號(hào)的不希望的頻率進(jìn)行濾波的 濾波器102。濾波的信號(hào)送到配置成放大信號(hào)的低噪聲放大器104。 放大的信號(hào)送到配置成將放大的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式的西格馬 德耳塔調(diào)制器10 6 。接收的信號(hào)在西格馬德耳塔調(diào)制器的輸出是以數(shù) 字形式。在這一例子中將數(shù)字信號(hào)拆分成同相位和正交相位分量。 圖1A的接收器是直接轉(zhuǎn)換接收器(也稱為零IF接收器)，其中在 西格馬德耳塔調(diào)制器的輸入處的信號(hào)是RF信號(hào)。
圖1B圖示了包括混合器108的超外差接收器，該混合器108將接收的信號(hào)與本地振蕩器信號(hào)LO進(jìn)行混合。因此，在西格馬德耳
塔調(diào)制器的輸入處的信號(hào)是中頻(IF)信號(hào)。
圖1C的接收器包括接收信號(hào)的天線100。天線100連接到配 置成對(duì)來(lái)自接收信號(hào)的不希望的頻率進(jìn)行濾波的濾波器102。濾波的 信號(hào)送到配置成放大該信號(hào)的低噪聲放大器104。放大的信號(hào)送到配 置成將接收的信號(hào)降頻混合到基帶的濾波器110。基帶信號(hào)送到配置 成將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式的A/D轉(zhuǎn)換器112。
圖1D的接收器包括接收信號(hào)的天線100。天線IOO連接到配 置成對(duì)來(lái)自接收信號(hào)的不希望的頻率進(jìn)行濾波的濾波器10 2 。濾波的 信號(hào)送到將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式的A/D轉(zhuǎn)換器112。 A/D轉(zhuǎn)換 器可以是具有第 一級(jí)的多級(jí)轉(zhuǎn)換器，該第 一級(jí)充當(dāng)配置成放大信號(hào) 的低噪聲放大器。因此無(wú)需單獨(dú)低噪聲放大器。
接收器可以是收發(fā)器的部分。在該情況下濾波器102可以是雙 工濾波器。
取而代之，在A/D轉(zhuǎn)換之后的信號(hào)仍然可以是在數(shù)字域中降 頻轉(zhuǎn)換成基帶信號(hào)的低中頻(IF)。在這樣的情況下，圖1A的接收 器為低IF接收器。
應(yīng)當(dāng)注意本發(fā)明的實(shí)施例不限于接收器，而是它們可以應(yīng)用于 任何信號(hào)處理應(yīng)用中。圖1A到圖1C的接收器僅為其中可以利用要 求保護(hù)的裝置的設(shè)備的例子。
在A/D轉(zhuǎn)換之前對(duì)信號(hào)進(jìn)行降頻混合的裝置中可以利用其它實(shí)施 例。如本領(lǐng)域技術(shù)人員所知，其它應(yīng)用也是可能的。
一般而言，德耳塔西格馬調(diào)制器是能夠進(jìn)行噪聲整形的過(guò)采樣 模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器。圖2A圖示了具有無(wú)損耗連續(xù)時(shí)間積分器的德耳 塔西格馬調(diào)制器的例子。德耳塔西格馬調(diào)制器包括具有傳遞函數(shù) 1/(T、s))的積分器或者濾波器200、 N位A/D轉(zhuǎn)換器202和在反饋環(huán) 路中的N位D/A轉(zhuǎn)換器206。圖2A的結(jié)構(gòu)被稱為一階多位德耳塔 西格馬調(diào)制器。圖2B圖示了三階德耳塔西格馬調(diào)制器的例子，該調(diào)制器包括
三個(gè)積分器208、 210和212以及向各積分器級(jí)的反饋214。在這一 情況下可以利用1位或者多位A/D轉(zhuǎn)換器216來(lái)進(jìn)行量化。
德耳塔西格馬調(diào)制器中的量化誤差可以假設(shè)為注入到A/D轉(zhuǎn) 換器的輸入中的誤差信號(hào)。因此，數(shù)字化的信號(hào)是(最后)積分器 輸出電壓與量化誤差之和。信號(hào)傳遞函數(shù)(STF)是低通傳遞函數(shù)， 而噪聲傳遞函數(shù)(NTF)是高通函數(shù)。圖3圖示了典型德耳塔西格 馬調(diào)制器的STF 300和NTF 302的例子。STF拐角頻率fm根據(jù)調(diào)制 器階次約等于NTF拐角頻率并且通常比采樣頻率fs (也依賴于調(diào)制 器階次)低約十分之一。實(shí)際所需信號(hào)通常拐角頻率fo低得多。因 此，信噪比由于量化誤差的高通濾波而在低頻非常優(yōu)良。因此，德 耳塔-西格馬調(diào)制器進(jìn)行噪聲整形并且A/D轉(zhuǎn)換器分辨率隨著調(diào)制器 階次和過(guò)采樣比f(wàn);/fo而增加。
可以將德耳塔西格馬調(diào)制器實(shí)施為l位或者多位調(diào)制器。l位 量化的益處之一在于簡(jiǎn)易和固有線性的操作。然而，l位調(diào)制器要求 積分器放大器快速變穩(wěn)定。此外，連續(xù)時(shí)間1位調(diào)制器比使用切換 式電容器積分器的多位連續(xù)時(shí)間調(diào)制器或者德耳塔-西格馬調(diào)制器容 許時(shí)鐘信號(hào)的更少抖動(dòng)。在基于切換式電容器電路的調(diào)制器中已經(jīng) 在輸入中混淆信號(hào)，而在連續(xù)時(shí)間調(diào)制器中在調(diào)制器中的大量低通 濾波之后的量化中發(fā)生混淆。多位連續(xù)時(shí)間德耳塔-西格馬調(diào)制器對(duì) 時(shí)鐘抖動(dòng)的敏感性較低，并且類似地放松放大器變穩(wěn)定的要求。
在一個(gè)實(shí)施例中，在第一積分器級(jí)208中并且可選地在第二積 分器級(jí)210中通過(guò)使用圖4中呈現(xiàn)的阻抗傳遞電路將低通德耳塔西 格馬調(diào)制器(圖2B呈現(xiàn)了其三階調(diào)制器例子)轉(zhuǎn)換成頻率選擇降頻 轉(zhuǎn)換RF A/D轉(zhuǎn)換器。
圖4的阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放大器400以及串行連接的切換 布置402和阻抗電路404。切換布置402被配置成將積分器的阻抗電 路404的阻抗從基帶切換成輸入信號(hào)的頻率。阻抗傳遞電路還包括 在切換布置與阻抗電路之間的基帶輸入和輸出端口 。圖4中的跨導(dǎo)放大器400包括差分輸入(inp和inm)和差分 輸出(outp和outm)并且具有切換布置402和作為負(fù)載的阻抗電路 404。阻抗傳遞電路充當(dāng)從差分輸入(inp和inm)到差分輸出(outp 和outm)的基帶濾波器。此外，阻抗傳遞電路包括充當(dāng)輸入和輸出 的四個(gè)端口 bbip、 bbim、 bbqp和bbqm。因此，將差分同相電流信號(hào) 注入到節(jié)點(diǎn)bbip和bbim而將差分正交電流信號(hào)注入到節(jié)點(diǎn)bbqp和 bbqm來(lái)正交增頻轉(zhuǎn)換在節(jié)點(diǎn)outp和outm處的差分電壓輸出信號(hào)。 另外，在增頻轉(zhuǎn)換之前積分這一信號(hào)獲得更干凈的增頻轉(zhuǎn)換信號(hào)。 取而代之，來(lái)自輸入i叩和inm的電壓信號(hào)在跨導(dǎo)放大器中轉(zhuǎn)換成電 流并且視為在基帶輸出bbip和bbim處的降頻轉(zhuǎn)換和積分的同相位差 分電壓信號(hào)以及在基帶輸出bbqp和bbqm處的正交差分電壓信號(hào)。
因此，這一多輸入和多輸出阻抗傳遞電路可以用來(lái)實(shí)施帶通諧 振器和積分增頻或者降頻轉(zhuǎn)換正交混頻器。甚至可以同時(shí)利用這些 功能。
圖5示出了使用至少一個(gè)圖4的阻抗傳遞電路來(lái)實(shí)現(xiàn)的以圖 2B的三階低通德耳塔西格馬調(diào)制器為基礎(chǔ)的正交降頻轉(zhuǎn)換德耳塔西 格馬調(diào)制器的功能框圖。為了正交降頻轉(zhuǎn)換，在基帶頻率中需要兩 個(gè)德耳塔-西格馬調(diào)制器，其中一個(gè)用于同相位支路而一個(gè)用于正交支路。
利用圖4的傳遞阻抗電路來(lái)實(shí)施圖2B的3階低通德耳塔-西格 馬調(diào)制器中的第一塊208獲得圖4中的第一虛線框500。來(lái)自D/A 轉(zhuǎn)換器504的同相反饋電流502在此饋送到圖4的傳遞阻抗電路中 的節(jié)點(diǎn)bbip和bbim。來(lái)自D/A轉(zhuǎn)換器508的正交反饋電流506分別 饋送到圖4的傳遞阻抗電路中的節(jié)點(diǎn)bbqp和bbqm。
圖6圖示了切換布置的切換序列和時(shí)鐘信號(hào)(即用于圖4中的 同相位支路的增頻轉(zhuǎn)換信號(hào)loip和loim (等于圖5中的LO!)以及 類似地有正交路徑中的信號(hào)loqp、 loqm和LOQ)。
在差分RF輸出(圖4中的outp和outm )處將RF輸入信號(hào)與 增頻轉(zhuǎn)換的同相位和正交反饋信號(hào)相加。此信號(hào)然后饋送到圖5的變頻德耳塔-西格馬調(diào)制器中的第二塊510。在一個(gè)實(shí)施例中，這一
調(diào)制器510也利用圖4的傳遞阻抗電路來(lái)實(shí)現(xiàn)并且它等效于圖2B的 三階低通德耳塔-西格馬調(diào)制器中的第二虛線塊210 (第二積分器級(jí))。
圖5的變頻電路中的第二傳遞阻抗電路510在積分之前降頻轉(zhuǎn) 換同相位和正交信號(hào)，從而信號(hào)饋送到傳遞阻抗電路的RF輸入(i叩 和inm)而同相位電流反饋信號(hào)饋送到基帶輸入bbip和bbim并且正 交電流反饋信號(hào)饋送到bbqp和bbqm。將基帶輸出信號(hào)感測(cè)為來(lái)自 反饋電流被注入到的相同節(jié)點(diǎn)(bbip、 bbim、 bbqp和bbqm )的電壓。 在這一 電路中省略輸出outp和outm。
在一個(gè)實(shí)施例中，使用變頻電路的替代結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)圖5的第二 塊510。圖7A圖示了替代結(jié)構(gòu)。
在圖7A中，在利用有源密勒積分器700、 702來(lái)進(jìn)行積分之 時(shí)將輸入/輸出節(jié)點(diǎn)bbip、 bbim、 bbqp和bbqm拆分成輸入節(jié)點(diǎn)biip、 biim、 biqp禾口 biqm以及專lf出節(jié)點(diǎn)boip、 boim、 boqp牙口 boqm。這才羊, 基帶輸入biip、 biim、 biqp和biqm作為優(yōu)化同相位和正交平tf并且 使失真最小的虛擬地節(jié)點(diǎn)來(lái)操作。
在一個(gè)實(shí)施例中，沒有使用圖4的變頻電路來(lái)實(shí)施圖5的變頻 德耳塔-西格馬調(diào)制器中的第二塊510。代之以可以使用任何現(xiàn)有正 交降頻轉(zhuǎn)換混合器并且可以類似地實(shí)施積分器，因?yàn)榉e分器通常實(shí) 施于德耳塔-西格馬調(diào)制器中。如果使用高于3階的調(diào)制器結(jié)構(gòu)，這 同樣適用于第三積分器級(jí)或者信號(hào)路徑中的任何其它其余積分器 級(jí)。
圖7B圖示了利用與前述阻抗傳遞電路相似的電路塊將圖5的 第二塊510實(shí)施為普通正交降頻轉(zhuǎn)換混合器。該實(shí)施包括兩個(gè)跨導(dǎo) 放大器704、 706。在放大器704之后是切換布置708和有源密勒積 分器712,而在放大器706之后是切換布置710和有源密勒積分器 714。圖7C圖示了切換布置的切換序列和時(shí)鐘信號(hào)(即信號(hào)loip和 loqp、 loim、 loqm、 lo2ip、 lo2qp、 lo2im和lo2qm)。當(dāng)圖7B的正交降頻轉(zhuǎn)換混合器使用于變頻德耳塔-西格馬調(diào) 制器中時(shí)，通常不能使用占空比接近25%的本地振蕩器波形，但是 需要如圖7C所示具有傳統(tǒng)50。/。占空比和90。相位差的第二組本地振 蕩器波形。因此，比在使阻抗傳遞電路用于兩個(gè)積分器/諧振器級(jí)時(shí) 需要更復(fù)雜的時(shí)鐘分頻器。
雖然使用普通正交降頻轉(zhuǎn)換混合器需要多一個(gè)跨導(dǎo)放大器并 且增加時(shí)鐘分頻器電路的復(fù)雜度，但是能夠達(dá)到良好性能。盡管在 基于傳遞阻抗電路的解決方案中電路僅在本地振蕩器切換時(shí)段t l o的 四分之二跟隨輸入信號(hào)，但是利用普通正交降頻轉(zhuǎn)換混合器來(lái)實(shí)現(xiàn) 的電路幾乎持續(xù)地積分降頻轉(zhuǎn)換的信號(hào)。因此在后一種情況下反饋 環(huán)路更緊密地跟隨輸入信號(hào)從而失真為低。
阻抗傳遞電路切換頻率與轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘頻率之比無(wú)需固定為V2; 如下文將討論的那樣，尤其是如果D/A轉(zhuǎn)換器可以在增頻轉(zhuǎn)換之前 抑制不希望的頻率，則該比值可以變化。類似地，可以用許多不同 方式布置A/D和D/A轉(zhuǎn)換器塊信號(hào)。然而，每個(gè)反饋D/A轉(zhuǎn)換器(比 如圖5中的轉(zhuǎn)換器504、 508、 512和514)應(yīng)當(dāng)優(yōu)選地在連接到這一 D/A轉(zhuǎn)換器的阻抗傳遞電路開關(guān)關(guān)斷之時(shí)改變它的輸出。
接著研究反饋D/A轉(zhuǎn)換器的實(shí)施。
圖8圖示了基帶(虛線)和變頻(實(shí)線)德耳塔西格馬調(diào)制器 的信號(hào)傳遞函數(shù)和噪聲傳遞函數(shù)。虛線800和802為基帶信號(hào)傳遞 和噪聲傳遞函數(shù)。實(shí)線804、 806代表變頻信號(hào)傳遞和噪聲傳遞函數(shù)。 當(dāng)圖4的阻抗傳遞電路在如圖8中所示采樣頻率fs的一半頻率操作 時(shí)，基帶德耳塔-西格馬調(diào)制器的信號(hào)和噪聲傳遞函數(shù)移動(dòng)到本地振 蕩器頻率f:x)。
由于基帶德耳塔-西格馬調(diào)制器的噪聲整形，在flo-fcuc/2處有 大量量化噪聲，fcLK為A/D轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘并且等于采樣頻率fs 。因此， 利用數(shù)字延遲線和電流輸出D/A轉(zhuǎn)換器來(lái)實(shí)現(xiàn)的簡(jiǎn)易混合模式FIR 濾波器可以用來(lái)在fm處及其倍數(shù)處實(shí)現(xiàn)陷波，因此在可能干擾變頻 德耳塔-西格馬調(diào)制器操作的頻率范圍對(duì)基帶量化噪聲進(jìn)行濾波。圖9A、圖9B和圖9C圖示了利用混合模式FIR濾波的D/A轉(zhuǎn) 換。圖9A示出了其它圖中所用符號(hào)。圖9B圖示了一種簡(jiǎn)易實(shí)施， 而圖9C圖示了更一般的混合模式FIR D/A轉(zhuǎn)換器。
圖10A和圖10B圖示了電流導(dǎo)引1位D/A轉(zhuǎn)換器(或者多位 D/A轉(zhuǎn)換器中的一位單元)的例子。圖10A示出了具有簡(jiǎn)易差分輸 出的轉(zhuǎn)換器，而圖10B示出了具有推挽差分輸出的轉(zhuǎn)換器。
在一個(gè)實(shí)施例中，混合模式梳狀濾波器的電流-輸出D/A轉(zhuǎn)換 器由電壓-輸出D/A轉(zhuǎn)換器取代。圖10C圖示了差分電阻D/A轉(zhuǎn)換 器。圖10C的電壓-輸出D/A轉(zhuǎn)換器包括進(jìn)行模擬求和的電阻器1000。 當(dāng)在梳狀濾波器中利用電壓-輸出D/A轉(zhuǎn)換器時(shí)將轉(zhuǎn)換器的輸出電壓 反相。這可以例如通過(guò)交叉連接差分輸出來(lái)實(shí)現(xiàn)。如本領(lǐng)域技術(shù)人 員所知，也可以^f吏用其它方法。
在fL0=fcuc/2的情況下，利用圖9B中所示一種簡(jiǎn)易實(shí)現(xiàn)來(lái)實(shí) 現(xiàn)所需FIR濾波，其中延遲元件900的所需延遲為一個(gè)樣本、即t延 遲^l/fcLK并且H(z)=z-1。兩個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器902、 904的輸出電流ia和 ib具有相等量值。因此，兩個(gè)電流導(dǎo)引D/A轉(zhuǎn)換器的偏置電流Ib相 等(見圖10A)。利用這一布置，傳遞函數(shù)H(z一l+z-l實(shí)現(xiàn)在fL0=fCLK/2 處具有單個(gè)零點(diǎn)。
取而代之，通過(guò)將圖9C中的混合模式FIR濾波D/A轉(zhuǎn)換器結(jié) 構(gòu)與延遲元件906、 908、 910中一個(gè)樣本的數(shù)字延遲(t延遲4/fcuc) 和各D/A轉(zhuǎn)換器912、 914、 916、 918中的相等偏置電流一起^f吏用，
濾波器傳遞函數(shù)在頻率V4 fCLK、 V2 fcuc和3/4 fcuc以及5/4 fCLK、3/2 fCLK
和7/4 fcLK等處具有零點(diǎn)。通過(guò)德耳塔-西格馬調(diào)制器操作和D/A轉(zhuǎn) 換來(lái)衰減實(shí)際時(shí)鐘頻率及其倍數(shù)。
延遲元件中的延遲無(wú)需準(zhǔn)確地為t延遲-l/fcuc,但是它可以是數(shù)
個(gè)時(shí)鐘循環(huán)或者僅半個(gè)時(shí)鐘循環(huán)。如果從更高頻率對(duì)采樣時(shí)鐘進(jìn)行 分頻，則對(duì)這一延遲時(shí)間的更精細(xì)調(diào)節(jié)也是可能的，從而實(shí)現(xiàn)針對(duì) 采樣時(shí)鐘和阻抗傳遞電路本地振蕩器頻率更靈活的頻率設(shè)置。甚至
可以有可能利用由延遲鎖定環(huán)路(DLL)控制的連續(xù)可變數(shù)字延遲單元將fu)鎖定至FIR濾波器延遲。類似地，可以縮放個(gè)別D/A轉(zhuǎn)換 器輸出電流以更改FIR濾波器傳遞函數(shù)。
在其中利用多位D/A轉(zhuǎn)換器和阻抗很高的傳遞電路切換頻率 的一個(gè)實(shí)施例中，沒有使用上述混合模式FIR濾波D/A轉(zhuǎn)換器而是 與在利用常規(guī)結(jié)構(gòu)的后繼積分器級(jí)中用于反饋D/A轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換器 相似的D/A轉(zhuǎn)換器。然而在多數(shù)情況下利用恰當(dāng)選擇的FIR濾波器 延遲和濾波器系數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)明顯性能改進(jìn)。
理想地，應(yīng)當(dāng)僅在輸入信號(hào)電流也接通時(shí)將反饋電流注入到阻 抗傳遞電路中的電容器。然而，易于僅通過(guò)縮放反饋電流來(lái)校正這 一差異?？梢酝ㄟ^(guò)將反饋信號(hào)縮放成原值的 一半并且在無(wú)切換的整 個(gè)時(shí)鐘周期將它積分來(lái)實(shí)現(xiàn)與在僅半個(gè)時(shí)鐘周期積分反饋信號(hào)相同 的結(jié)果。尤其是當(dāng)使用FIR D/A轉(zhuǎn)換器并且參照A/D轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘變 化本地振蕩器頻率時(shí)，對(duì)D/A轉(zhuǎn)換器輸出的切換變得困難。因此優(yōu) 選連續(xù)反饋積分。類似地，可以表明通過(guò)與阻抗傳遞電路同步切換 反饋電流沒有獲得性能受益。
圖11代表一個(gè)實(shí)施例的例子，該實(shí)施例說(shuō)明了如下裝置，該 裝置實(shí)施將兩個(gè)傳遞阻抗電路和兩個(gè)二階1位連續(xù)時(shí)間德耳塔西格 馬調(diào)制器用于同相位和正交支路的變頻德耳塔-西格馬調(diào)制器。在這 一實(shí)施例中，使用圖4的阻抗傳遞電路將德耳塔西格馬調(diào)制器的積 分器轉(zhuǎn)換成諧振器。
圖11的裝置包括相位差為90。的兩個(gè)基帶德耳塔西格馬調(diào)制 器。對(duì)調(diào)制器進(jìn)行組合從而它們經(jīng)由兩個(gè)阻抗電路共用跨導(dǎo)放大器。 運(yùn)送電路負(fù)載的兩個(gè)跨導(dǎo)放大器對(duì)于本地振蕩器頻率fL0周圍的輸 入信號(hào)充當(dāng)帶通濾波器，而兩個(gè)德耳塔西格馬調(diào)制器如同它們作為 普通基帶調(diào)制器一樣操作。
圖11的裝置具有作為輸入的為差分格式的模擬信號(hào)1100。因 此，輸入信號(hào)包括分別與正輸入和負(fù)輸入相對(duì)應(yīng)的兩個(gè)支路inp和 inm。輸入信號(hào)施加到第一跨導(dǎo)放大器1102。跨導(dǎo)放大器輸出與它的 輸入電壓成比例的電流。放大器具有包括正輸出和負(fù)輸出的差分輸出。
第一電路1104連接到第一跨導(dǎo)放大器1102的輸出。電路1104 包括四個(gè)電容器的阻抗電路和切換布置。該切換布置包括配置成將 阻抗電路連接到第一跨導(dǎo)放大器1102的正輸出的成組開關(guān)1106和 配置成將阻抗電路連接到第 一跨導(dǎo)放大器1102的負(fù)輸出的成組開關(guān) 1108。
第一跨導(dǎo)放大器1102的輸出連接到第二跨導(dǎo)放大器lllO的差 分輸入。第二放大器1110具有包括正輸出和負(fù)輸出的差分輸出。
第二電路1112連接到第二跨導(dǎo)放大器1110的輸出。第二電路 1112包括四個(gè)電容器的阻抗電路和切換布置。該切換布置包括配置 成將阻抗電路連接到第二跨導(dǎo)放大器1110的正輸出的成組開關(guān) 1114和配置成將阻抗電路連接到第二跨導(dǎo)放大器1110的負(fù)輸出的 成組開關(guān)1116。
圖11的裝置還包括第一和第二比較器1118、 1120,這些比較 器的輸入連接于電路1112的切換布置與阻抗電路之間，轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生 1位信號(hào)作為它們的輸出。各比較器作為1位A/D轉(zhuǎn)換器來(lái)工作。 第一比較器1118的輸出為同相位分量，而第二比較器1120的輸出 為數(shù)字信號(hào)的正交分量。
圖11的裝置還包括從比較器的輸出到比較器的輸入的反饋環(huán) 路。各反饋環(huán)路包括具有差分電流輸出的D/A轉(zhuǎn)換器1122、 1124。 這些同相位和正交D/A轉(zhuǎn)換器進(jìn)行正?；鶐У屯ǖ露鞲耨R調(diào)制 器反饋。
圖11的裝置還包括兩個(gè)差分電流輸出反饋D/A轉(zhuǎn)換器1126、 1128，這些轉(zhuǎn)換器的輸入連接到比較器1118、 1120的輸出而這些轉(zhuǎn) 換器的輸出連接于第一傳遞電路1104的切換布置與阻抗電路之間。 第 一 電路1104將這些同相位和正交反饋信號(hào)增頻轉(zhuǎn)換到本地振蕩器 信號(hào)頻率周圍的所希望的輸入信號(hào)范圍。
圖11示出了其中第一和第二電路1104、 1112各自包括兩組開 關(guān)1106、 1108、 1114和1116的切換布置例子。開關(guān)由控制信號(hào)1130控制。第一和第二電路的阻抗電路包括并行放置的四個(gè)電容器。第
一阻抗傳遞電路包括電容為Cl、 C2、 C3和C4的電容器。第二阻抗 傳遞電路包括電容為C5、 C6、 C7和C8的電容器。
各電容器放置于兩個(gè)開關(guān)之后。在一個(gè)實(shí)施例中，控制開關(guān)使 得各開關(guān)在時(shí)間循環(huán)的25%關(guān)斷。在各時(shí)間瞬間，開關(guān)將一個(gè)電容 器連接到跨導(dǎo)放大器輸出的正輸出而將一個(gè)電容器連接到跨導(dǎo)放大 器輸出的負(fù)輸出。假如C1=C2=C3=C4=C5=C6=C6=C7=C8=C，如果 存在電阻負(fù)載R,則電路將充當(dāng)中心頻率按照切換序列、帶寬1/(p RC) 和通帶增益(Gm*R) (Gm為跨導(dǎo)放大器的放大率)來(lái)設(shè)置的帶通 濾波器。在無(wú)電阻器負(fù)載時(shí)，電路充當(dāng)無(wú)損耗積分器的等效帶通。
圖6圖示了切換布置的切換序列和比較器1118、 1120的時(shí)鐘信號(hào)。
運(yùn)送電路負(fù)載1104、 1112的兩個(gè)跨導(dǎo)放大器級(jí)1104、 1112形 成四階通帶濾波器。第二放大器級(jí)1112進(jìn)行帶通濾波和正交降頻混 合，所得復(fù)數(shù)基帶信號(hào)由兩個(gè)差分輸入比較器1118、 1120量化，這 些比較器因此進(jìn)行復(fù)數(shù)1位A/D轉(zhuǎn)換。
圖11的整個(gè)裝置在中心頻率fo-l/tu)處進(jìn)行四階帶通濾波，而
德耳塔西格馬調(diào)制器如同它是采樣頻率為2*&的標(biāo)準(zhǔn)1位二階連續(xù) 時(shí)間德耳塔西格馬調(diào)制器 一 樣操作。
圖11的裝置包括相位差為90°的兩個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器。然而，AD 轉(zhuǎn)換器的數(shù)目和阻抗傳遞電路的數(shù)目不限于二。可以實(shí)施如下實(shí)施 例，這些實(shí)施例包括相位差為45。的四個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器或者數(shù)目為任何 偶數(shù)的轉(zhuǎn)換器。此外，調(diào)制器的階次不限于二。其中所得調(diào)制器具 有多級(jí)并且為3階、4階、5階或者更大階次的實(shí)施例也是可能的。
圖12圖示了變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的另一例子。在這一例 子中，陷波濾波被添加到連接到第一電路的1104的反饋環(huán)路。在這 一例子中，使用兩個(gè)附加反饋差分電流輸出D/A轉(zhuǎn)換器1200、 1202 來(lái)實(shí)現(xiàn)陷波濾波，這些轉(zhuǎn)換器的輸入經(jīng)由延遲元件1204、 1206連接 到比較器1118、 1120的輸出。D/A轉(zhuǎn)換器1200、 1202的輸出連接于第一電路1104的切換布置與阻抗電路之間。
圖13圖示了變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的另一例子。在這一實(shí) 施例中，通過(guò)利用連接到比較器1118、 1120的輸入上的有源密勒積 分器1300、 1302來(lái)改進(jìn)降頻轉(zhuǎn)換中的鏡頻抑制。
圖14圖示了變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的一種更高階實(shí)施例 子。在圖14的例子中，利用充當(dāng)諧振器的兩個(gè)級(jí)聯(lián)電路1400、 1402 來(lái)構(gòu)造前兩個(gè)調(diào)制器級(jí)。在電路1400、 1104之前是跨導(dǎo)放大器1404、 1406。第一電路1400充當(dāng)用于輸入信號(hào)的帶通濾波器，并且它同時(shí) 將同相位和正交反饋信號(hào)增頻轉(zhuǎn)換到本地振蕩器信號(hào)頻率周圍的所 希望的輸入信號(hào)范圍。
該結(jié)構(gòu)類似于圖11的例子。D/A轉(zhuǎn)換器已經(jīng)由混合模式FIR 濾波1408、 1410、 1412、 1414取代而比較器由德耳塔-西格馬調(diào)制器 裝置1416、 1418取代，這些調(diào)制器裝置包含更高階德耳塔-西格馬調(diào) 制器的第三和可能更多積分器級(jí)及其反饋D/A轉(zhuǎn)換器。D/A轉(zhuǎn)換器 (FIRDAC)裝置可以包括串行的數(shù)字延遲和以與參照?qǐng)D9C所述相 似的方式將輸出一起求和的D/A轉(zhuǎn)換器。由于內(nèi)部調(diào)制器可以是連 續(xù)時(shí)間德耳塔西格馬調(diào)制器，所以采樣率無(wú)需如圖ll的例子中一樣 為2*fQ、即阻抗傳遞電路切換頻率的兩倍。因此，如果所需分辨率 充分并且連續(xù)時(shí)間調(diào)制器前向信號(hào)路徑充分地衰減傳遞阻抗切換序 列，則可以使用更低采樣率或者可以接收更高輸入RF信號(hào)。
圖15A圖示了其中使用兩個(gè)阻抗傳遞電路1500、 1502作為降 頻轉(zhuǎn)換濾波器的一個(gè)實(shí)施例。這一實(shí)施例對(duì)應(yīng)于圖1C的接收器結(jié) 構(gòu)。在圖15B中圖示了第一阻抗傳遞電路1502的可能實(shí)現(xiàn)的例子。 該電^各包括電阻器1518和1520。在圖15A的裝置中，來(lái)自第二阻 抗傳遞電路1502的基帶輸出的反饋信號(hào)1504、 1506作為電流饋送 到第一電路1500的基帶輸入。結(jié)果是電路1500在同時(shí)進(jìn)行正交降 頻轉(zhuǎn)換之時(shí)實(shí)現(xiàn)帶寬固定而可變中心頻率由I支路和Q支路LO振蕩 頻率1508、 1510來(lái)控制的四階帶通濾波功能。然后利用幾乎任一種 A/D轉(zhuǎn)換器1512、 1514將降頻轉(zhuǎn)換的信號(hào)進(jìn)一步轉(zhuǎn)換到數(shù)字域。然而，用于這 一 任務(wù)的理想A/D轉(zhuǎn)換器是連續(xù)時(shí)間德耳塔-西格馬調(diào)制
器，因此消除在A/D轉(zhuǎn)換器之前的任何附加濾波級(jí)。
圖15B中所示阻抗傳遞電路中的電阻器1518和1520用于設(shè)置 濾波函數(shù)增益、形狀和帶寬以及注入到端口 bbip 、 bbim、 bbqp和bbqm
的反饋電 流。
在圖7A中圖示了圖15A的第二塊1502的一種可能實(shí)施例子。 然而，由于第一傳遞阻抗電路1500的電阻負(fù)載和RF輸出，第二塊 1502無(wú)需高阻抗輸入。因此在一個(gè)實(shí)施例中利用無(wú)源混合器來(lái)實(shí)施 降頻轉(zhuǎn)換混合器功能。在圖15C中圖示了利用無(wú)源混合器來(lái)實(shí)現(xiàn)的 降頻轉(zhuǎn)換濾波器的一種簡(jiǎn)易實(shí)施例子。第二塊1502的跨導(dǎo)放大器已 經(jīng)由電阻器1530、 1532、 1534和1536取代。此外，反饋環(huán)^各包括 跨導(dǎo)放大器1538、 1540。在圖7C中圖示了圖15C的裝置的切換序 列。利用無(wú)源正交降頻轉(zhuǎn)換混合器的輸入阻抗來(lái)實(shí)施在第 一阻抗傳 遞電路1500的RF輸出處的電阻負(fù)載。這一實(shí)施的唯一弊端在于不 能與單獨(dú)負(fù)載電阻器和跨導(dǎo)放大器 一 樣自由地設(shè)置濾波器參數(shù)。
圖16A是圖示了本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的流程圖。在步驟1600中 接收作為輸入的模擬信號(hào)。
在步驟1602中，在跨導(dǎo)放大器中放大信號(hào)。
在步驟1604中，將放大的信號(hào)連接到串行連接的切換布置和 阻抗電3各。
在步驟1606中，切換布置將阻抗電路的阻抗從基帶切換成輸
入信號(hào)的頻率。
在步驟1608中，將跨導(dǎo)放大器的輸出信號(hào)降頻轉(zhuǎn)換到基帶。 在步驟1610中，將基帶信號(hào)連接到反饋環(huán)路并且獲得模擬基
帶反饋信號(hào)。
在步驟1612中，在切換布置與阻抗電路之間的基帶輸入接收 模擬基帶反饋信號(hào)。
圖16B是圖示了本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的另一流程圖。步驟1600 到1608與前圖中的相同并且這里未加以贅述。在繼步驟1608之后的步驟1614中進(jìn)行向基帶信號(hào)的A/D轉(zhuǎn) 換并且獲得一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)。
在步驟1616中將一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬輸出信，一。
在步驟1618中將模擬輸出信號(hào)連接到反饋環(huán)路并且獲得模擬
基帶反饋信號(hào)。
在步驟1620中，在切換布置與阻抗電路之間的基帶輸入接收
模擬基帶反饋信號(hào)。
在一個(gè)實(shí)施例中，利用阻抗傳遞電路增頻轉(zhuǎn)換到RF的基帶反 饋信號(hào)在降頻轉(zhuǎn)換之后對(duì)基帶積分器級(jí)的低頻閃爍和熱噪聲進(jìn)行整 形。以圖17的第3階德耳塔西格馬調(diào)制器為例說(shuō)明連續(xù)時(shí)間德耳塔 西格馬調(diào)制器的噪聲整形表現(xiàn)。
圖17的德耳塔西格馬調(diào)制器包括向各積分器級(jí)有反饋706的 三個(gè)積分器700、 702和704 (傳遞函數(shù)為l(T*s))。利用放大器afl、 a&和af3來(lái)表示反饋放大。利用放大器a^、 as2和as3來(lái)表示前向^各徑 放大。德耳塔-西格馬調(diào)制器中的量化噪聲可以假設(shè)為在將信號(hào)從模 擬轉(zhuǎn)換到數(shù)字域時(shí)與信號(hào)相加的任意誤差電壓。在圖17的第3階調(diào) 制器的信號(hào)流圖中描繪了這一點(diǎn)，其中除了量化噪聲源vqn之外也利
用輸入減少噪聲源Vnl、 Vn2和Vn3對(duì)各積分器的模擬噪聲貢獻(xiàn)進(jìn)行建模。
作為輸入電壓vin以及量化和模擬噪聲源的函數(shù)的輸出電壓
v。ut的方程可以表達(dá)為
方程1表明調(diào)制器進(jìn)行針對(duì)輸入信號(hào)Vin的第3階低通濾波和 針對(duì)量化噪聲Vqn的第3階高通濾波。以與輸入信號(hào)相同的方式對(duì)第 一積分器的模擬噪聲進(jìn)行第3階低通濾波。然而，對(duì)在第二積分器 輸入處的噪聲進(jìn)行第1階高通濾波而對(duì)在第三積分器輸入處的噪聲
進(jìn)行第2階高通濾波。在很低頻率，Ai:調(diào)制器的輸出值可以近似為:<formula>formula see original document page 24</formula>
在一個(gè)實(shí)施例中，通過(guò)縮放系數(shù)a^、 ac和an、來(lái)縮放調(diào)制器 的通帶增益
在基帶頻率范圍中，1/f噪聲尤其是在窄帶寬的無(wú)線電系統(tǒng)如 GSM中為主導(dǎo)性的。這意味著第二和后繼積分級(jí)的高通濾波高步文地 減少后繼積分器級(jí)的噪聲貢獻(xiàn)。事實(shí)上，后繼積分器級(jí)的噪聲僅在 很寬的帶寬中變得可見，因?yàn)獒槍?duì)積分器噪聲的噪聲整形比量化噪 聲的噪聲整形總是更微弱至少一級(jí)。此外，在量化器中混淆在最后 積分器輸出處的噪聲。在這些噪聲計(jì)算中沒有包括此噪聲。
在利用阻抗傳遞電路的變頻德耳塔西格馬調(diào)制器情況下，第一 積分器級(jí)在RF頻率傳遞到諧振器中，因此第一噪聲源僅包括白噪 聲。這是1/f噪聲對(duì)第二阻抗傳遞電路的基帶輸出中的總調(diào)制器噪聲 有貢獻(xiàn)的第一位置。因此，密勒積分器在降頻轉(zhuǎn)換之后的輸入減少 噪聲與圖17中的Vn2完全地相同。由于噪聲整形，將密勒積分器的 1/f噪聲派生成白噪聲。此外，也對(duì)降頻混合器中的噪聲略微地整形。 反饋D/A轉(zhuǎn)換器中的1/f噪聲由調(diào)制器輸出信號(hào)擴(kuò)展，從而此噪聲對(duì) 調(diào)制器的1/f噪聲無(wú)貢獻(xiàn)。
利用阻抗傳遞電路的變頻德耳塔西格馬調(diào)制器的第 一 跨導(dǎo)放 大器基本上對(duì)應(yīng)于接收器的LNA。因此，可以假設(shè)噪聲源v^對(duì)應(yīng)于 LNA輸出的噪聲。類似地，噪聲源V。2可與在降頻轉(zhuǎn)換混合器輸出的 噪聲比較。這意味著利用具有兩個(gè)阻抗傳遞電路的變頻德耳塔西格 馬調(diào)制器來(lái)實(shí)施的接收器的噪聲因數(shù)是由低噪聲放大器和后續(xù)降頻 轉(zhuǎn)換混合器的噪聲因數(shù)來(lái)設(shè)置的，同時(shí)取消了降頻轉(zhuǎn)換器輸出的1/f<formula>formula see original document page 24</formula>
因此，所得輸出電壓方程可以表達(dá)為:噪聲而甚至未用任何特殊1/f噪聲減少方法如斬波、自動(dòng)歸零或者相 互雙采樣。尤其是如果嵌入于前兩級(jí)(LNA和混合器)中的增益足 夠高，則后繼基帶積分器級(jí)的噪聲貢獻(xiàn)可忽略不計(jì)。
如果通過(guò)如下設(shè)置來(lái)減少通向阻抗傳遞電路的阻抗放大器的
輸入處的噪聲源vnl和vn2,
則作為輸入信號(hào)和所述兩個(gè)最有效輸入噪聲源的函數(shù)的輸出
電壓可以表達(dá)為
盡管上文已經(jīng)根據(jù)附圖參照例子描述了本發(fā)明，但是清楚的是 本發(fā)明不限于此，而是可以在所附權(quán)利要求的范圍內(nèi)以若干方式修
改本發(fā)明。
Vn2 =
權(quán)利要求
1.一種包括頻率選擇電路的裝置，所述頻率選擇電路有一個(gè)或者多個(gè)諧振器級(jí)、降頻轉(zhuǎn)換級(jí)并且具有作為輸入的模擬信號(hào)，其中至少一個(gè)諧振器級(jí)利用阻抗傳遞電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，所述阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放大器以及串行連接的切換布置和阻抗電路，所述切換布置被配置成將所述阻抗電路的阻抗從基帶切換到所述輸入信號(hào)的頻率，以及在所述切換布置與所述阻抗電路之間的基帶輸入，配置成從所述頻率選擇電路的輸出接收模擬反饋信號(hào)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中至少所述第一諧振器級(jí)包 4舌阻抗傳遞電3各。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或者2所述的裝置，所述阻抗傳遞電路包括 在所述跨導(dǎo)放大器的輸入處的RF輸入和在所述跨導(dǎo)放大器的輸出 處的RF輸出；在所述切換布置與所述阻抗電路之間的基帶輸入，配 置成從所述頻率選擇電路的輸出接收模擬基帶反饋信號(hào)；以及在切 換布置與所述阻抗電路之間的基帶輸出。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1至3中的任一權(quán)利要求所述的裝置，其中所 述頻率選擇電路包括在所述電路的輸出處的A/D轉(zhuǎn)換器，配置成 產(chǎn)生一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字1位或者多位信號(hào)作為所述頻率選擇電路的 輸出信號(hào)；以及D/A轉(zhuǎn)換器，配置成將所述輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬反 饋信號(hào)。
5，根據(jù)權(quán)利要求1至3中的任一權(quán)利要求所述的裝置，包括作 為第二或者后繼諧振器級(jí)的阻抗傳遞電^^，所述阻抗傳遞電3各包括在所述跨導(dǎo)放大器的輸入處的RF輸入；在所述切換布置與所述阻抗 電路之間的基帶輸入，配置成從所述頻率選擇電路的輸出接收模擬 基帶反饋信號(hào)；以及在所述切換布置與所述阻抗電路之間的基帶輸出。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的裝置，所述阻抗傳遞電路包括連接到 所述基帶輸入和輸出的有源密勒積分器。
7. 根據(jù)權(quán)利要求1至6中的任一權(quán)利要求所述的裝置，所述頻 率選擇電路包括德耳塔西格馬調(diào)制器。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1至6中的任一權(quán)利要求所述的裝置，所述頻 率選擇電路包括降頻混合濾波器。
9. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的裝置，利用阻抗傳遞電路來(lái)增頻轉(zhuǎn)換 到RF的所述反饋信號(hào)被配置成在降頻轉(zhuǎn)換之后對(duì)基帶積分器的低 頻閃爍和熱噪聲進(jìn)行整形。
10. —種裝置，具有作為輸入的模擬信號(hào)，所述裝置包括第 一 電路，包括配置成對(duì)所述輸入信號(hào)進(jìn)行帶通濾波獲得濾波 信號(hào)的阻抗傳遞電路；所述阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放大器以及串 行連接的切換布置和阻抗電路，所述切換布置被配置成將所述阻抗 傳遞電路的所述阻抗電路的阻抗從基帶切換到所述輸入信號(hào)的頻第二電路，配置成對(duì)所述濾波信號(hào)進(jìn)行降頻混合獲得基帶信號(hào)； 反饋環(huán)路，在所述切換布置與所述阻抗電路之間連接所述基帶 信號(hào)，所述反饋環(huán)路的所述信號(hào)被配置成控制所述第一電路的性質(zhì)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求10所述的裝置，其中所述第一電路的所述阻 抗傳遞電路被配置成積分和增頻轉(zhuǎn)換所述反饋環(huán)路的信號(hào)并且在所 述輸入信號(hào)的降頻轉(zhuǎn)換之前將所述信號(hào)與所述輸入信號(hào)相加。
12. 根據(jù)權(quán)利要求10至11中的任一權(quán)利要求所述的裝置，包 括A/D轉(zhuǎn)換器，可操作地連接到所述第二電路的輸出，具有作為 輸出的一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的裝置，其中所述A/D轉(zhuǎn)換器的輸出 信號(hào)連接到所述反饋環(huán)路，并且所述反饋環(huán)路被配置成將所述A/D 轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。
14. 根據(jù)權(quán)利要求12至13中的任一權(quán)利要求所述的裝置，所 述裝置包括德耳塔西格馬調(diào)制器。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的裝置，所述反饋環(huán)路包括一個(gè)或者 多個(gè)FIR濾波器。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12至15中的任一權(quán)利要求所述的裝置，所 述裝置包括在所述第二電路與所述A/D轉(zhuǎn)換器之間的一個(gè)或者多個(gè) 濾波級(jí)。
17. —種方法，包括 接收作為輸入的模擬信號(hào)；通過(guò)以下操作在至少一個(gè)電路中處理所述模擬信號(hào) 在跨導(dǎo)放大器中放大所述信號(hào)，將所述放大的信號(hào)連接到串行連接的切換布置和阻抗電路， 所述切換布置將所述阻抗電路的阻抗從基帶切換到所述輸入信 號(hào)的頻率；將所述放大的信號(hào)連接到第二電路；所述第二電路將所述信號(hào)降頻混合到基帶并且獲得基帶信號(hào)； 將所述基帶信號(hào)連接到反饋環(huán)路并且獲得模擬基帶反饋信號(hào)；并且在所述切換布置與所述阻抗電路之間的基帶輸入從所述反饋環(huán) 路接收所述模擬基帶反饋信號(hào)。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，還包括將所述反饋信號(hào)增頻轉(zhuǎn)換到所述輸入信號(hào)的頻率范圍。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，還包括 對(duì)所述第二電路的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換并且獲得一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)。
20. 根據(jù)權(quán)利要求19所述的方法，還包括 將所述一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬輸出信號(hào)；并且將所述模擬輸出信號(hào)連接到所述反饋環(huán)路并且荻得所述模擬基 帶反饋信號(hào)。
21. —種裝置，具有作為輸入的模擬信號(hào)和作為輸出的一個(gè)或 者多個(gè)數(shù)字1位或者多位信號(hào)，所述裝置包括串行連接的第 一 電路和第二電路，所述電路包括跨導(dǎo)放大器以 及串行連接的切換布置和阻抗電路，向所述第一電路的所述輸入為所述模擬信號(hào)，兩個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器裝置，所述A/D轉(zhuǎn)換器裝置的輸入連接于所述 第二電路的所述切換布置與所述阻抗電路之間，所述轉(zhuǎn)換器的輸出 是所述一個(gè)或者多個(gè)數(shù)字信號(hào)，以及兩個(gè)反饋D/A轉(zhuǎn)換器，所述反饋D/A轉(zhuǎn)換器的輸入連接到所述 A/D轉(zhuǎn)換器裝置的所述輸出而所述反饋D/A轉(zhuǎn)換器的輸出連接于所 述第 一 電路的所述切換布置與所述阻抗電路之間；所述第一電路的所述切換布置被配置成將所述第一電路的所述 阻抗電路的阻抗從基帶切換到本地振蕩器頻率，所述第二電路被配置成進(jìn)行從所述本地振蕩器頻率到基帶的正交降頻混合，并且所述第一電路的所述切換布置和所述阻抗電路被配置成將來(lái)自 所述兩個(gè)反饋D/A轉(zhuǎn)換器的所述信號(hào)轉(zhuǎn)換到所述本地振蕩器頻率。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，所述A/D轉(zhuǎn)換器裝置包括1 位A/D轉(zhuǎn)換器。
23，根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，所述A/D轉(zhuǎn)換器裝置包括一 個(gè)或者多個(gè)積分器級(jí)和A/D轉(zhuǎn)換器。
24. 根據(jù)權(quán)利要求21到23中的任一權(quán)利要求所述的裝置，還 包括從各A/D轉(zhuǎn)換器裝置到所述轉(zhuǎn)換器的所述輸入的反饋環(huán)路，所 述環(huán)路包括電流輸出D/A轉(zhuǎn)換器。
25. 根據(jù)權(quán)利要求21到24中的任一權(quán)利要求所述的裝置，還 包括在所述第一電路的所述切換布置與所述阻抗電^各之間從所述 A/D轉(zhuǎn)換器裝置的所述輸出連接的兩個(gè)反饋環(huán)路，所述環(huán)路包括延 遲元件和電流輸出D/A轉(zhuǎn)換器。
26. 根據(jù)權(quán)利要求21到25中的任一權(quán)利要求所述的裝置，還 包括連接于所述第二電路與所述兩個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器裝置之間的有源密 勒積分器。
27. 根據(jù)權(quán)利要求24所述的裝置，包括所述反饋環(huán)路中的有限 沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，所述FIR濾波器包括成組1位延遲線和1 位D/A轉(zhuǎn)換器以及模擬加法器。
28. 根據(jù)權(quán)利要求27所述的裝置，其中所述FIR濾波器被配置 成在所述本地振蕩器頻率及其倍數(shù)增加衰減。
29. —種接收器，包括根據(jù)權(quán)利要求IO所述的裝置。
30. —種裝置，具有作為輸入的模擬信號(hào)，所述裝置包括第 一 電路裝置，包括配置成對(duì)所述輸入信號(hào)進(jìn)行帶通濾波獲得 濾波信號(hào)的阻抗傳遞裝置；所述阻抗傳遞裝置包括跨導(dǎo)放大裝置 以及串行連接的切換裝置和阻抗裝置，所述切換裝置被配置成將所 述阻抗傳遞裝置的所述阻抗裝置的阻抗從基帶切換到所述輸入信號(hào) 的頻率；第二電路裝置，配置成對(duì)所述濾波信號(hào)進(jìn)行降頻混合并且獲得基帶信號(hào)；反饋裝置，在所述切換裝置與所述阻抗裝置之間連接所述基帶 信號(hào)，所述反饋裝置的所述信號(hào)被配置成控制所述第一電路裝置的性質(zhì)。
全文摘要
提供一種具有作為輸入的模擬信號(hào)的裝置。該裝置包括第一電路，該第一電路包括配置成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行帶通濾波獲得濾波信號(hào)的阻抗傳遞電路；該阻抗傳遞電路包括跨導(dǎo)放大器(1102)以及串聯(lián)連接的切換布置(1106，1108)和阻抗電路(404)，該切換布置被配置成將阻抗傳遞電路的阻抗電路的阻抗從基帶切換到輸入信號(hào)的頻率。該裝置還包括第二電路(1112)，配置成對(duì)濾波信號(hào)進(jìn)行降頻混合獲得基帶信號(hào)；以及反饋環(huán)路，將基帶信號(hào)連接到切換布置(1114，1116)和阻抗電路，該反饋環(huán)路的信號(hào)被配置成控制第一電路的性質(zhì)。
文檔編號(hào)H03H19/00GK101601185SQ200780050631
公開日2009年12月9日 申請(qǐng)日期2007年12月19日 優(yōu)先權(quán)日2006年12月21日
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